JP4505944B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２端子の位相制御装置を介して商用電源に接続され、負荷へ供給する電力を制御可能とした電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源装置としては、図９に示すように入力側を、交流電源である商用電源１に対して位相制御装置である調光ユニット２を介して接続し、出力側に接続したランプ負荷８を調光することができるようにした電源装置３がある。
【０００３】
ここで使用される調光ユニット２は２端子型のもので、トライアックＴＲのようなスイッチ素子による位相制御のタイプが用いられており、２端子間にインダクタＬ１を介してトライアックＴＲを接続するとともに、このインダクタＬ１とトライアックＴＲの直列回路に並列にフィルムコンデンサからなるコンデンサＣ１を接続し、また可変抵抗器ＶＲとコンデンサＣ２とトリガ素子Ｑ０とからなる位相検出回路９を接続して構成される。
【０００４】
電源装置３は、従来、図示するように電源フィルター回路４と、全波整流回路５と、自励式のハーフブリッジ形インバータ回路を構成する発振回路６と、該発振回路６を起動するためのトリガ回路７とから構成される。
【０００５】
トリガ回路７は全波整流回路５からの入力電圧があるレベルを越えると単発のパルス状の起動信号を発生するものである。
【０００６】
発振回路６は、全波整流回路５の出力端間にコンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路と、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続し、夫々の直列回路の中点間に出力トランスＴｒ１の１次巻線ｎ１と、駆動トランスＴｒ２の１次巻線Ｎ１との直列回路を接続し、更に駆動トランスＴｒ２に巻装した帰還巻線Ｎ２１，Ｎ２２の出力をベース抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を夫々介してスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のベースに接続し、出力トランスＴｒ１の２次巻線ｎ２にランプ負荷８を接続したハーフブリッジ型の自励式インバータからなり、入力電圧があるレベルより高い状態で、トリガ回路７からの起動信号がスイッチ素子Ｑ２のベースに印加されると自励発振を開始し、入力電圧があるレベルより低くなると発振を停止するようになっている。尚ダイオードＤ１１，Ｄ１２は環流用ダイオードである。
【０００７】
次にこの従来例の動作を説明する。
【０００８】
まず電源投入直後は調光ユニット２のトライアックＴＲがオフであるため、調光ユニット２の両端間には商用電源１の電圧に略等しい電圧が印加される。
【０００９】
調光ユニット２は、両端間に接続された位相検出回路７のコンデンサＣ２の充電電圧がトリガ素子Ｑ０のブレークオーバー電圧に達してトリガ素子Ｑ０がオンすることで、トライアックＴＲのゲートをトリガしてトライアックＴＲをオンさせるようになっており、このトライアックＴＲがオンする位相角は位相検出回路７の可変抵抗器ＶＲでユーザーが設定できるようになっている。
【００１０】
従って商用電源１の電圧の瞬時絶対値が或る値より高くなると、つまり予め設定している位相角を過ぎると、トライアックＴＲがオンする。
【００１１】
トライアックＴＲがオンすれば、図１０（ａ）に示す商用電源１の電圧（Ａ−Ａ’間の電圧ＶＡ−Ａ’）が位相制御されて図１０（ｂ）に示す電圧（Ｂ−Ｂ’間の電圧ＶＢ−Ｂ’）が電源装置３に直接印加される。
【００１２】
電源装置３に印加された電圧ＶＢ−Ｂ’は、電源フィルター回路４を通り、全波整流回路５により全波整流されて、図１０（ｃ）に示す電圧（Ｃ−Ｃ’間の電圧ＶＣ−Ｃ’）となりトリガ回路７に印加される。
【００１３】
ここでトリガ回路７は全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ３からなる並列回路と、逆方向のダイオードＤ１との直列回路を接続するとともに、前記並列回路とダイオードＤ１との接続点を、スイッチ素子であるトリガ素子Ｑ３を介して発振回路６のスイッチ素子Ｑ２のベースとベース抵抗Ｒ１２の接続点に接続してある。
【００１４】
従ってトライアックＴＲがオンすると、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３の両端には全波整流回路５の出力電圧が印加されることになり、この出力電圧は、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧より高いので、トリガ素子Ｑ３がオンして、コンデンサＣ３を充電する電流が流れ、この電流によりベース抵抗Ｒ１２に電圧が発生し、発振回路６のスイッチ素子Ｑ２を順バイアスする。従ってスイッチ素子Ｑ２にベース電流が流れてスイッチ素子Ｑ２がオンする。つまりトリガ回路７はコンデンサＣ３を充電する電流により発振回路６に単発パルスの起動信号を印加する。一方トライアックＴＲが導通してから、発振回路６に印加される電圧は、通常、発振回路６が発振を開始するのに必要な電圧より十分高いので、以後駆動トランスＴｒ２の帰還巻線Ｎ２１，２２の帰還出力によりスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が交互に駆動されて発振回路６は自励発振を開始する。そして発振回路６の発振が続いている間、電源装置３は、出力トランスＴｒ１の２次巻線ｎ２を介してランプ負荷８に電力を供給する。
【００１５】
そして暫くすると、商用電源１の位相が零ボルトに近づき、発振回路６の発振が停止すると同時に、トライアックＴＲに流れる電流が保持電流以下になり、トライアックＴＲがターンオフする。
【００１６】
こんどは調光ユニット２には先ほどと逆の極性で電圧が印加されるが、やはり調光ユニット２の位相検出回路９により位相角が判断され、再びトライアックＴＲがオンされる。以下は先程と同様にランプ負荷８に電力が供給されることとなる。
【００１７】
上記のような動作により、位相制御された交流電圧にて、電源装置３が動作し、ランプ負荷８に電力を供給する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の電源装置３は、位相制御装置を構成する調光ユニット２のトライアックＴＲがオフしている期間において、電源装置３の発振回路６が起動されない間は、調光ユニット２の２端子間に接続されるコンデンサＣ１の漏れ電流により、前記コンデンサＣ１と、電源装置３に内蔵される電源フィルター回路４のコンデンサＣ０とで、商用電源１の電圧が分圧され、調光ユニット２に印加される電圧が結果的に小さくなり、調光ユニット２が電源位相を正確に判断できない状態になるという問題があった。
【００１９】
それに加え、電源装置３の電源端子間に発生した電圧により、トリガ回路７が動作し、電源装置３の電源端子間（Ｂ−Ｂ’間）の電圧ＶＢ−Ｂ’が図１１に示すように不安定になり、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンする位相角が変動し、結果としてランプ負荷８に印加する電圧の変動が発生することがあった。
【００２０】
特に、ランプ負荷８がミニハロゲンなどの白熱灯である場合は結果的にチラツキとなって現れる。
【００２１】
本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは位相制御装置との組み合わせにおいても負荷電圧の変動が発生しにくい電源装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源と電源端子との間の電路の一方に、２端子型で、２端子間に第１のコンデンサとスイッチ素子の並列回路を接続し、２端子間の電圧を検出することにより、電源位相を判断して、前記スイッチ素子をオン・オフすることにより位相制御を行う位相制御装置を挿入し、該位相制御装置を介して前記電源端子に入力する交流電圧で動作するものであって、前記電源端子間に並列に接続された第２のコンデンサを有する電源フィルター回路と、該電源フィルター回路を通じて入力された交流電圧を、全波整流する全波整流回路と、該全波整流回路の出力電圧が一定電圧を越えると、起動信号を出力するトリガ回路と、該トリガ回路からの起動信号を受けて発振を開始して発振動作中、負荷に電力を供給する発振回路とを備えた電源装置において、前記電源フィルター回路の入力端間又は全波整流回路の入力端間若しくは全波整流回路の出力端間に、所定のインピーダンスを持つインピーダンス素子と別のスイッチ素子との直列回路を接続して構成され、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフしている期間の一部乃至全部において前記別のスイッチ素子をオンさせる漏れ電流バイパス回路を備え、前記漏れ電流バイパス回路のインピーダンス素子のインピーダンス値を、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフ状態である時に、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子がオンした場合、前記交流電源の位相に関わらず、前記電源フィルター回路の入力電圧が実質的に零ボルトとなるような低いインピーダンス値としたことを特徴とする。
【００２３】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを、前記電源フィルター回路の入力電圧又は前記全波整流回路の入力電圧若しくは全波整流回路の出力電圧の検出に基づいて設定することを特徴とする。
【００２４】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子を、前記交流電源の瞬時絶対値電圧が、所定電圧より高いときにオフさせ、所定電圧より低いときにオンさせるように、前記別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを設定したことを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下本発明をランプ負荷を調光するために構成された実施形態により説明する。
（実施形態１）
本実施形態１は、図１に示すように、位相制御装置である調光ユニット２及び電源装置３の電源フィルター回路４，全波整流回路５，トリガ回路７、発振回路６の構成は図９に示す従来例と同じ回路構成であるが、全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に漏れ電流バイパス回路１０を接続した点で従来例と相違する。
【００２６】
尚図９の従来例と同じ回路構成要素には同じ符号を付し、説明は省略する。
【００２７】
さて本実施形態に用いる漏れ電流バイパス回路１０は、抵抗Ｒ２と直列に接続されたスイッチ素子Ｑ４とから構成される。
【００２８】
漏れ電流バイパス回路１０のインピーダンス素子である抵抗Ｒ２は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオフで且つ、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンした状態では、Ｃ−Ｃ’間の電圧、即ち電源装置３の電源端子間の電圧Ｂ−Ｂ’間の電圧が実質的に零ボルトになるような、低い抵抗値の抵抗により構成される。
【００２９】
漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４は、調光ユニット２のトライアックＴＲのオン・オフに同期して、オフ−オン動作するように設計されているものとする。
【００３０】
次に本実施形態の動作を説明する。
【００３１】
まず電源投入時は、調光ユニット２のトライアックＴＲはオフであり、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４は図２（ｃ）に示すようにオンとなっている。
【００３２】
この場合、調光ユニット２のコンデンサＣ１から、電源装置３に流れる漏れ電流は、漏れ電流バイパス回路１０を通じて流れてしまうので、電源装置３の電源端子には殆ど電圧がかからない。従って、商用電源１の電圧は略全て、調光ユニット２に印加されることとなり、調光ユニット２の位相検出回路９が、電源位相を判断する際の障害にならないため、トライアックＴＲがオンする位相角の変動が少なくなり、結果として出力電圧の変動が小さくなる。
【００３３】
次いで、調光ユニット２のトライアックＴＲが図２（ｂ）に示すようにオンすると、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４をオフし、このオフにより抵抗Ｒ２を切り離して電力損失の増大を防止している。
【００３４】
ここにおいて、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンしている期間は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンしている期間と、完全に逆転している必要はなく、調光ユニット２がトライアックＴＲをオンさせる直前のタイミングのみ、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンしていれば、同等の効果が得られる。
【００３５】
また漏れ電流バイパス回路のスイッチ素子Ｑ４のオン・オフのタイミングを電源フィルター回路４の入力電圧或いは全波整流回路５の入力電圧に基づいて設定する。
【００３６】
尚図２（ａ）はＢ−Ｂ’間の電圧ＶＢ−Ｂ’を示す。
【００３７】
（実施形態２）
本実施形態は実施形態１の漏れ電流バイパス回路１０を図３に示す回路に置き換えたものである。尚その他の回路は実施形態１の回路と同じであるので、ここでは図示は省略し、図１を参照する。
【００３８】
本実施形態の漏れ電流バイパス回路１０は、全波整流回路５の出力両端Ｃ−Ｃ’に抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＺＤ１，抵抗Ｒ４の直列回路を接続するとともに、この直列回路に抵抗Ｒ２、トランジスタからなるスイッチ素子Ｑ４の直列回路を並列接続し、さらに抵抗Ｒ２とスイッチ素子Ｑ４のベースとの間に抵抗Ｒ５を接続し、またスイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間に別のトランジスタからなるスイッチ素子Ｑ５のコレクタ・エミッタ間を接続し、スイッチ素子Ｑ５のベースをツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ４との接続点に接続して構成されたものである。
【００３９】
本実施形態の漏れ電流バイパス回路１０の動作を次に説明する。
【００４０】
まず、電源投入時において調光ユニット２のトライアックＴＲはオフであって、商用電源１の電圧の位相角が小さい間はツェナーダイオードＺＤ１がオフであるため、スイッチ素子Ｑ５がオフ状態にあり、そのためスイッチ素子Ｑ４のベースには、抵抗Ｒ２，Ｒ５を通じてべ一ス電流が流れて、スイッチ素子Ｑ４はオン状態にある。
【００４１】
ここで、抵抗Ｒ２はスイッチ素子Ｑ４がオンの状態では、Ｃ−Ｃ’間の電圧すなわち電源装置３の電源端子間の電圧が実質的に零ボルトになるような、低い抵抗値の抵抗により構成されているため、商用電源１の電源電圧は略全て調光ユニット２に印加され、調光ユニット２の位相検出回路９が判断する電源位相が正確になる。また、電源装置３の電源端子間の電圧が実質的に零ボルトであるから、トリガ回路７も動作しない。従って、調光ユニット２のトライアックＴＲが動作する位相角が安定するため、電源装置３の入力電圧が安定し、電源装置３がランプ負荷８に印加する出力電圧も安定する。この状態で、商用電源１の電圧の位相角が大きくなっても、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンであるので、Ｃ−Ｃ’間の電圧は実質的に零ボルトに維持され、ツェナーダイオードＺＤ１もオンせず、スイッチ素子Ｑ４はオンを維持する。
【００４２】
更に商用電源１の電圧の位相角が大きくなり、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンした場合、抵抗Ｒ２の電圧降下が大きくなってＣ−Ｃ’間に電圧が発生し、ツェナーダイオードＺＤ１がオンとなるため、スイッチ素子Ｑ５がオンし、スイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間を短絡する。この短絡によりスイッチ素子Ｑ４はオフとなり、抵抗Ｒ２での電力損失を抑えることが可能となる。
【００４３】
次に、商用電源１の電圧の位相が１８０度付近となり、電源電圧が或るレベルより低くなると、ツェナーダイオードＺＤ１はオンしなくなり、スイッチ素子Ｑ５がオフし、このオフによりスイッチ素子Ｑ４がオンとなる。また、調光ユニット２も電源電圧があるレベルより低くなるとトライアックＴＲがオフするので、以降は最初からの繰り返しとなる。
【００４４】
このように漏れ電流バイパス回路１０を構成したことにより、本実施形態では、調光ユニット２と組み合わせても出力電圧の変動が少ない電源装置３を安価に提供することが可能となった。
【００４５】
（実施形態３）
本実施形態は実施形態１の漏れ電流バイパス回路１０を図４に示す回路に置き換えたものである。尚その他の回路は実施形態１の回路と同じであるので、ここでは図示は省略し、図１を参照する。
【００４６】
本実施形態の漏れ電流バイパス回路１０は全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ２、スイッチ素子Ｑ４の直列回路と、抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ４の直列回路とを夫々接続し、スイッチ素子Ｑ４のコレクタ・ベース間に抵抗Ｒ５を、またスイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間にスイッチ素子Ｑ５のコレクタ・エミッタ間を接続した点で、図３の回路と同じであるが、全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ６、サイリスタＱ６、抵抗Ｒ８の直列回路を接続し、サイリスタＱ６のゲートをツェナーダイオードＺＤ１のアノードに、またゲート・カソード間に抵抗Ｒ７を接続し、この抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との接続点にスイッチ素子Ｑ５のベースを接続した構成が図３の回路と相違する。
【００４７】
次に本実施形態の漏れ電流バイパス回路１０の動作を説明する。
【００４８】
まず電源投入時は、調光ユニット２のトライアックＴＲはオフであって、商用電源１の電圧の位相角が小さい間は、ツェナーダイオードＺＤ１がオフである。そのためサイリスタＱ６及びスイッチ素子Ｑ５はオフであり、一方スイッチ素子Ｑ４はＲ２，Ｒ５を通じてスイッチ素子Ｑ４のべ一ス電流が流れるためオンとなっている。ここで、抵抗Ｒ２の抵抗値をスイッチ素子Ｑ４がオンの状態では、Ｃ−Ｃ’間の電圧すなわち電源装置３の電源端子間の電圧が実質的に零ボルトになるような低い抵抗値とする。従って、商用電源１の電圧は略全て調光ユニット２に印加され、調光ユニット２が判断する電源位相が正確になる。また、電源装置３の電源端子（Ｂ−Ｂ）’間の電圧が実質的に零ボルトであるから、トリガ回路７も動作しない。従って、調光ユニット２のトライアックＴＲが動作する位相角が安定するため、電源装置３の入力電圧が安定し、電源装置３のランプ負荷８電圧が安定する。この状態で、商用電源１の電圧の位相角が大きくなっても、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンであるので、Ｃ−Ｃ’間の電圧は実質的に零ボルトを維持するため、ツェナーダイオードＺＤ１もオンせず、スイッチ素子Ｑ４はオンを維持する。更に商用電源１の電圧の位相角が大きくなり、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンした場合、抵抗Ｒ２による電圧降下が大きくなって、Ｃ−Ｃ’間に電圧が発生し、ツェナーダイオードＺＤ１がオンとなるため、サイリスタＱ６がオンし、スイッチ素子Ｑ５にベース電流が流れる。これによりスイッチ素子Ｑ５がオンして、スイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間を短絡するため、スイッチ素子Ｑ４はオフとなり、抵抗Ｒ２での電力損失を抑えることが可能となる。
【００４９】
次いで、商用電源１の電圧の位相が１８０°付近となって、電源電圧があるレベルより低くなると、ツェナーダイオードＺＤ１はオフし、サイリスタＱ６のアノード電流が保持電流以下になると、サイリスタＱ６がターンオフし、スイッチ素子Ｑ５にはベース電流が流れなくなる。そのためスイッチ素子５がオフとなり、スイッチ素子Ｑ４のベースに抵抗Ｒ２，Ｒ５を通じて再びべ一ス電流が流れて、スイッチ素子Ｑ４はオンする。また、調光ユニット２も電源電圧があるレベルより低くなるとトライアックＴＲがオフするので、以降は最初からの繰り返しとなる。
【００５０】
本実施形態も上述の実施形態１，２と同様に調光ユニット２と組み合わせても出力電圧の変動が少ない電源装置を安価に提供することが可能となった。特に本実施形態では、漏れ電流バイパス回路１０にサイリスタＱ６を用いることにより、ツェナーダイオードＺＤ１の電圧を高くすることができ、消費電力を更に抑えた設計が可能となる。
【００５１】
（参考例１）
上記実施形態１乃至３では漏れ電流バイパス回路１０を用いることで、調光ユニット２内のコンデンサＣ１の漏れ電流による影響を無くしていたが、本参考例は、図５に示すようにトリガ回路７のダイオードＤ１に、抵抗Ｒ２’とスイッチ素子Ｑ４’の直列回路を接続したトリガ停止回路１１を用いた点に特徴がある。尚調光ユニット２及び電源装置３の電源フィルター回路４，全波整流回路５，トリガ回路７、発振回路６の構成は図１の従来例回路及び実施形態１と同じ回路構成であるので、同じ回路構成には同じ符号を付し説明は省略する。
【００５２】
さて本参考例に用いるトリガ停止回路１１の抵抗Ｒ２’の抵抗値は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオフし、且つスイッチ素子Ｑ４’がオンした状態では、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３に印加される電圧が、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧を越えないような低い抵抗値に設定してある。
【００５３】
またトリガ停止回路１１のスイッチ素子Ｑ４’は、調光ユニット２のトライアックＴＲのオン・オフに同期して、オフ・オン動作するように設計されているものとする。
【００５４】
次に本参考例の動作を説明する。
【００５５】
まず電源投入時は、図６（ｂ）に示すように調光ユニット２のトライアックＴＲがオフであるが、調光ユニット２のコンデンサＣ１から、電源装置３に流れる漏れ電流は、電源装置３の電源フィルター回路４のコンデンサＣ０と分圧される電圧（図６（ａ））が、電源端子にかかっている。しかしトリガ停止回路１１のスイッチ素子Ｑ４’が図６（ｃ）に示すようにオンであるため、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にかかる電圧は、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧よりも低く、そのためトリガ素子Ｑ３はオンせず、発振回路６にはトリガがかからない。従って調光ユニット２にかかる電圧は一定の分圧比を保ち、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンする位相角の変動が少なくなり、結果として出力電圧の変動が小さくなる。
【００５６】
次に、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンすると、トリガ停止回路１１のスイッチ素子Ｑ４’がオフするため、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にブレークオーバー電圧を越える電圧が印加されてオンし、発振回路６を起動させ、ランプ負荷８に電力を与える。
【００５７】
ここにおいて、トリガ停止回路１１のスイッチ素子Ｑ４’がオンしている期間は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンしている期問と、完全に逆転している必要はなく、調光ユニット２がトライアックＴＲをオンさせる前のタイミングでトリガ回路７が働かないようにすれば、同等の効果が得られる。
（参考例２）
本参考例は、参考例１のトリガ停止回路１１を図７で示される回路に置き換えたものである。尚その他の構成は参考例１と同じであるので、ここでは図示せず、図５を参照する。
【００５８】
本参考例のトリガ停止回路１１は、回路構成的には実施形態２の漏れ電流バイパス回路１０と同じ構成であって、全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＺＤ１，抵抗Ｒ４の直列回路を接続するとともに、Ｄ−Ｃ’間に抵抗Ｒ２’、トランジスタからなるスイッチ素子Ｑ４’の直列回路を接続し、さらに抵抗Ｒ２’とスイッチ素子Ｑ４’のベースとの間に抵抗Ｒ５を接続し、またスイッチ素子Ｑ４’のベース・エミッタ間に別のトランジスタからなるスイッチ素子Ｑ５のコレクタ・エミッタ間を接続し、スイッチ素子Ｑ５のベースをツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ４との接続点に接続したものである。ここで抵抗Ｒ２’は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオフし且つスイッチ素子Ｑ４’がオンした状態では、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３に印加される電圧が、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧を越えないような低い抵抗値とする。またツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧は調光ユニット２のコンデンサＣ１と、電源フィルター回路４のコンデンサＣ０で分圧された商用電源１の電圧のうち、電源装置３に印加される電源電圧（Ｂ−Ｂ’間の電圧）が、印加されてもツェナーダイオードＺＤ１がオンせず、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンした場合に印加される電圧ではオンするような電圧（例えば２０Ｖなど）に設定する。
【００５９】
次に本参考例の動作を説明する。
【００６０】
まず電源投入時は、調光ユニット２のトライアックＴＲはオフで、トリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１もオフであり、スイッチ素子Ｑ５もオフである。一方スイッチ素子Ｑ４’は抵抗Ｒ２’と抵抗Ｒ５によりべ一ス電流が流れるため、オンとなる。従って、この間はトリガ回路７からは発振回路６をトリガする起動信号が出力されない。
【００６１】
つまりこの場合、調光ユニット２のコンデンサＣ１から電源装置３に流れる漏れ電流により、コンデンサＣ１と電源装置３の電源フィルター回路４のコンデンサＣ０とで分圧される電圧が、電源装置３の電源端子にかかる。しかし、トリガ停止回路１１の働きにより、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にかかる電圧は、ブレークオーバー電圧よりも低いためトリガ素子Ｑ３がオンせず、そのため発振回路６にはトリガがかからない。従って、調光ユニット２にかかる電圧は一定の分圧比を保ち、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンする位相角の変動が少なくなり、結果として出力電圧の変動が小さくなる。
【００６２】
次に、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンすると、トリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１がオンして、スイッチ素子Ｑ５がオンする。このスイッチ素子Ｑ５のオンにより、スイッチ素子Ｑ４’のベース電流がバイパスされ、スイッチ素子Ｑ４’はオフすることになる。
【００６３】
従って、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にはブレークオーバー電圧を越える電圧が印加されてトリガ素子ｈＱ３がオンし、発振回路６に起動信号を出力する。この起動信号により発振回路６が起動してランプ負荷８に電力を与える。
【００６４】
本参考例は上記の構成により、調光ユニット２と組み合わせても出力電圧の変動が少ない電源装置３を安価に提供することが可能となった。特に本参考例ではトリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧を高くすることができ、出力電圧を安定化するための回路の消費電力を少なくすることができる。
（参考例３）
本参考例は参考例１のトリガ停止回路１１を図８に示す回路に置き換えたものである。尚その他の回路は参考例１の回路と同じであるので、ここでは図示は省略し、図５を参照する。
【００６５】
本参考例のトリガ停止回路１１はＤ−Ｃ’間に抵抗Ｒ２’、スイッチ素子Ｑ４’の直列回路を接続し、また全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に、抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ４の直列回路を夫々接続し、スイッチ素子Ｑ４のコレクタ・ベース間に抵抗Ｒ５を、またスイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間にスイッチ素子Ｑ５のコレクタ・エミッタ間を接続した点で、図６の回路と同じであるが、全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ６、サイリスタＱ５、抵抗Ｒ８の直列回路を接続し、サイリスタＱ６のゲートをツェナーダイオードＺＤ１のアノードに、またゲート・カソード間に抵抗Ｒ７を接続し、この抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との接続点にスイッチ素子Ｑ５のベースを接続した構成が図７の回路と相違する。
【００６６】
トリガ停止回路１１の抵抗Ｒ２’の抵抗値は、参考例２の場合と同様にスイッチ素子Ｑ４’がオンした状態では、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３に印加される電圧が、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧を越えないような低い低抗値に設定し、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧は、調光ユニット２のコンデンサＣ１と、電源フィルター回路４のコンデンサＣ０とで分圧された商用電源１の電圧のうち、電源装置３に印加される電源電圧（Ｂ−Ｂ’間の電圧）が、印加されてもツェナーダイオードＺＤ１がオンせず、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンした場合に印加される電圧ではオンするような電圧（例えば２０Ｖなど）に設定してある。
【００６７】
次に本参考例の動作を説明する。
【００６８】
まず電源投入時は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオフであるため、トリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１もオフで、スイッチ素子Ｑ５はオフとなっている。一方スイッチ素子Ｑ４’は抵抗Ｒ２’と抵抗Ｒ５によりべ一ス電流が供給されるため、オンとなる。この間はトリガ回路７は発振回路６に対して起動信号を出力しない。
【００６９】
つまりこの場合、調光ユニット２のコンデンサＣ１から電源装置３に流れる漏れ電流により、コンデンサＣ１と電源装置３の電源フィルター回路４のコンデンサＣ０とで分圧される電圧が、電源端子にかかる。しかし、トリガ停止回路１１の働きにより、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にかかる電圧は、ブレークオーバー電圧よりも低いため、トリガ素子Ｑ３がオンしない。従って、調光ユニット２にかかる電圧は一定の分圧比を保ち、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンする位相角の変動が少なくなり、結果として出力電圧の変動が小さくなる。
【００７０】
次いで、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンすると、トリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１がオンして、スイッチ素子Ｑ５がオンする。このオンにより、スイッチ素子Ｑ４’のベース電流がバイパスされてスイッチ素子Ｑ４’がオフする。従って、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にブレーク電圧を越える電圧が印加されてトリガ素子Ｑ３がオンし、発振回路６に起動信号を出力する。この起動信号により発振回路６が起動してランプ負荷８に電力を与える。
【００７１】
以上の構成により、本参考例では、調光ユニット２と組み合わせても出力電圧の変動が少ない電源装置を安価に提供することが可能となった。
【００７２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源と電源端子との間の電路の一方に、２端子型で、２端子間に第１のコンデンサとスイッチ素子の並列回路を接続し、２端子間の電圧を検出することにより、電源位相を判断して、前記スイッチ素子をオン・オフすることにより位相制御を行う位相制御装置を挿入し、該位相制御装置を介して前記電源端子に入力する交流電圧で動作するものであって、前記電源端子間に並列に接続された第２のコンデンサを有する電源フィルター回路と、該電源フィルター回路を通じて入力された交流電圧を、全波整流する全波整流回路と、該全波整流回路の出力電圧が一定電圧を越えると、起動信号を出力するトリガ回路と、該トリガ回路からの起動信号を受けて発振を開始して発振動作中、負荷に電力を供給する発振回路とを備えた電源装置において、前記電源フィルター回路の入力端間又は全波整流回路の入力端間若しくは全波整流回路の出力端間に、所定のインピーダンスを持つインピーダンス素子と別のスイッチ素子との直列回路を接続して構成され、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフしている期間の一部乃至全部において前記別のスイッチ素子をオンさせる漏れ電流バイパス回路を備え、前記漏れ電流バイパス回路のインピーダンス素子のインピーダンス値を、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフ状態である時に、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子がオンした場合、前記交流電源の位相に関わらず、前記電源フィルター回路の入力電圧が実質的に零ボルトとなるような低いインピーダンス値としたので、位相制御装置のコンデンサの漏れ電流を強制的に漏れ電流バイパス回路によりバイパスすることができ、そのため位相制御装置が動作する位相角にばらつきを生じず、結果出力電圧のばらつきを少なくする電源装置を提供することができ、特に負荷がミニハロゲン電球などの白熱電球からなるランプ負荷である場合に、出力電圧のばらつきがチラツキとなって現れず、机やベッドサイドで、読書などに使用される照明スタンド、商品のディスプレーなどで使用されるスポットライトなどの照明器具に用いる電源装置としては有効であるという効果がある。
【００７３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを、前記電源フィルター回路の入力電圧又は前記全波整流回路の入力電圧若しくは全波整流回路の出力電圧の検出に基づいて設定することで、上記効果が得られる。
【００７４】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子を、前記交流電源の瞬時絶対値電圧が、所定電圧より高いときにオフさせ、所定電圧より低いときにオンさせるように、前記別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを設定したことで、上記効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】 同上の動作説明用波形図である。
【図３】 本発明の実施形態２に用いる漏れ電流バイパス回路の回路図である。
【図４】 本発明の実施形態３に用いる漏れ電流バイパス回路の回路図である。
【図５】 本発明の参考例１の回路図である。
【図６】 同上の動作説明用波形図である。
【図７】 本発明の参考例２に用いる漏れ電流バイパス回路の回路図である。
【図８】 本発明の参考例３に用いる漏れ電流バイパス回路の回路図である。
【図９】 従来例の回路図である。
【図１０】 同上の動作説明用波形図である。
【図１１】 同上の動作説明用波形図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ 調光ユニット
３ 電源装置
４ 電源フィルター回路
５ 全波整流回路
６ 発振回路
７ トリガ回路
８ ランプ負荷
９ 位相検出回路
１０ 漏れ電流バイパス回路
Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２ コンデンサ
ＴＲ トライアック
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
Ｑ０，Ｑ３ トリガ素子
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｔｒ１ 出力トランス
Ｔｒ２ 駆動トランス
Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、２端子の位相制御装置を介して商用電源に接続され、負荷へ供給する電力を制御可能とした電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源装置としては、図９に示すように入力側を、交流電源である商用電源１に対して位相制御装置である調光ユニット２を介して接続し、出力側に接続したランプ負荷８を調光することができるようにした電源装置３がある。
【０００３】
ここで使用される調光ユニット２は２端子型のもので、トライアックＴＲのようなスイッチ素子による位相制御のタイプが用いられており、２端子間にインダクタＬ１を介してトライアックＴＲを接続するとともに、このインダクタＬ１とトライアックＴＲの直列回路に並列にフィルムコンデンサからなるコンデンサＣ１を接続し、また可変抵抗器ＶＲとコンデンサＣ２とトリガ素子Ｑ０とからなる位相検出回路９を接続して構成される。
【０００４】
電源装置３は、従来、図示するように電源フィルター回路４と、全波整流回路５と、自励式のハーフブリッジ形インバータ回路を構成する発振回路６と、該発振回路６を起動するためのトリガ回路７とから構成される。
【０００５】
トリガ回路７は全波整流回路５からの入力電圧があるレベルを越えると単発のパルス状の起動信号を発生するものである。
【０００６】
発振回路６は、全波整流回路５の出力端間にコンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路と、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続し、夫々の直列回路の中点間に出力トランスＴｒ１の１次巻線ｎ１と、駆動トランスＴｒ２の１次巻線Ｎ１との直列回路を接続し、更に駆動トランスＴｒ２に巻装した帰還巻線Ｎ２１，Ｎ２２の出力をベース抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を夫々介してスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のベースに接続し、出力トランスＴｒ１の２次巻線ｎ２にランプ負荷８を接続したハーフブリッジ型の自励式インバータからなり、入力電圧があるレベルより高い状態で、トリガ回路７からの起動信号がスイッチ素子Ｑ２のベースに印加されると自励発振を開始し、入力電圧があるレベルより低くなると発振を停止するようになっている。尚ダイオードＤ１１，Ｄ１２は環流用ダイオードである。
【０００７】
次にこの従来例の動作を説明する。
【０００８】
まず電源投入直後は調光ユニット２のトライアックＴＲがオフであるため、調光ユニット２の両端間には商用電源１の電圧に略等しい電圧が印加される。
【０００９】
調光ユニット２は、両端間に接続された位相検出回路７のコンデンサＣ２の充電電圧がトリガ素子Ｑ０のブレークオーバー電圧に達してトリガ素子Ｑ０がオンすることで、トライアックＴＲのゲートをトリガしてトライアックＴＲをオンさせるようになっており、このトライアックＴＲがオンする位相角は位相検出回路７の可変抵抗器ＶＲでユーザーが設定できるようになっている。
【００１０】
従って商用電源１の電圧の瞬時絶対値が或る値より高くなると、つまり予め設定している位相角を過ぎると、トライアックＴＲがオンする。
【００１１】
トライアックＴＲがオンすれば、図１０（ａ）に示す商用電源１の電圧（Ａ−Ａ’間の電圧ＶＡ−Ａ’）が位相制御されて図１０（ｂ）に示す電圧（Ｂ−Ｂ’間の電圧ＶＢ−Ｂ’）が電源装置３に直接印加される。
【００１２】
電源装置３に印加された電圧ＶＢ−Ｂ’は、電源フィルター回路４を通り、全波整流回路５により全波整流されて、図１０（ｃ）に示す電圧（Ｃ−Ｃ’間の電圧ＶＣ−Ｃ’）となりトリガ回路７に印加される。
【００１３】
ここでトリガ回路７は全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ３からなる並列回路と、逆方向のダイオードＤ１との直列回路を接続するとともに、前記並列回路とダイオードＤ１との接続点を、スイッチ素子であるトリガ素子Ｑ３を介して発振回路６のスイッチ素子Ｑ２のベースとベース抵抗Ｒ１２の接続点に接続してある。
【００１４】
従ってトライアックＴＲがオンすると、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３の両端には全波整流回路５の出力電圧が印加されることになり、この出力電圧は、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧より高いので、トリガ素子Ｑ３がオンして、コンデンサＣ３を充電する電流が流れ、この電流によりベース抵抗Ｒ１２に電圧が発生し、発振回路６のスイッチ素子Ｑ２を順バイアスする。従ってスイッチ素子Ｑ２にベース電流が流れてスイッチ素子Ｑ２がオンする。つまりトリガ回路７はコンデンサＣ３を充電する電流により発振回路６に単発パルスの起動信号を印加する。一方トライアックＴＲが導通してから、発振回路６に印加される電圧は、通常、発振回路６が発振を開始するのに必要な電圧より十分高いので、以後駆動トランスＴｒ２の帰還巻線Ｎ２１，２２の帰還出力によりスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が交互に駆動されて発振回路６は自励発振を開始する。そして発振回路６の発振が続いている間、電源装置３は、出力トランスＴｒ１の２次巻線ｎ２を介してランプ負荷８に電力を供給する。
【００１５】
そして暫くすると、商用電源１の位相が零ボルトに近づき、発振回路６の発振が停止すると同時に、トライアックＴＲに流れる電流が保持電流以下になり、トライアックＴＲがターンオフする。
【００１６】
こんどは調光ユニット２には先ほどと逆の極性で電圧が印加されるが、やはり調光ユニット２の位相検出回路９により位相角が判断され、再びトライアックＴＲがオンされる。以下は先程と同様にランプ負荷８に電力が供給されることとなる。
【００１７】
上記のような動作により、位相制御された交流電圧にて、電源装置３が動作し、ランプ負荷８に電力を供給する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の電源装置３は、位相制御装置を構成する調光ユニット２のトライアックＴＲがオフしている期間において、電源装置３の発振回路６が起動されない間は、調光ユニット２の２端子間に接続されるコンデンサＣ１の漏れ電流により、前記コンデンサＣ１と、電源装置３に内蔵される電源フィルター回路４のコンデンサＣ０とで、商用電源１の電圧が分圧され、調光ユニット２に印加される電圧が結果的に小さくなり、調光ユニット２が電源位相を正確に判断できない状態になるという問題があった。
【００１９】
それに加え、電源装置３の電源端子間に発生した電圧により、トリガ回路７が動作し、電源装置３の電源端子間（Ｂ−Ｂ’間）の電圧ＶＢ−Ｂ’が図１１に示すように不安定になり、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンする位相角が変動し、結果としてランプ負荷８に印加する電圧の変動が発生することがあった。
【００２０】
特に、ランプ負荷８がミニハロゲンなどの白熱灯である場合は結果的にチラツキとなって現れる。
【００２１】
本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは位相制御装置との組み合わせにおいても負荷電圧の変動が発生しにくい電源装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源と電源端子との間の電路の一方に、２端子型で、２端子間に第１のコンデンサとスイッチ素子の並列回路を接続し、２端子間の電圧を検出することにより、電源位相を判断して、前記スイッチ素子をオン・オフすることにより位相制御を行う位相制御装置を挿入し、該位相制御装置を介して前記電源端子に入力する交流電圧で動作するものであって、前記電源端子間に並列に接続された第２のコンデンサを有する電源フィルター回路と、該電源フィルター回路を通じて入力された交流電圧を、全波整流する全波整流回路と、該全波整流回路の出力電圧が一定電圧を越えると、起動信号を出力するトリガ回路と、該トリガ回路からの起動信号を受けて発振を開始して発振動作中、負荷に電力を供給する発振回路とを備えた電源装置において、前記電源フィルター回路の入力端間又は全波整流回路の入力端間若しくは全波整流回路の出力端間に、所定のインピーダンスを持つインピーダンス素子と別のスイッチ素子との直列回路を接続して構成され、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフしている期間の一部乃至全部において前記別のスイッチ素子をオンさせる漏れ電流バイパス回路を備え、前記漏れ電流バイパス回路のインピーダンス素子のインピーダンス値を、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフ状態である時に、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子がオンした場合、前記交流電源の位相に関わらず、前記電源フィルター回路の入力電圧が実質的に零ボルトとなるような低いインピーダンス値としたことを特徴とする。
【００２３】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを、前記電源フィルター回路の入力電圧又は前記全波整流回路の入力電圧若しくは全波整流回路の出力電圧の検出に基づいて設定することを特徴とする。
【００２４】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子を、前記交流電源の瞬時絶対値電圧が、所定電圧より高いときにオフさせ、所定電圧より低いときにオンさせるように、前記別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを設定したことを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下本発明をランプ負荷を調光するために構成された実施形態により説明する。
（実施形態１）
本実施形態１は、図１に示すように、位相制御装置である調光ユニット２及び電源装置３の電源フィルター回路４，全波整流回路５，トリガ回路７、発振回路６の構成は図９に示す従来例と同じ回路構成であるが、全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に漏れ電流バイパス回路１０を接続した点で従来例と相違する。
【００２６】
尚図９の従来例と同じ回路構成要素には同じ符号を付し、説明は省略する。
【００２７】
さて本実施形態に用いる漏れ電流バイパス回路１０は、抵抗Ｒ２と直列に接続されたスイッチ素子Ｑ４とから構成される。
【００２８】
漏れ電流バイパス回路１０のインピーダンス素子である抵抗Ｒ２は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオフで且つ、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンした状態では、Ｃ−Ｃ’間の電圧、即ち電源装置３の電源端子間の電圧Ｂ−Ｂ’間の電圧が実質的に零ボルトになるような、低い抵抗値の抵抗により構成される。
【００２９】
漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４は、調光ユニット２のトライアックＴＲのオン・オフに同期して、オフ−オン動作するように設計されているものとする。
【００３０】
次に本実施形態の動作を説明する。
【００３１】
まず電源投入時は、調光ユニット２のトライアックＴＲはオフであり、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４は図２（ｃ）に示すようにオンとなっている。
【００３２】
この場合、調光ユニット２のコンデンサＣ１から、電源装置３に流れる漏れ電流は、漏れ電流バイパス回路１０を通じて流れてしまうので、電源装置３の電源端子には殆ど電圧がかからない。従って、商用電源１の電圧は略全て、調光ユニット２に印加されることとなり、調光ユニット２の位相検出回路９が、電源位相を判断する際の障害にならないため、トライアックＴＲがオンする位相角の変動が少なくなり、結果として出力電圧の変動が小さくなる。
【００３３】
次いで、調光ユニット２のトライアックＴＲが図２（ｂ）に示すようにオンすると、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４をオフし、このオフにより抵抗Ｒ２を切り離して電力損失の増大を防止している。
【００３４】
ここにおいて、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンしている期間は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンしている期間と、完全に逆転している必要はなく、調光ユニット２がトライアックＴＲをオンさせる直前のタイミングのみ、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンしていれば、同等の効果が得られる。
【００３５】
また漏れ電流バイパス回路のスイッチ素子Ｑ４のオン・オフのタイミングを電源フィルター回路４の入力電圧或いは全波整流回路５の入力電圧に基づいて設定する。
【００３６】
尚図２（ａ）はＢ−Ｂ’間の電圧ＶＢ−Ｂ’を示す。
【００３７】
（実施形態２）
本実施形態は実施形態１の漏れ電流バイパス回路１０を図３に示す回路に置き換えたものである。尚その他の回路は実施形態１の回路と同じであるので、ここでは図示は省略し、図１を参照する。
【００３８】
本実施形態の漏れ電流バイパス回路１０は、全波整流回路５の出力両端Ｃ−Ｃ’に抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＺＤ１，抵抗Ｒ４の直列回路を接続するとともに、この直列回路に抵抗Ｒ２、トランジスタからなるスイッチ素子Ｑ４の直列回路を並列接続し、さらに抵抗Ｒ２とスイッチ素子Ｑ４のベースとの間に抵抗Ｒ５を接続し、またスイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間に別のトランジスタからなるスイッチ素子Ｑ５のコレクタ・エミッタ間を接続し、スイッチ素子Ｑ５のベースをツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ４との接続点に接続して構成されたものである。
【００３９】
本実施形態の漏れ電流バイパス回路１０の動作を次に説明する。
【００４０】
まず、電源投入時において調光ユニット２のトライアックＴＲはオフであって、商用電源１の電圧の位相角が小さい間はツェナーダイオードＺＤ１がオフであるため、スイッチ素子Ｑ５がオフ状態にあり、そのためスイッチ素子Ｑ４のベースには、抵抗Ｒ２，Ｒ５を通じてべ一ス電流が流れて、スイッチ素子Ｑ４はオン状態にある。
【００４１】
ここで、抵抗Ｒ２はスイッチ素子Ｑ４がオンの状態では、Ｃ−Ｃ’間の電圧すなわち電源装置３の電源端子間の電圧が実質的に零ボルトになるような、低い抵抗値の抵抗により構成されているため、商用電源１の電源電圧は略全て調光ユニット２に印加され、調光ユニット２の位相検出回路９が判断する電源位相が正確になる。また、電源装置３の電源端子間の電圧が実質的に零ボルトであるから、トリガ回路７も動作しない。従って、調光ユニット２のトライアックＴＲが動作する位相角が安定するため、電源装置３の入力電圧が安定し、電源装置３がランプ負荷８に印加する出力電圧も安定する。この状態で、商用電源１の電圧の位相角が大きくなっても、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンであるので、Ｃ−Ｃ’間の電圧は実質的に零ボルトに維持され、ツェナーダイオードＺＤ１もオンせず、スイッチ素子Ｑ４はオンを維持する。
【００４２】
更に商用電源１の電圧の位相角が大きくなり、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンした場合、抵抗Ｒ２の電圧降下が大きくなってＣ−Ｃ’間に電圧が発生し、ツェナーダイオードＺＤ１がオンとなるため、スイッチ素子Ｑ５がオンし、スイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間を短絡する。この短絡によりスイッチ素子Ｑ４はオフとなり、抵抗Ｒ２での電力損失を抑えることが可能となる。
【００４３】
次に、商用電源１の電圧の位相が１８０度付近となり、電源電圧が或るレベルより低くなると、ツェナーダイオードＺＤ１はオンしなくなり、スイッチ素子Ｑ５がオフし、このオフによりスイッチ素子Ｑ４がオンとなる。また、調光ユニット２も電源電圧があるレベルより低くなるとトライアックＴＲがオフするので、以降は最初からの繰り返しとなる。
【００４４】
このように漏れ電流バイパス回路１０を構成したことにより、本実施形態では、調光ユニット２と組み合わせても出力電圧の変動が少ない電源装置３を安価に提供することが可能となった。
【００４５】
（実施形態３）
本実施形態は実施形態１の漏れ電流バイパス回路１０を図４に示す回路に置き換えたものである。尚その他の回路は実施形態１の回路と同じであるので、ここでは図示は省略し、図１を参照する。
【００４６】
本実施形態の漏れ電流バイパス回路１０は全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ２、スイッチ素子Ｑ４の直列回路と、抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ４の直列回路とを夫々接続し、スイッチ素子Ｑ４のコレクタ・ベース間に抵抗Ｒ５を、またスイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間にスイッチ素子Ｑ５のコレクタ・エミッタ間を接続した点で、図３の回路と同じであるが、全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ６、サイリスタＱ６、抵抗Ｒ８の直列回路を接続し、サイリスタＱ６のゲートをツェナーダイオードＺＤ１のアノードに、またゲート・カソード間に抵抗Ｒ７を接続し、この抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との接続点にスイッチ素子Ｑ５のベースを接続した構成が図３の回路と相違する。
【００４７】
次に本実施形態の漏れ電流バイパス回路１０の動作を説明する。
【００４８】
まず電源投入時は、調光ユニット２のトライアックＴＲはオフであって、商用電源１の電圧の位相角が小さい間は、ツェナーダイオードＺＤ１がオフである。そのためサイリスタＱ６及びスイッチ素子Ｑ５はオフであり、一方スイッチ素子Ｑ４はＲ２，Ｒ５を通じてスイッチ素子Ｑ４のべ一ス電流が流れるためオンとなっている。ここで、抵抗Ｒ２の抵抗値をスイッチ素子Ｑ４がオンの状態では、Ｃ−Ｃ’間の電圧すなわち電源装置３の電源端子間の電圧が実質的に零ボルトになるような低い抵抗値とする。従って、商用電源１の電圧は略全て調光ユニット２に印加され、調光ユニット２が判断する電源位相が正確になる。また、電源装置３の電源端子（Ｂ−Ｂ）’間の電圧が実質的に零ボルトであるから、トリガ回路７も動作しない。従って、調光ユニット２のトライアックＴＲが動作する位相角が安定するため、電源装置３の入力電圧が安定し、電源装置３のランプ負荷８電圧が安定する。この状態で、商用電源１の電圧の位相角が大きくなっても、漏れ電流バイパス回路１０のスイッチ素子Ｑ４がオンであるので、Ｃ−Ｃ’間の電圧は実質的に零ボルトを維持するため、ツェナーダイオードＺＤ１もオンせず、スイッチ素子Ｑ４はオンを維持する。更に商用電源１の電圧の位相角が大きくなり、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンした場合、抵抗Ｒ２による電圧降下が大きくなって、Ｃ−Ｃ’間に電圧が発生し、ツェナーダイオードＺＤ１がオンとなるため、サイリスタＱ６がオンし、スイッチ素子Ｑ５にベース電流が流れる。これによりスイッチ素子Ｑ５がオンして、スイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間を短絡するため、スイッチ素子Ｑ４はオフとなり、抵抗Ｒ２での電力損失を抑えることが可能となる。
【００４９】
次いで、商用電源１の電圧の位相が１８０°付近となって、電源電圧があるレベルより低くなると、ツェナーダイオードＺＤ１はオフし、サイリスタＱ６のアノード電流が保持電流以下になると、サイリスタＱ６がターンオフし、スイッチ素子Ｑ５にはベース電流が流れなくなる。そのためスイッチ素子５がオフとなり、スイッチ素子Ｑ４のベースに抵抗Ｒ２，Ｒ５を通じて再びべ一ス電流が流れて、スイッチ素子Ｑ４はオンする。また、調光ユニット２も電源電圧があるレベルより低くなるとトライアックＴＲがオフするので、以降は最初からの繰り返しとなる。
【００５０】
本実施形態も上述の実施形態１，２と同様に調光ユニット２と組み合わせても出力電圧の変動が少ない電源装置を安価に提供することが可能となった。特に本実施形態では、漏れ電流バイパス回路１０にサイリスタＱ６を用いることにより、ツェナーダイオードＺＤ１の電圧を高くすることができ、消費電力を更に抑えた設計が可能となる。
【００５１】
（参考例１）
上記実施形態１乃至３では漏れ電流バイパス回路１０を用いることで、調光ユニット２内のコンデンサＣ１の漏れ電流による影響を無くしていたが、本参考例は、図５に示すようにトリガ回路７のダイオードＤ１に、抵抗Ｒ２’とスイッチ素子Ｑ４’の直列回路を接続したトリガ停止回路１１を用いた点に特徴がある。尚調光ユニット２及び電源装置３の電源フィルター回路４，全波整流回路５，トリガ回路７、発振回路６の構成は図１の従来例回路及び実施形態１と同じ回路構成であるので、同じ回路構成には同じ符号を付し説明は省略する。
【００５２】
さて本参考例に用いるトリガ停止回路１１の抵抗Ｒ２’の抵抗値は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオフし、且つスイッチ素子Ｑ４’がオンした状態では、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３に印加される電圧が、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧を越えないような低い抵抗値に設定してある。
【００５３】
またトリガ停止回路１１のスイッチ素子Ｑ４’は、調光ユニット２のトライアックＴＲのオン・オフに同期して、オフ・オン動作するように設計されているものとする。
【００５４】
次に本参考例の動作を説明する。
【００５５】
まず電源投入時は、図６（ｂ）に示すように調光ユニット２のトライアックＴＲがオフであるが、調光ユニット２のコンデンサＣ１から、電源装置３に流れる漏れ電流は、電源装置３の電源フィルター回路４のコンデンサＣ０と分圧される電圧（図６（ａ））が、電源端子にかかっている。しかしトリガ停止回路１１のスイッチ素子Ｑ４’が図６（ｃ）に示すようにオンであるため、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にかかる電圧は、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧よりも低く、そのためトリガ素子Ｑ３はオンせず、発振回路６にはトリガがかからない。従って調光ユニット２にかかる電圧は一定の分圧比を保ち、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンする位相角の変動が少なくなり、結果として出力電圧の変動が小さくなる。
【００５６】
次に、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンすると、トリガ停止回路１１のスイッチ素子Ｑ４’がオフするため、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にブレークオーバー電圧を越える電圧が印加されてオンし、発振回路６を起動させ、ランプ負荷８に電力を与える。
【００５７】
ここにおいて、トリガ停止回路１１のスイッチ素子Ｑ４’がオンしている期間は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンしている期問と、完全に逆転している必要はなく、調光ユニット２がトライアックＴＲをオンさせる前のタイミングでトリガ回路７が働かないようにすれば、同等の効果が得られる。
（参考例２）
本参考例は、参考例１のトリガ停止回路１１を図７で示される回路に置き換えたものである。尚その他の構成は参考例１と同じであるので、ここでは図示せず、図５を参照する。
【００５８】
本参考例のトリガ停止回路１１は、回路構成的には実施形態２の漏れ電流バイパス回路１０と同じ構成であって、全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＺＤ１，抵抗Ｒ４の直列回路を接続するとともに、Ｄ−Ｃ’間に抵抗Ｒ２’、トランジスタからなるスイッチ素子Ｑ４’の直列回路を接続し、さらに抵抗Ｒ２’とスイッチ素子Ｑ４’のベースとの間に抵抗Ｒ５を接続し、またスイッチ素子Ｑ４’のベース・エミッタ間に別のトランジスタからなるスイッチ素子Ｑ５のコレクタ・エミッタ間を接続し、スイッチ素子Ｑ５のベースをツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ４との接続点に接続したものである。ここで抵抗Ｒ２’は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオフし且つスイッチ素子Ｑ４’がオンした状態では、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３に印加される電圧が、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧を越えないような低い抵抗値とする。またツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧は調光ユニット２のコンデンサＣ１と、電源フィルター回路４のコンデンサＣ０で分圧された商用電源１の電圧のうち、電源装置３に印加される電源電圧（Ｂ−Ｂ’間の電圧）が、印加されてもツェナーダイオードＺＤ１がオンせず、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンした場合に印加される電圧ではオンするような電圧（例えば２０Ｖなど）に設定する。
【００５９】
次に本参考例の動作を説明する。
【００６０】
まず電源投入時は、調光ユニット２のトライアックＴＲはオフで、トリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１もオフであり、スイッチ素子Ｑ５もオフである。一方スイッチ素子Ｑ４’は抵抗Ｒ２’と抵抗Ｒ５によりべ一ス電流が流れるため、オンとなる。従って、この間はトリガ回路７からは発振回路６をトリガする起動信号が出力されない。
【００６１】
つまりこの場合、調光ユニット２のコンデンサＣ１から電源装置３に流れる漏れ電流により、コンデンサＣ１と電源装置３の電源フィルター回路４のコンデンサＣ０とで分圧される電圧が、電源装置３の電源端子にかかる。しかし、トリガ停止回路１１の働きにより、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にかかる電圧は、ブレークオーバー電圧よりも低いためトリガ素子Ｑ３がオンせず、そのため発振回路６にはトリガがかからない。従って、調光ユニット２にかかる電圧は一定の分圧比を保ち、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンする位相角の変動が少なくなり、結果として出力電圧の変動が小さくなる。
【００６２】
次に、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンすると、トリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１がオンして、スイッチ素子Ｑ５がオンする。このスイッチ素子Ｑ５のオンにより、スイッチ素子Ｑ４’のベース電流がバイパスされ、スイッチ素子Ｑ４’はオフすることになる。
【００６３】
従って、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にはブレークオーバー電圧を越える電圧が印加されてトリガ素子ｈＱ３がオンし、発振回路６に起動信号を出力する。この起動信号により発振回路６が起動してランプ負荷８に電力を与える。
【００６４】
本参考例は上記の構成により、調光ユニット２と組み合わせても出力電圧の変動が少ない電源装置３を安価に提供することが可能となった。特に本参考例ではトリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧を高くすることができ、出力電圧を安定化するための回路の消費電力を少なくすることができる。
（参考例３）
本参考例は参考例１のトリガ停止回路１１を図８に示す回路に置き換えたものである。尚その他の回路は参考例１の回路と同じであるので、ここでは図示は省略し、図５を参照する。
【００６５】
本参考例のトリガ停止回路１１はＤ−Ｃ’間に抵抗Ｒ２’、スイッチ素子Ｑ４’の直列回路を接続し、また全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に、抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ４の直列回路を夫々接続し、スイッチ素子Ｑ４のコレクタ・ベース間に抵抗Ｒ５を、またスイッチ素子Ｑ４のベース・エミッタ間にスイッチ素子Ｑ５のコレクタ・エミッタ間を接続した点で、図６の回路と同じであるが、全波整流回路５の出力端子（Ｃ−Ｃ’）間に抵抗Ｒ６、サイリスタＱ５、抵抗Ｒ８の直列回路を接続し、サイリスタＱ６のゲートをツェナーダイオードＺＤ１のアノードに、またゲート・カソード間に抵抗Ｒ７を接続し、この抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との接続点にスイッチ素子Ｑ５のベースを接続した構成が図７の回路と相違する。
【００６６】
トリガ停止回路１１の抵抗Ｒ２’の抵抗値は、参考例２の場合と同様にスイッチ素子Ｑ４’がオンした状態では、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３に印加される電圧が、トリガ素子Ｑ３のブレークオーバー電圧を越えないような低い低抗値に設定し、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧は、調光ユニット２のコンデンサＣ１と、電源フィルター回路４のコンデンサＣ０とで分圧された商用電源１の電圧のうち、電源装置３に印加される電源電圧（Ｂ−Ｂ’間の電圧）が、印加されてもツェナーダイオードＺＤ１がオンせず、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンした場合に印加される電圧ではオンするような電圧（例えば２０Ｖなど）に設定してある。
【００６７】
次に本参考例の動作を説明する。
【００６８】
まず電源投入時は、調光ユニット２のトライアックＴＲがオフであるため、トリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１もオフで、スイッチ素子Ｑ５はオフとなっている。一方スイッチ素子Ｑ４’は抵抗Ｒ２’と抵抗Ｒ５によりべ一ス電流が供給されるため、オンとなる。この間はトリガ回路７は発振回路６に対して起動信号を出力しない。
【００６９】
つまりこの場合、調光ユニット２のコンデンサＣ１から電源装置３に流れる漏れ電流により、コンデンサＣ１と電源装置３の電源フィルター回路４のコンデンサＣ０とで分圧される電圧が、電源端子にかかる。しかし、トリガ停止回路１１の働きにより、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にかかる電圧は、ブレークオーバー電圧よりも低いため、トリガ素子Ｑ３がオンしない。従って、調光ユニット２にかかる電圧は一定の分圧比を保ち、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンする位相角の変動が少なくなり、結果として出力電圧の変動が小さくなる。
【００７０】
次いで、調光ユニット２のトライアックＴＲがオンすると、トリガ停止回路１１のツェナーダイオードＺＤ１がオンして、スイッチ素子Ｑ５がオンする。このオンにより、スイッチ素子Ｑ４’のベース電流がバイパスされてスイッチ素子Ｑ４’がオフする。従って、トリガ回路７のトリガ素子Ｑ３にブレーク電圧を越える電圧が印加されてトリガ素子Ｑ３がオンし、発振回路６に起動信号を出力する。この起動信号により発振回路６が起動してランプ負荷８に電力を与える。
【００７１】
以上の構成により、本参考例では、調光ユニット２と組み合わせても出力電圧の変動が少ない電源装置を安価に提供することが可能となった。
【００７２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源と電源端子との間の電路の一方に、２端子型で、２端子間に第１のコンデンサとスイッチ素子の並列回路を接続し、２端子間の電圧を検出することにより、電源位相を判断して、前記スイッチ素子をオン・オフすることにより位相制御を行う位相制御装置を挿入し、該位相制御装置を介して前記電源端子に入力する交流電圧で動作するものであって、前記電源端子間に並列に接続された第２のコンデンサを有する電源フィルター回路と、該電源フィルター回路を通じて入力された交流電圧を、全波整流する全波整流回路と、該全波整流回路の出力電圧が一定電圧を越えると、起動信号を出力するトリガ回路と、該トリガ回路からの起動信号を受けて発振を開始して発振動作中、負荷に電力を供給する発振回路とを備えた電源装置において、前記電源フィルター回路の入力端間又は全波整流回路の入力端間若しくは全波整流回路の出力端間に、所定のインピーダンスを持つインピーダンス素子と別のスイッチ素子との直列回路を接続して構成され、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフしている期間の一部乃至全部において前記別のスイッチ素子をオンさせる漏れ電流バイパス回路を備え、前記漏れ電流バイパス回路のインピーダンス素子のインピーダンス値を、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフ状態である時に、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子がオンした場合、前記交流電源の位相に関わらず、前記電源フィルター回路の入力電圧が実質的に零ボルトとなるような低いインピーダンス値としたので、位相制御装置のコンデンサの漏れ電流を強制的に漏れ電流バイパス回路によりバイパスすることができ、そのため位相制御装置が動作する位相角にばらつきを生じず、結果出力電圧のばらつきを少なくする電源装置を提供することができ、特に負荷がミニハロゲン電球などの白熱電球からなるランプ負荷である場合に、出力電圧のばらつきがチラツキとなって現れず、机やベッドサイドで、読書などに使用される照明スタンド、商品のディスプレーなどで使用されるスポットライトなどの照明器具に用いる電源装置としては有効であるという効果がある。
【００７３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを、前記電源フィルター回路の入力電圧又は前記全波整流回路の入力電圧若しくは全波整流回路の出力電圧の検出に基づいて設定することで、上記効果が得られる。
【００７４】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子を、前記交流電源の瞬時絶対値電圧が、所定電圧より高いときにオフさせ、所定電圧より低いときにオンさせるように、前記別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを設定したことで、上記効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】 同上の動作説明用波形図である。
【図３】 本発明の実施形態２に用いる漏れ電流バイパス回路の回路図である。
【図４】 本発明の実施形態３に用いる漏れ電流バイパス回路の回路図である。
【図５】 本発明の参考例１の回路図である。
【図６】 同上の動作説明用波形図である。
【図７】 本発明の参考例２に用いる漏れ電流バイパス回路の回路図である。
【図８】 本発明の参考例３に用いる漏れ電流バイパス回路の回路図である。
【図９】 従来例の回路図である。
【図１０】 同上の動作説明用波形図である。
【図１１】 同上の動作説明用波形図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ 調光ユニット
３ 電源装置
４ 電源フィルター回路
５ 全波整流回路
６ 発振回路
７ トリガ回路
８ ランプ負荷
９ 位相検出回路
１０ 漏れ電流バイパス回路
Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２ コンデンサ
ＴＲ トライアック
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
Ｑ０，Ｑ３ トリガ素子
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｔｒ１ 出力トランス
Ｔｒ２ 駆動トランス
Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Claims (3)
- 交流電源と電源端子との間の電路の一方に、２端子型で、２端子間に第１のコンデンサとスイッチ素子の並列回路を接続し、２端子間の電圧を検出することにより、電源位相を判断して、前記スイッチ素子をオン・オフすることにより位相制御を行う位相制御装置を挿入し、該位相制御装置を介して前記電源端子に入力する交流電圧で動作するものであって、前記電源端子間に並列に接続された第２のコンデンサを有する電源フィルター回路と、該電源フィルター回路を通じて入力された交流電圧を、全波整流する全波整流回路と、該全波整流回路の出力電圧が一定電圧を越えると、起動信号を出力するトリガ回路と、該トリガ回路からの起動信号を受けて発振を開始して発振動作中、負荷に電力を供給する発振回路とを備えた電源装置において、前記電源フィルター回路の入力端間又は全波整流回路の入力端間若しくは全波整流回路の出力端間に、所定のインピーダンスを持つインピーダンス素子と別のスイッチ素子との直列回路を接続して構成され、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフしている期間の一部乃至全部において前記別のスイッチ素子をオンさせる漏れ電流バイパス回路を備え、前記漏れ電流バイパス回路のインピーダンス素子のインピーダンス値を、前記位相制御装置のスイッチ素子がオフ状態である時に、前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子がオンした場合、前記交流電源の位相に関わらず、前記電源フィルター回路の入力電圧が実質的に零ボルトとなるような低いインピーダンス値としたことを特徴とする電源装置。
- 前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを、前記電源フィルター回路の入力電圧又は前記全波整流回路の入力電圧若しくは全波整流回路の出力電圧の検出に基づいて設定することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 前記漏れ電流バイパス回路の別のスイッチ素子を、前記交流電源の瞬時絶対値電圧が、所定電圧より高いときにオフさせ、所定電圧より低いときにオンさせるように、前記別のスイッチ素子のオン・オフのタイミングを設定したことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
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