JP2697815B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2697815B2 JP2697815B2 JP61241839A JP24183986A JP2697815B2 JP 2697815 B2 JP2697815 B2 JP 2697815B2 JP 61241839 A JP61241839 A JP 61241839A JP 24183986 A JP24183986 A JP 24183986A JP 2697815 B2 JP2697815 B2 JP 2697815B2
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- Japan
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- load
- switching element
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は直流電源を入力とし、インダクタ、コンデン
サ及び放電灯からなる負荷回路に出力を印加する自励式
のインバータ装置に関するものである。 ［背景技術］ 従来から負荷の出力を調整可能なインバータ装置とし
て種々のものが提案されている。 第３図のものは周波数を変えて負荷と直列に接続した
リアクタンス素子のインピーダンスを変化させ、これに
より負荷の電流を調整可能にしたものである。 即ちこの回路では交流電源ACの両端に整流回路Recを
接続し、整流回路Recの出力端間にフィルター用のコン
デンサC3、直列接続したトランジスタQ1，Q2及び直列接
続したコンデンサC1，C2を夫々接続してある。トランジ
スタQ1，Q2にはダイオードD1，D2が夫々逆並列接続して
ある。コンデンサC1，C2及びトランジスタQ1，Q2の各々
の接続点間にはインダクタンスL1…と放電灯l1…との直
列回路からなる負荷回路RL1…を複数並列に接続してあ
る。トランジスタQ1，Q2は制御回路１によって交互にオ
ンオフ駆動される。負荷電流制御部２は制御回路１に調
光を指示する回路である。 第４図は第３図の回路動作を説明するためのもので、
トランジスタQ1，Q2のスイッチング周波数と各負荷回路
RL1…に流れる電流との相関を示している。 今、コンデンサC1，C2及び負荷回路RL1…を構成する
インダクタL1…、放電灯l1…の固有振動周波数に対して
トランジスタQ1，Q2のスイッチング周波数が高くなるよ
うに選ばれているとする。つまり、コンデンサC1，C2、
インダクタL1…，放電灯l1…の振動電流が電圧ｅに対し
遅れ位相になるように、トランジスタQ1，Q2の動作周波
数が選ばれているとする。またこの時スイッチング周波
数がｆ1で、負荷電流IlはIl11であり、この状態で負荷
回路RL1が定格出力として動作しているとする。ここで
スイッチング周波数を高くしていき、例えばスイッチン
グ周波数をｆ2にすると、負荷電流IlはIl12となり、Il
11より小さくなるので出力は定格時より小さくなり負荷
電流が減少する（調光として動作する）。 このように上記従来のものは、周波数を変化させて負
荷の出力を調整するものであるが、所謂他励式のインバ
ータであるために、スイッチング素子のオンオフ制御の
ために制御回路に発振器や、その他励制御必要な多くの
回路を必要とし、制御回路が必然非常に複雑でコストも
非常に高くつくという問題があった。 ［発明の目的］ 本発明は叙述の問題点に鑑みて為されたもので、その
目的とするところは、簡単な構成で負荷の出力を変化さ
せ得る自励式のインバータ装置を提供するにある。 ［発明の開示］ まず本発明者らは上述の各従来例の問題点に鑑みて、
負荷出力を調整可能としたインバータ装置を特願昭60-1
13716号で既に提案している。 第５図（ａ）はその原理図を示すものであり、直流成
分電圧E0を含んだインバータ回路１にはコンデンサC0を
介して負荷回路RLを接続してある。電源電圧e0（ｔ）は で表される電圧である。ここで は交流成分電圧を表す。コンデンサC0の印加電圧は上記
電源電圧e0（ｔ）の内の直流成分電圧E0を受け持ち、負
荷電圧e1（ｔ）には交流成分 が印加される。電流は一般に として表されるが、瞬時電力ｐは ｐ＝e0（ｔ）・i0（ｔ） となり、基本波の周期をＴとすると、有効電力Paは となる。ここで直流成分の電流I0はコンデンサC0によっ
てカットされるので負荷回路RLに供給される電力は Pa＝Eh・Ihcosφｈ となる。 第５図（ｂ）はe0（ｔ）の内、直流成分電圧E0と交流
成分電圧 の相関を示し、図においてはe0（ｔ）が一定の場合を示
している。e0（ｔ）が一定で直流成分電圧E0を大きくす
る程、交流成分電圧 は小さくなり、直流成分電圧E0はコンデンサC0でカット
されるので、負荷回路RLに供給される電力を低減でき
る。 しかして負荷回路RLに放電灯を含めると、直流成分電
圧E0が大きく成る程放電灯電流又は光出力が低減し、調
光が為される。本発明はこのような原理回路に基づいて
具体的回路を提案するもので、以下実施例により詳述す
る。 実施例 第１図は本発明の実施例回路を示しており、この実施
例回路のインバータ回路１を主スイッチング素子である
トランジスタQ1，Q2、ダイオードD1，D2、カレントトラ
ンスである駆動トランスT1、及びコンデンサC0にて構成
し、負荷回路RLをインダクタL1、コンデンサC7、及び放
電灯ｌよりなる振動回路と、直流成分電圧E0をカットす
るコンデンサC0とより構成し、該負荷回路RLをインバー
タ回路１に接続している。駆動トランスT1の１次巻線n1
は負荷回路RLと直列接続されており、負荷である振動回
路に流れる電流にて極性の異なる２次巻線n2，n3に誘起
される電圧をトランジスタQ1，Q2の帰還入力端子として
のベースに印加して、トランジスタQ1，Q2を交互にスイ
ッチングさせる。このインバータ回路１には直流電源Ｅ
が印加されたときインバータ回路１を起動するための起
動回路STを備えている。更にトランジスタQ2のベース・
エミッタ間には副スイッチング素子であるトランジスタ
Q3が接続され、このトランジスタQ3の制御端であるベー
スには負荷電流路を１次側として２次側に負荷電流に比
例した出力を発生するカレントトランスT2の２次側をダ
イオードD3と調光用スイッチSW1を介して接続し、この
調光用スイッチSW1をオフ又はオンさせることにより、
全点灯と調光とを切り換えることができるようになって
いる。つまりカレントトランスT2が負荷に流れる振動電
流の位相を検出する負荷電流位相検出回路を構成し、こ
のカレントトランスT2の検出出力でオンオフ制御される
副スイッチング素子たるトランジスタQ3を含みダイオー
ドD3等から強制オフ回路を構成し、この強制オフ回路と
負荷電流位相検出回路とより制御回路を構成する。そし
て制御回路の動作不動作を制御するスイッチ要素を調光
用スイッチSW1で構成する。 第２図（ａ）は調光用スイッチSW1をオフした全点灯
時の各部波形を示し、同図（ｂ）は調光用スイッチSW1
をオンした調光時の各部の波形を示す。そして、（イ）
はインダクタL1に流れる負荷電流ILを示し、図中IQ1，I
Q2はトランジスQ1，Q2に流れるコレクタ電流であり、I
D1，ID2はダイオードD1，D2に流れる電流である。
（ロ）はトランジスタQ2に流れるコレクタ電流IQ2、
（ハ）はトランジスタQ2のベース電流IB2、（ニ）は駆
動トランスT1の２次巻線n3の両端電圧Vn3、（ホ）はト
ランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧VBE2、（ヘ）は
トランジスタQ3のコレクタ・エミッタ間電圧VCE3、
（ト）はトランジスタQ3のコレクタ電流IQ3、（チ）は
トランジスタQ3のベース電流IB3を示す。尚、第１図に
おいて抵抗R9、ダイオードD3はトランジスタQ3のベース
電流が所定値に設定され、トランジスタQ3のベース・エ
ミッタ間の耐圧に問題がなければなくても良いものであ
る。またカレントトランスT2の一端からトランジスタQ3
のベース端間にインダクタやコンデンサなどからなる移
相素子を接続しても良い。 調光用スイッチSW1がオフした同図（ａ）の場合、ト
ランジスタQ1，Q2は駆動トランスT1によって帰還された
電流にて交互にオンオフし、インバータ回路１出力がコ
ンデンサC0を介してコンデンサC7、インダクタL1、放電
灯ｌからなる振動回路に印加され、放電灯ｌに所定の電
流が供給され、全点灯状態となる。次に、調光用スイッ
チSW1がオンされたとき、第２図（ｂ）に示すように、
トランジスタQ2がオン期間の開始時点から一定時間遅延
した所定時間後よりオン期間の終了時点までの間（図中
t2〜t3の期間）においてカレントトランスT2からダイオ
ードD3を介してトランジスタQ3にベース電流が供給さ
れ、トランジスタQ3がオンする。このため、今まで流れ
ていたトランジスタQ2のベース電流IB2がカットされ、
同時にトランジスタQ2のベース・エミッタ間の浮遊容量
に蓄えられていた電荷がトランジスタQ3に流れるので、
トランジスタQ2は急速にオフする。従って、調光用スイ
ッチSW1をオンすることによって、トランジスタQ3がオ
ンすると、トランジスタQ2のオン期間が短くなり、放電
灯ｌに流れる電流は小さくなって、調光点灯状態とな
る。 つまりインバータ回路の発振周波数を一定にして直流
成分電圧E0を可変することにより調光ができるのであ
る。 尚起動回路STはコンデンサC8が電源投入から抵抗R10
を介して充電されその充電電圧が２端子サイリスタQ4の
ブレークオーバ電圧に達すると２端子サイリスタQ4がオ
ン動作し、インバータ回路１のトランジスタQ2のベース
に２端子サイリスタQ4を通じて電流を流してトランジス
タQ2を最初にオン動作させ、インバータ回路１を起動す
るものである。またインバータ回路１の抵抗R11〜R13は
夫々トランジスタQ1，Q2のベース抵抗である。 ［発明の効果］ 本発明は上述のように構成した自励式インバータ装置
であるから、制御回路により強制オフするだけで、帰還
回路の帰還によって自動的に出力調整状態で発振がスム
ーズに継続し、構成が簡単で安価に出力調整を達成でき
るという効果を奏する。
サ及び放電灯からなる負荷回路に出力を印加する自励式
のインバータ装置に関するものである。 ［背景技術］ 従来から負荷の出力を調整可能なインバータ装置とし
て種々のものが提案されている。 第３図のものは周波数を変えて負荷と直列に接続した
リアクタンス素子のインピーダンスを変化させ、これに
より負荷の電流を調整可能にしたものである。 即ちこの回路では交流電源ACの両端に整流回路Recを
接続し、整流回路Recの出力端間にフィルター用のコン
デンサC3、直列接続したトランジスタQ1，Q2及び直列接
続したコンデンサC1，C2を夫々接続してある。トランジ
スタQ1，Q2にはダイオードD1，D2が夫々逆並列接続して
ある。コンデンサC1，C2及びトランジスタQ1，Q2の各々
の接続点間にはインダクタンスL1…と放電灯l1…との直
列回路からなる負荷回路RL1…を複数並列に接続してあ
る。トランジスタQ1，Q2は制御回路１によって交互にオ
ンオフ駆動される。負荷電流制御部２は制御回路１に調
光を指示する回路である。 第４図は第３図の回路動作を説明するためのもので、
トランジスタQ1，Q2のスイッチング周波数と各負荷回路
RL1…に流れる電流との相関を示している。 今、コンデンサC1，C2及び負荷回路RL1…を構成する
インダクタL1…、放電灯l1…の固有振動周波数に対して
トランジスタQ1，Q2のスイッチング周波数が高くなるよ
うに選ばれているとする。つまり、コンデンサC1，C2、
インダクタL1…，放電灯l1…の振動電流が電圧ｅに対し
遅れ位相になるように、トランジスタQ1，Q2の動作周波
数が選ばれているとする。またこの時スイッチング周波
数がｆ1で、負荷電流IlはIl11であり、この状態で負荷
回路RL1が定格出力として動作しているとする。ここで
スイッチング周波数を高くしていき、例えばスイッチン
グ周波数をｆ2にすると、負荷電流IlはIl12となり、Il
11より小さくなるので出力は定格時より小さくなり負荷
電流が減少する（調光として動作する）。 このように上記従来のものは、周波数を変化させて負
荷の出力を調整するものであるが、所謂他励式のインバ
ータであるために、スイッチング素子のオンオフ制御の
ために制御回路に発振器や、その他励制御必要な多くの
回路を必要とし、制御回路が必然非常に複雑でコストも
非常に高くつくという問題があった。 ［発明の目的］ 本発明は叙述の問題点に鑑みて為されたもので、その
目的とするところは、簡単な構成で負荷の出力を変化さ
せ得る自励式のインバータ装置を提供するにある。 ［発明の開示］ まず本発明者らは上述の各従来例の問題点に鑑みて、
負荷出力を調整可能としたインバータ装置を特願昭60-1
13716号で既に提案している。 第５図（ａ）はその原理図を示すものであり、直流成
分電圧E0を含んだインバータ回路１にはコンデンサC0を
介して負荷回路RLを接続してある。電源電圧e0（ｔ）は で表される電圧である。ここで は交流成分電圧を表す。コンデンサC0の印加電圧は上記
電源電圧e0（ｔ）の内の直流成分電圧E0を受け持ち、負
荷電圧e1（ｔ）には交流成分 が印加される。電流は一般に として表されるが、瞬時電力ｐは ｐ＝e0（ｔ）・i0（ｔ） となり、基本波の周期をＴとすると、有効電力Paは となる。ここで直流成分の電流I0はコンデンサC0によっ
てカットされるので負荷回路RLに供給される電力は Pa＝Eh・Ihcosφｈ となる。 第５図（ｂ）はe0（ｔ）の内、直流成分電圧E0と交流
成分電圧 の相関を示し、図においてはe0（ｔ）が一定の場合を示
している。e0（ｔ）が一定で直流成分電圧E0を大きくす
る程、交流成分電圧 は小さくなり、直流成分電圧E0はコンデンサC0でカット
されるので、負荷回路RLに供給される電力を低減でき
る。 しかして負荷回路RLに放電灯を含めると、直流成分電
圧E0が大きく成る程放電灯電流又は光出力が低減し、調
光が為される。本発明はこのような原理回路に基づいて
具体的回路を提案するもので、以下実施例により詳述す
る。 実施例 第１図は本発明の実施例回路を示しており、この実施
例回路のインバータ回路１を主スイッチング素子である
トランジスタQ1，Q2、ダイオードD1，D2、カレントトラ
ンスである駆動トランスT1、及びコンデンサC0にて構成
し、負荷回路RLをインダクタL1、コンデンサC7、及び放
電灯ｌよりなる振動回路と、直流成分電圧E0をカットす
るコンデンサC0とより構成し、該負荷回路RLをインバー
タ回路１に接続している。駆動トランスT1の１次巻線n1
は負荷回路RLと直列接続されており、負荷である振動回
路に流れる電流にて極性の異なる２次巻線n2，n3に誘起
される電圧をトランジスタQ1，Q2の帰還入力端子として
のベースに印加して、トランジスタQ1，Q2を交互にスイ
ッチングさせる。このインバータ回路１には直流電源Ｅ
が印加されたときインバータ回路１を起動するための起
動回路STを備えている。更にトランジスタQ2のベース・
エミッタ間には副スイッチング素子であるトランジスタ
Q3が接続され、このトランジスタQ3の制御端であるベー
スには負荷電流路を１次側として２次側に負荷電流に比
例した出力を発生するカレントトランスT2の２次側をダ
イオードD3と調光用スイッチSW1を介して接続し、この
調光用スイッチSW1をオフ又はオンさせることにより、
全点灯と調光とを切り換えることができるようになって
いる。つまりカレントトランスT2が負荷に流れる振動電
流の位相を検出する負荷電流位相検出回路を構成し、こ
のカレントトランスT2の検出出力でオンオフ制御される
副スイッチング素子たるトランジスタQ3を含みダイオー
ドD3等から強制オフ回路を構成し、この強制オフ回路と
負荷電流位相検出回路とより制御回路を構成する。そし
て制御回路の動作不動作を制御するスイッチ要素を調光
用スイッチSW1で構成する。 第２図（ａ）は調光用スイッチSW1をオフした全点灯
時の各部波形を示し、同図（ｂ）は調光用スイッチSW1
をオンした調光時の各部の波形を示す。そして、（イ）
はインダクタL1に流れる負荷電流ILを示し、図中IQ1，I
Q2はトランジスQ1，Q2に流れるコレクタ電流であり、I
D1，ID2はダイオードD1，D2に流れる電流である。
（ロ）はトランジスタQ2に流れるコレクタ電流IQ2、
（ハ）はトランジスタQ2のベース電流IB2、（ニ）は駆
動トランスT1の２次巻線n3の両端電圧Vn3、（ホ）はト
ランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧VBE2、（ヘ）は
トランジスタQ3のコレクタ・エミッタ間電圧VCE3、
（ト）はトランジスタQ3のコレクタ電流IQ3、（チ）は
トランジスタQ3のベース電流IB3を示す。尚、第１図に
おいて抵抗R9、ダイオードD3はトランジスタQ3のベース
電流が所定値に設定され、トランジスタQ3のベース・エ
ミッタ間の耐圧に問題がなければなくても良いものであ
る。またカレントトランスT2の一端からトランジスタQ3
のベース端間にインダクタやコンデンサなどからなる移
相素子を接続しても良い。 調光用スイッチSW1がオフした同図（ａ）の場合、ト
ランジスタQ1，Q2は駆動トランスT1によって帰還された
電流にて交互にオンオフし、インバータ回路１出力がコ
ンデンサC0を介してコンデンサC7、インダクタL1、放電
灯ｌからなる振動回路に印加され、放電灯ｌに所定の電
流が供給され、全点灯状態となる。次に、調光用スイッ
チSW1がオンされたとき、第２図（ｂ）に示すように、
トランジスタQ2がオン期間の開始時点から一定時間遅延
した所定時間後よりオン期間の終了時点までの間（図中
t2〜t3の期間）においてカレントトランスT2からダイオ
ードD3を介してトランジスタQ3にベース電流が供給さ
れ、トランジスタQ3がオンする。このため、今まで流れ
ていたトランジスタQ2のベース電流IB2がカットされ、
同時にトランジスタQ2のベース・エミッタ間の浮遊容量
に蓄えられていた電荷がトランジスタQ3に流れるので、
トランジスタQ2は急速にオフする。従って、調光用スイ
ッチSW1をオンすることによって、トランジスタQ3がオ
ンすると、トランジスタQ2のオン期間が短くなり、放電
灯ｌに流れる電流は小さくなって、調光点灯状態とな
る。 つまりインバータ回路の発振周波数を一定にして直流
成分電圧E0を可変することにより調光ができるのであ
る。 尚起動回路STはコンデンサC8が電源投入から抵抗R10
を介して充電されその充電電圧が２端子サイリスタQ4の
ブレークオーバ電圧に達すると２端子サイリスタQ4がオ
ン動作し、インバータ回路１のトランジスタQ2のベース
に２端子サイリスタQ4を通じて電流を流してトランジス
タQ2を最初にオン動作させ、インバータ回路１を起動す
るものである。またインバータ回路１の抵抗R11〜R13は
夫々トランジスタQ1，Q2のベース抵抗である。 ［発明の効果］ 本発明は上述のように構成した自励式インバータ装置
であるから、制御回路により強制オフするだけで、帰還
回路の帰還によって自動的に出力調整状態で発振がスム
ーズに継続し、構成が簡単で安価に出力調整を達成でき
るという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の実施例の回路図、第２図は同上の動作
説明用の波形図、第３図は従来例の回路図、第４図は同
上の動作説明図、第５図は本発明原理説明用回路図であ
り、Q1，Q2，Q3はトランジスタ、L1はインダクタ、ｌは
放電灯、C0，C7はコンデンサ、RLは負荷回路、T2はカレ
ントトランス、SW1は調光用スイッチ、Ｅは直流電源で
ある。
説明用の波形図、第３図は従来例の回路図、第４図は同
上の動作説明図、第５図は本発明原理説明用回路図であ
り、Q1，Q2，Q3はトランジスタ、L1はインダクタ、ｌは
放電灯、C0，C7はコンデンサ、RLは負荷回路、T2はカレ
ントトランス、SW1は調光用スイッチ、Ｅは直流電源で
ある。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭58−192296（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−61597（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−152699（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．直流電源と、この直流電源の両端に直列接続された
一対のスイッチング素子と、このスイッチング素子の少
なくとも一方に並列接続され、負荷を有して振動回路を
形成するとともに少なくとも負荷及びコンデンサの直列
回路を含んで成る負荷回路と、この負荷回路に流れる振
動電流をスイッチング素子の制御端に帰還し、上記振動
電流で決まる所定周期で上記一対のスイッチング素子を
交互にオンオフ制御する発振制御用の帰還回路と、一方
のスイッチング素子のオン期間の開始時点から所定時間
遅延して当該一方のスイッチング素子を強制的にオフさ
せる制御回路と、この制御回路の動作不動作を制御する
スイッチ要素とを具備したことを特徴とするインバータ
装置。 ２．上記負荷回路は、負荷及びコンデンサの直列回路と
直列に挿入されたインダクタと、負荷並列に接続された
振動用のコンデンサとから成り、制御回路は、負荷に流
れる振動電流の位相を検出する負荷電流位相検出回路
と、この負荷電流位相検出回路の出力に対応して上記一
方のスイッチング素子の制御端にオフ信号を供給する強
制オフ回路とから成る特許請求の範囲第１項記載のイン
バータ装置。 ３．負荷電流位相検出回路は、負荷と直列でかつ振動用
のコンデンサとは並列になるように介挿されたカレント
トランスで構成され、強制オフ回路は、上記一方のスイ
ッチング素子の制御端間に接続されカレントトランスの
検出出力でオンオフ制御される副スイッチング素子を具
備して成ることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
のインバータ装置。 ４．前記副スイッチング素子がオン状態となると所定の
調光状態となり、オフ状態となると定格点灯状態となる
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のインバー
タ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61241839A JP2697815B2 (ja) | 1986-10-11 | 1986-10-11 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61241839A JP2697815B2 (ja) | 1986-10-11 | 1986-10-11 | インバータ装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61005242A Division JPH0760755B2 (ja) | 1986-01-14 | 1986-01-14 | トランジスタインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62166786A JPS62166786A (ja) | 1987-07-23 |
| JP2697815B2 true JP2697815B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=17080266
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61241839A Expired - Lifetime JP2697815B2 (ja) | 1986-10-11 | 1986-10-11 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2697815B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI63148C (fi) * | 1981-09-18 | 1983-04-11 | Helvar Oy | Elektroniskt foerkopplingsdon foer urladdningslampa |
| NL8201631A (nl) * | 1982-04-20 | 1983-11-16 | Philips Nv | Gelijkstroom-wisselstroomomzetter voor het ontsteken en met wisselstroom voeden van een gas- en/of dampontladingslamp. |
-
1986
- 1986-10-11 JP JP61241839A patent/JP2697815B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62166786A (ja) | 1987-07-23 |
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