JP2533476B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
- Publication number
- JP2533476B2 JP2533476B2 JP60113720A JP11372085A JP2533476B2 JP 2533476 B2 JP2533476 B2 JP 2533476B2 JP 60113720 A JP60113720 A JP 60113720A JP 11372085 A JP11372085 A JP 11372085A JP 2533476 B2 JP2533476 B2 JP 2533476B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- discharge lamp
- switching element
- choke coil
- sub
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は調光および負荷変動補償の機能を有する放電
灯点灯装置に関するものである。
灯点灯装置に関するものである。
［背景技術］ 従来より負荷変動補償を行なう放電灯調光方式とし
て、第４図に示すような周波数調光方式がよく用いられ
る。第５図はその具体回路例を示したもので、直流電源
あるいは交流を整流した電源Ｅを入力として、コンデン
サC1,C2、ダイオードD1,D2、トランジスタQ1,Q2によっ
てハーフブリッジ型インバータが構成され、負荷として
チョークコイルL1、放電ランプLAが直列接続されると共
に、ランプLAに並列にコンデンサC3が接続され、直列共
振回路を構成している。トランジスタQ1,Q2の制御は制
御回路Ｓによって行なわれ、負荷電流検出回路Ｆがラン
プ電流を検出して制御回路Ｓへフィードバックしてい
る。この構成において、全点灯時には第６図（ａ）に示
すように、共振周波数より高いある一定のスイッチング
周波数でトランジスタQ1,Q2をオンオフさせ、調光の際
には同図（ｂ）に示すように、トランジスタQ1,Q2のス
イッチング周波数の設定を上げることにより共振回路の
インピーダンスを大きくして、ランプ電流を低下させる
ことができる。さらに調光状態において、何等かの原因
によりランプ電流が変動してランプ電流が増した場合に
は、第５図の負荷電流検出回路ＦにおいてコンデンサC4
の端子電圧が上がり、これを制御回路Ｓにフィーッドバ
ックして、第６図（ｃ）に示すようにさらに周波数を上
げることにより、ランプ電流の変動を抑えることができ
るものである。
て、第４図に示すような周波数調光方式がよく用いられ
る。第５図はその具体回路例を示したもので、直流電源
あるいは交流を整流した電源Ｅを入力として、コンデン
サC1,C2、ダイオードD1,D2、トランジスタQ1,Q2によっ
てハーフブリッジ型インバータが構成され、負荷として
チョークコイルL1、放電ランプLAが直列接続されると共
に、ランプLAに並列にコンデンサC3が接続され、直列共
振回路を構成している。トランジスタQ1,Q2の制御は制
御回路Ｓによって行なわれ、負荷電流検出回路Ｆがラン
プ電流を検出して制御回路Ｓへフィードバックしてい
る。この構成において、全点灯時には第６図（ａ）に示
すように、共振周波数より高いある一定のスイッチング
周波数でトランジスタQ1,Q2をオンオフさせ、調光の際
には同図（ｂ）に示すように、トランジスタQ1,Q2のス
イッチング周波数の設定を上げることにより共振回路の
インピーダンスを大きくして、ランプ電流を低下させる
ことができる。さらに調光状態において、何等かの原因
によりランプ電流が変動してランプ電流が増した場合に
は、第５図の負荷電流検出回路ＦにおいてコンデンサC4
の端子電圧が上がり、これを制御回路Ｓにフィーッドバ
ックして、第６図（ｃ）に示すようにさらに周波数を上
げることにより、ランプ電流の変動を抑えることができ
るものである。
しかしながら上記の方式においては、制御回路Ｓが第
７図のように、トランジスタQ1,Q2の駆動回路DR、スイ
ッチング周波数のパルスを発生するための発振回路OS、
発振周波数を切り換えるための調光スイッチSW、負荷電
流検出回路Ｆからのフィードバック信号を基準電圧と比
較するための比較回路CPなどを必要とし、回路構成が非
常に複雑となって、部品数も多くなるという問題があっ
た。
７図のように、トランジスタQ1,Q2の駆動回路DR、スイ
ッチング周波数のパルスを発生するための発振回路OS、
発振周波数を切り換えるための調光スイッチSW、負荷電
流検出回路Ｆからのフィードバック信号を基準電圧と比
較するための比較回路CPなどを必要とし、回路構成が非
常に複雑となって、部品数も多くなるという問題があっ
た。
［発明の目的］ 本発明は上記の問題点に鑑み為されたものであり、そ
の目的とするところは、調光および負荷変動補償を行な
うことのできるインバータ回路を簡単な回路構成で提供
するにある。
の目的とするところは、調光および負荷変動補償を行な
うことのできるインバータ回路を簡単な回路構成で提供
するにある。
［発明の開示］ しかして本発明による放電灯点灯回路は、直流電源を
入力とし、チョークコイル、共振用のコンデンサおよび
放電ランプよりなる直列共振回路を負荷とする自励発振
式インバータの主スイッチング素子の帰還入力端に副ス
イッチング素子を並列接続し、副スイッチング素子の制
御端に調光用スイッチを介して出力の一部を帰還せしめ
て成り、上記自励発振式インバータは、上記直流電源
と、上記直流電源の両端に接続され、上記主スイッチン
グ素子を構成する第１、第２のスイッイング素子と、上
記スイッチング素子の少なくとも一方に並列に接続され
る電源用のコンデンサと上記放電ランプと上記チョーク
コイルとの直列回路と、上記放電ランプとこの放電ラン
プに並列に接続される上記共振用のコンデンサと上記チ
ョークコイルとで構成される上記直列共振回路と、上記
チョークコイルに流れる電流に磁気結合して上記第１、
第２のスイッチング素子の制御端に自励発振信号を帰還
する帰還用のトランスとを備え、上記副スイッチング素
子は、上記第１、第２のスイッチング素子の制御端間に
接続され、上記放電ランプに流れる電流に磁気結合した
ランプ電流検出用のトランスから上記チョークコイルよ
り遅れ位相の位相差信号が制御端に帰還されて成るもの
であり、自励発振している主スイッチング素子のオン期
間を、上記位相差信号によってスイッチング制御される
副スイッチング素子で強制的に短縮することにより発振
周波数を変化させるようにした点に特徴を有するもので
ある。なお以下の実施例ではスイッチング素子をトラン
ジスタとして説明する。
入力とし、チョークコイル、共振用のコンデンサおよび
放電ランプよりなる直列共振回路を負荷とする自励発振
式インバータの主スイッチング素子の帰還入力端に副ス
イッチング素子を並列接続し、副スイッチング素子の制
御端に調光用スイッチを介して出力の一部を帰還せしめ
て成り、上記自励発振式インバータは、上記直流電源
と、上記直流電源の両端に接続され、上記主スイッチン
グ素子を構成する第１、第２のスイッイング素子と、上
記スイッチング素子の少なくとも一方に並列に接続され
る電源用のコンデンサと上記放電ランプと上記チョーク
コイルとの直列回路と、上記放電ランプとこの放電ラン
プに並列に接続される上記共振用のコンデンサと上記チ
ョークコイルとで構成される上記直列共振回路と、上記
チョークコイルに流れる電流に磁気結合して上記第１、
第２のスイッチング素子の制御端に自励発振信号を帰還
する帰還用のトランスとを備え、上記副スイッチング素
子は、上記第１、第２のスイッチング素子の制御端間に
接続され、上記放電ランプに流れる電流に磁気結合した
ランプ電流検出用のトランスから上記チョークコイルよ
り遅れ位相の位相差信号が制御端に帰還されて成るもの
であり、自励発振している主スイッチング素子のオン期
間を、上記位相差信号によってスイッチング制御される
副スイッチング素子で強制的に短縮することにより発振
周波数を変化させるようにした点に特徴を有するもので
ある。なお以下の実施例ではスイッチング素子をトラン
ジスタとして説明する。
第１図は本発明をハーフブリッジ型インバータ回路に
実施した例を示したものである。同図においてインバー
タ回路は、直流電源Ｅを入力とし、コンデンサC1,C2、
ダイオードD1,D2および主トランジスタQ1,Q2によって構
成され、負荷としてチョークコイルL1、放電ランプLAが
直列接続されると共に、ランプLAに並列にコンデンサC3
が接続されて、直列共振回路が構成されている。主トラ
ンジスタQ1,Q2の帰還入力端としてのベースにはカレン
トトランスT1によって得られたフィーッドバック信号が
加えられている。さらに主トランジスタQ1,Q2のベース
エミッタ間には副トランジスタQ3,Q4が接続され、それ
らの制御はランプ電流を検出するカメントトランス巻線
T2,T3の出力を調光用スイッチSW1,SW2を介して各ベース
に印加することによって行なわれる。調光用スイッチSW
1,SW2は全点灯と調光とを切り換えるためのもので、オ
ンすれば調光、オフすれば全点灯となる。
実施した例を示したものである。同図においてインバー
タ回路は、直流電源Ｅを入力とし、コンデンサC1,C2、
ダイオードD1,D2および主トランジスタQ1,Q2によって構
成され、負荷としてチョークコイルL1、放電ランプLAが
直列接続されると共に、ランプLAに並列にコンデンサC3
が接続されて、直列共振回路が構成されている。主トラ
ンジスタQ1,Q2の帰還入力端としてのベースにはカレン
トトランスT1によって得られたフィーッドバック信号が
加えられている。さらに主トランジスタQ1,Q2のベース
エミッタ間には副トランジスタQ3,Q4が接続され、それ
らの制御はランプ電流を検出するカメントトランス巻線
T2,T3の出力を調光用スイッチSW1,SW2を介して各ベース
に印加することによって行なわれる。調光用スイッチSW
1,SW2は全点灯と調光とを切り換えるためのもので、オ
ンすれば調光、オフすれば全点灯となる。
上記の構成において、スイッチSW1,SW2がオフの状態
すなわち全点灯時には、第２図（ａ）に示すように、回
路はある一定の周波数で点灯状態を保っている。図中I
Q1,IQ2は各主トランジスタQ1,Q2のコレクタ電流、ID1,I
D2は各ダイオードD1,D2を流れる電流である。ここでス
イッチSW1,SW2をオンにして調光状態にすると、主トラ
ンジスタQ1のオン期間において、巻線T2からダイオード
D3を介して副トランジスタQ3に電流が供給され、副トラ
ンジスタQ3がオンする。そのために今まで流れていた主
トランジスタQ1のベース電流がカットされ、それと同時
に主トランジスタQ1のベースエミッタ間の浮遊容量に蓄
えられていた電荷が副トランジスタQ3に流れるので、主
トランジスタQ1は急速にオフする。同様に他方の主トラ
ンジスタQ2のオン期間においても、副トランジスタQ4が
オンすることによって、主トランジスタQ2が急速にオフ
する。その結果同図（ｂ）に示すように、インバータ回
路の発振周波数が（ａ）の全点灯の場合よりも高くな
り、誘導性負荷のインピーダンスが高くなって調光が行
なわれる。（ｃ）はこのときの状態をさらに詳しく示し
たもので、（イ）はスイッチSW1,SW2がオフの状態すな
わち全点灯状態の主トランジスタQ1のオンオフ状態を示
しており、（ロ）はスイッチSW1,SW2をオンにした瞬間
の副トランジスタQ3のオンオフ状態を示している。副ト
ランジスタQ3がオンすると、τ時間遅れて主トランジス
タQ1がオフする。そのために主トランジスタQ1,Q2のオ
ンオフの周期は（ハ）に示すように短くなるが、このと
き副トランジスタQ3,Q4のオン信号はランプ電流から得
ているために、副トランジスタQ3,Q4のオンオフ周期
も、（ハ）に示すように主トランジスタQ1,Q2のオンオ
フ周期に同期することになる。したがって調光状態にお
いては、同図（ｂ）に示したように発振周波数が高くな
るのである。
すなわち全点灯時には、第２図（ａ）に示すように、回
路はある一定の周波数で点灯状態を保っている。図中I
Q1,IQ2は各主トランジスタQ1,Q2のコレクタ電流、ID1,I
D2は各ダイオードD1,D2を流れる電流である。ここでス
イッチSW1,SW2をオンにして調光状態にすると、主トラ
ンジスタQ1のオン期間において、巻線T2からダイオード
D3を介して副トランジスタQ3に電流が供給され、副トラ
ンジスタQ3がオンする。そのために今まで流れていた主
トランジスタQ1のベース電流がカットされ、それと同時
に主トランジスタQ1のベースエミッタ間の浮遊容量に蓄
えられていた電荷が副トランジスタQ3に流れるので、主
トランジスタQ1は急速にオフする。同様に他方の主トラ
ンジスタQ2のオン期間においても、副トランジスタQ4が
オンすることによって、主トランジスタQ2が急速にオフ
する。その結果同図（ｂ）に示すように、インバータ回
路の発振周波数が（ａ）の全点灯の場合よりも高くな
り、誘導性負荷のインピーダンスが高くなって調光が行
なわれる。（ｃ）はこのときの状態をさらに詳しく示し
たもので、（イ）はスイッチSW1,SW2がオフの状態すな
わち全点灯状態の主トランジスタQ1のオンオフ状態を示
しており、（ロ）はスイッチSW1,SW2をオンにした瞬間
の副トランジスタQ3のオンオフ状態を示している。副ト
ランジスタQ3がオンすると、τ時間遅れて主トランジス
タQ1がオフする。そのために主トランジスタQ1,Q2のオ
ンオフの周期は（ハ）に示すように短くなるが、このと
き副トランジスタQ3,Q4のオン信号はランプ電流から得
ているために、副トランジスタQ3,Q4のオンオフ周期
も、（ハ）に示すように主トランジスタQ1,Q2のオンオ
フ周期に同期することになる。したがって調光状態にお
いては、同図（ｂ）に示したように発振周波数が高くな
るのである。
次にランプ電流が変動した場合について説明する。い
まランプLAの電流が何等かの原因で増加すると、巻線
T2,T3で検出される電流が大きくなるので、副トランジ
スタQ3,Q4のバイアス電流が上がって副トランジスタQ3,
Q4がオンするタイミングが早くなり、主トランジスタ
Q1,Q2の各々が強制的にさらに早くオフさせられ、周波
数が高くなってランプ電流を抑制する。またランプ電流
が何等かの原因で減少した場合には上記と逆の動作を行
なう。
まランプLAの電流が何等かの原因で増加すると、巻線
T2,T3で検出される電流が大きくなるので、副トランジ
スタQ3,Q4のバイアス電流が上がって副トランジスタQ3,
Q4がオンするタイミングが早くなり、主トランジスタ
Q1,Q2の各々が強制的にさらに早くオフさせられ、周波
数が高くなってランプ電流を抑制する。またランプ電流
が何等かの原因で減少した場合には上記と逆の動作を行
なう。
第３図は本発明をプッシュプル型のインバータに実施
した例を示すもので、出力トランスOTの２次側に直列共
振回路を形成したものである。この回路構成において
も、第１図について述べた動作説明が全く同様に当ては
まる。なお本実施例では、主トランジスタQ1,Q2へのフ
ィーッドバック信号と副トランジスタQ3,Q4へのフィー
ッドバック信号とが同相になっているので、副トランジ
スタへの帰還回路中にチョークコイルL2,L3よりなる移
相素子を挿入することにより、第２図（ｃ）のQ1の波形
とQ3の波形との位相差を適当な値に設定している。また
この移相素子（ＬまたはＣ）は第１図の回路にも用いる
ことができ、その場合には、上述の位相差を任意に且つ
容易に設定することができる。
した例を示すもので、出力トランスOTの２次側に直列共
振回路を形成したものである。この回路構成において
も、第１図について述べた動作説明が全く同様に当ては
まる。なお本実施例では、主トランジスタQ1,Q2へのフ
ィーッドバック信号と副トランジスタQ3,Q4へのフィー
ッドバック信号とが同相になっているので、副トランジ
スタへの帰還回路中にチョークコイルL2,L3よりなる移
相素子を挿入することにより、第２図（ｃ）のQ1の波形
とQ3の波形との位相差を適当な値に設定している。また
この移相素子（ＬまたはＣ）は第１図の回路にも用いる
ことができ、その場合には、上述の位相差を任意に且つ
容易に設定することができる。
［発明の効果］ 上述のように本発明においては、直流電源を入力と
し、チョークコイル、共振用のコンデンサおよび放電ラ
ンプよりなる直列共振回路を負荷とする自励発振式イン
バータの主スイッチング素子の帰還入力端に副スイッチ
ング素子を並列接続し、副スイッチング素子の制御端に
調光用スイッチを介して出力の一部を帰還せしめて成
り、上記自励発振式インバータは、上記直流電源と、上
記直流電源の両端に接続され、上記主スイッチング素子
を構成する第１、第２のスイッチング素子と、上記スイ
ッチング素子の少なくとも一方に並列に接続される電源
用のコンデンサと上記放電ランプと上記チョークコイル
との直列回路と、上記放電ランプとこの放電ランプに並
列に接続される上記共振用のコンデンサと上記チョーク
コイルとで構成される上記直列共振回路と、上記チョー
クコイルに流れる電流に磁気結合して上記第１、第２の
スイッチング素子の制御端に自励発振信号を帰還する帰
還用のトランスとを備え、上記副スイッチング素子は、
上記第１、第２のスイッチング素子の制御端間に接続さ
れ、上記放電ランプに流れる電流に磁気結合したランプ
電流検出用のトランスから上記チョークコイルより遅れ
位相の位相差信号が制御端に帰還されて成るから、自励
発振式インバータ回路の発振周波数を変化させ、それに
よって出力を制御するようにしたため、従来のようにパ
ルス発振回路やコンパレータなどで構成されていた複雑
な制御回路が不要となり、きわめて簡単な構成で調光お
よび負荷変動の補償を行なうことができるという効果が
あり、しかもランプ電流検出用のトランスから上記チョ
ークコイルより遅れ位相の位相差信号を調光信号に利用
し、発振回路の帰還入力信号である上記位相差信号その
ものを制御するため、高周波出力電圧波形の１サイクル
毎の制御が可能であり、そのため、制御能力が向上し、
目へのちらつき感の低減等の効果も間歇制御でない分向
上するという効果がある。
し、チョークコイル、共振用のコンデンサおよび放電ラ
ンプよりなる直列共振回路を負荷とする自励発振式イン
バータの主スイッチング素子の帰還入力端に副スイッチ
ング素子を並列接続し、副スイッチング素子の制御端に
調光用スイッチを介して出力の一部を帰還せしめて成
り、上記自励発振式インバータは、上記直流電源と、上
記直流電源の両端に接続され、上記主スイッチング素子
を構成する第１、第２のスイッチング素子と、上記スイ
ッチング素子の少なくとも一方に並列に接続される電源
用のコンデンサと上記放電ランプと上記チョークコイル
との直列回路と、上記放電ランプとこの放電ランプに並
列に接続される上記共振用のコンデンサと上記チョーク
コイルとで構成される上記直列共振回路と、上記チョー
クコイルに流れる電流に磁気結合して上記第１、第２の
スイッチング素子の制御端に自励発振信号を帰還する帰
還用のトランスとを備え、上記副スイッチング素子は、
上記第１、第２のスイッチング素子の制御端間に接続さ
れ、上記放電ランプに流れる電流に磁気結合したランプ
電流検出用のトランスから上記チョークコイルより遅れ
位相の位相差信号が制御端に帰還されて成るから、自励
発振式インバータ回路の発振周波数を変化させ、それに
よって出力を制御するようにしたため、従来のようにパ
ルス発振回路やコンパレータなどで構成されていた複雑
な制御回路が不要となり、きわめて簡単な構成で調光お
よび負荷変動の補償を行なうことができるという効果が
あり、しかもランプ電流検出用のトランスから上記チョ
ークコイルより遅れ位相の位相差信号を調光信号に利用
し、発振回路の帰還入力信号である上記位相差信号その
ものを制御するため、高周波出力電圧波形の１サイクル
毎の制御が可能であり、そのため、制御能力が向上し、
目へのちらつき感の低減等の効果も間歇制御でない分向
上するという効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は同上
の動作説明図、第３図は他の実施例を示す回路図、第４
図は従来例のブロック図、第５図は同上の回路図、第６
図は同上の動作説明図、第７図は同上の要部ブロック図
である。 Ｅは直流電源、Q1,Q2は主スイッチング素子（主トラン
ジスタ）、Q3,Q4は副スイッチング素子（副トランジス
タ）、L1はチョークコイル、L2,L3は移相素子（チョー
クコイル）、C1,C2,C3,C4はコンデンサ、LAは放電ラン
プ、SW1,SW2は調光用スイッチ。
の動作説明図、第３図は他の実施例を示す回路図、第４
図は従来例のブロック図、第５図は同上の回路図、第６
図は同上の動作説明図、第７図は同上の要部ブロック図
である。 Ｅは直流電源、Q1,Q2は主スイッチング素子（主トラン
ジスタ）、Q3,Q4は副スイッチング素子（副トランジス
タ）、L1はチョークコイル、L2,L3は移相素子（チョー
クコイル）、C1,C2,C3,C4はコンデンサ、LAは放電ラン
プ、SW1,SW2は調光用スイッチ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−192296（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−152699（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−8779（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−61597（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−132598（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源を入力とし、チョークコイル、共
振用のコンデンサおよび放電ランプよりなる直列共振回
路を負荷とする自励発振式インバータの主スイッチング
素子の帰還入力端に副スイッチング素子を並列接続し、
副スイッチング素子の制御端に調光用スイッチを介して
出力の一部を帰還せしめて成り、上記自励発振式インバ
ータは、上記直流電源と、上記直流電源の両端に接続さ
れ、上記主スイッチング素子を構成する第１、第２のス
イッイング素子と、上記スイッチング素子の少なくとも
一方に並列に接続される電源用のコンデンサと上記放電
ランプと上記チョークコイルとの直列回路と、上記放電
ランプとこの放電ランプに並列に接続される上記共振用
のコンデンサと上記チョークコイルとで構成される上記
直列共振回路と、上記チョークコイルに流れる電流に磁
気結合して上記第１、第２のスイッチング素子の制御端
に自励発振信号を帰還する帰還用のトランスとを備え、
上記副スイッチング素子は、上記第１、第２のスイッチ
ング素子の制御端間に接続され、上記放電ランプに流れ
る電流に磁気結合したランプ電流検出用のトランスから
上記チョークコイルより遅れ位相の位相差信号が制御端
に帰還されて成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60113720A JP2533476B2 (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60113720A JP2533476B2 (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61271794A JPS61271794A (ja) | 1986-12-02 |
| JP2533476B2 true JP2533476B2 (ja) | 1996-09-11 |
Family
ID=14619432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60113720A Expired - Lifetime JP2533476B2 (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2533476B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2614748A1 (fr) * | 1987-04-29 | 1988-11-04 | Omega Electronics Sa | Dispositif d'alimentation d'une lampe a decharge |
| JPH04144097A (ja) * | 1990-10-05 | 1992-05-18 | Nissan Motor Co Ltd | 放電灯の制御装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI63148C (fi) * | 1981-09-18 | 1983-04-11 | Helvar Oy | Elektroniskt foerkopplingsdon foer urladdningslampa |
| NL8201631A (nl) * | 1982-04-20 | 1983-11-16 | Philips Nv | Gelijkstroom-wisselstroomomzetter voor het ontsteken en met wisselstroom voeden van een gas- en/of dampontladingslamp. |
| JPS59132598A (ja) * | 1983-01-14 | 1984-07-30 | 松下電工株式会社 | 放電灯高周波調光点灯装置 |
-
1985
- 1985-05-27 JP JP60113720A patent/JP2533476B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61271794A (ja) | 1986-12-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6008593A (en) | Closed-loop/dimming ballast controller integrated circuits | |
| US6876157B2 (en) | Lamp inverter with pre-regulator | |
| US5514935A (en) | Lighting circuit for vehicular discharge lamp | |
| EP1120896B1 (en) | Resonant power converter | |
| US5525872A (en) | Discharge lamp operating circuit with wide range dimming control | |
| JP2793836B2 (ja) | 照明負荷制御装置 | |
| US6009001A (en) | Self-oscillation-resonance type power supply circuit | |
| JP2533476B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPS58130779A (ja) | 対称制御を備えたインバ−タ回路 | |
| JP2697815B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2742412B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2699357B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH08149851A (ja) | 圧電トランス駆動装置 | |
| JP3234348B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2002216992A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| KR100368427B1 (ko) | 인버터 및 이의 디밍 방법 | |
| JP2573268B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH09260076A (ja) | 冷陰極蛍光灯の点灯調光回路 | |
| JP2828646B2 (ja) | 一石インバータ装置 | |
| JP2514649B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3501242B2 (ja) | スイッチング回路、インバータ装置、放電灯点灯装置および照明装置 | |
| JP2818598B2 (ja) | インバータ回路 | |
| JPH09308255A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH0254034B2 (ja) | ||
| JPS63174569A (ja) | インバ−タ装置 |