JPS63174569A - インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、一対のスイッチング素子を有し、一方のスイ
ッチング素子と同電位の発振回路から電位の異なる他方
のスイッチング素子のドライブ回路へトランス等の絶縁
素子を介さずに信号伝達を行うようにしたインバータ装
置に関するものである。

（背景技術） 第１０図は従来のインバータ装置の回路図である。直流
電源■の両端には、一対のスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２
の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ　Ｉ
、　Ｑ　２は例えば電力用のＭＯＳトランジスタにて構
成される。各スイッチジグ素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ回
路１，２の出力Ｖ、、Ｖ、によりそれぞれオンオフ駆動
される。一方のスイッチング素子Ｑ、の両端には、負荷
回路Ｚが接続されている。負荷回路Ｚとしては、例えば
ＬＣ共振回路を含む放電灯点灯回路が接続される。

スイッチング素子Ｑ１の両端に接続された抵抗Ｒ３，コ
ンデンサＣ，の直列回路は上側回路の電源回路であり、
直流電源■の両端に接続された抵抗Ｒ２，コンデンサＣ
２の直列回路は下側回路の電源回路である。コンデンサ
Ｃ２にて給電される発振回路３は、高レベルと低レベル
とに交番する２つの信号ＶＡ、Ｖ日を出力している。信
号ｖＡはドライブ回路２に入力され、信号ＶＢは信号伝
達回路を介して、ドライブ回路１に入力される。

信号伝達回路は、トランジスタＴ　ｒ　、〜Ｔｒ４及び
抵抗Ｒ３，Ｒ４よりなり、トランス等の絶縁素子を用い
ないで信号伝達を行っている。信号伝達回路のト・ラン
ジスタＴｒ＋は抵抗Ｒ，，Ｒ，を直列に接続されて、コ
ンデンサＣ３の両端に接続されている。

ｌ・ランジスクＴｒ、のベース・エミッタ間には、カレ
ントミラー回路４を構成するようにトランジスタＴｒ２
が接続されている。トランジスタＴｒ１のベースは、ト
ランジスタＴｒ４のコレクタに接続されている。トラン
ジスタＴｒ４にはカレントミラー回路５を構成するよう
にトランジスタＴｒｚが接続されている。カレントミラ
ー回路４．５を構成するトランジスタＴｒ、、Ｔｒ２及
びＴ　ｒ　ｓ　、　Ｔ　ｒ　４としては、通常同じ特性
のトランジスタが用いられ、それらの電流利得ｈｆｅが
非常に高いとすると、カレントミラー回路を構成する一
方のトランジスタに流れる電流は他方のトランジスタに
流れる電流と同じになると考えることができる。つまり
、カレントミラー回路５の出力電流■８は、予め定めら
れた定電流■Ｂ°と同じになり、負荷回路Ｚの電圧■Ｌ
が時間的に大きく変（ヒしても、それに関係なく、一定
の電流をトランジスタＴｒ２に流すことができる。この
とき、トランジスタＴｒ２に流れる電流と同じ電流がト
ランジスタＴｒ、にも流れて、抵抗Ｒ３、Ｒ１に電流工
、（磐Ｉｓ）が流れ、抵抗Ｒ３、Ｒ＜の接続点に電圧■
３が生じて、ドライブ回路１に高レベルの信号が入力さ
れる。信号Ｖ日が低レベルのときには、ドライブ回路１
に低レベルの信号が入力される６ 第１１［Ｊは第１０図回路の動作説明図である。

時刻上〇で信号ＶＡ（第１１図（ａ））が高レベルにな
ると、ドライブ回路２の出力Ｖ　２　（第１１図（ｆ）
）によって、スイッチング素子Ｑ２がオンする。このと
き、信号ＶＢが低レベルであるので、トランジスタＴｒ
、、Ｔｒ、よりなるカレントミラー回路５には電流Ｉ８
が流れない。このため、カレントミラー回路４のトラン
ジスタＴｒ、はオフし、電圧■３は低レベルとなって、
ドライブ回路１の出力■１によって、スイッチング素子
Ｑ、はオフとなる。

次に、時刻Ｌ１で信号ｖＡが低レベルになると、ドライ
ブ回路２の出力■２によって、スイッチング素子Ｑ２は
オフとなる。一方、信号Ｖａ（第１１図（＋）））が高
レベルとなるので、カレントミラー回２８５の１−ラン
ジスタＴｒｚに電流ＩＢ°が流れ、これと同じ電流ＩＢ
（第１１図（Ｃ））がトランジスタＴｒ＜に流れる。二
の電流ＩＢがカレントミラー回路４のトランジスタＴｒ
２に流れて、これと同じ電流がトランジスタＴｒ、に流
れる。これによって電１ｆｆｉ　Ｉ、が流れ、抵抗Ｒ３
、Ｒ４の直列回路に電圧が印加され、その分圧点の電圧
Ｖ３（第１１図（ｄ））が高レベルとなって、ドライブ
回路１の出力Ｖ、（第１１図（ｅ））により、スイッチ
ング素子Ｑ、がオンする。

以下、同様の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには交番する
電圧が供給される。

この従来例では、定電流信号ＩＢをカレントミラー回路
４，５を介して伝達しているので、ベースドライブ用の
トランスや、フォトカプラ等の絶縁素子を用いないで、
下側の発振回路３から、上側の電位の異なるドライブ回
路１ヘトライブ１３号を伝達することができ、ＩＣ化に
適した方式と言える。しかしながら、実際の回路では、
定電流信号ＩＢが流れているときには、スイッチング素
子Ｑ１がオンしているので、負荷回路Ｚの印加電圧■Ｌ
は直流電源■の電源電圧とほぼ等しくなっており、カレ
ントミラー回路５のトランジスタＴｒ。

のコレクタ電圧■５は、上側の電源回路におけるコンデ
ンサＣ２の電源電圧をＶＣ３、カレントミラー回路４に
おける電圧降下をｖ４とすると、Ｖ５＝ＶＬ＋Ｖｏ、＋
Ｖ、となり、高耐圧を要することになる。このとき、ト
ランジスタＴｒ、のコレクタ・エミッタ間容量やその池
の浮遊容量の和としてのキャパシタンスＣ３が存在する
ため、キャパシタンスＣ１に電荷が蓄積される。この状
態で、定電流ＩＢが流れなくなり、スイッチング素子Ｑ
２がオン、スイッチング素子Ｑ、がオフすると、負荷回
路Ｚの電圧■Ｌは急激に減少し、（Ｖ、−ＶＣ，）の電
圧がカレントミラー回路４に加わることになる。これは
、トランジスタＴｒ、、Ｔｒ２のベース・エミッタ間に
対しては逆バイアス方向となり、ベース・エミッタ間電
圧は逆方向に上昇し、トランジスタＴｒｌ、Ｔｒ２のベ
ース・エミッタ間の逆耐圧を越え、ブレークダウン状態
でキャパシタンスＣ１の電荷放出が行われる。これは、
トランジスタＴ　ｒ　Ｉ、　Ｔ　ｒ２にとっては非常に
不都合なことであり、素子の電力損失や破損を招くこと
になり、さらに、トランジスタＴｒ、、Ｔｒ２がオンす
るときには、逆バイアス状態からの便帰となるので、第
１１図の時刻１＋において動作が不安定となる欠点があ
る。

（発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、信号伝達用の回路素子がブレ
ークダウンするような不部会な状態を回避し、安定で信
顆性の高い動作が可能なインバータ装置を提供するにあ
る。

（発明の開示） 本発明に係るインバータ装置を第１図実施ｒＧ１１につ
いて説明すると、直流電源Ｖと、直流電源Ｖに並列的に
接続される第１及び第２のスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２
の直列回路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ、、
Ｑ２によりスイッチングされた出力により交流駆動され
る負荷回路Ｚと、高レベルと低レベルとに交番する２つ
のドライブ信号■Ａ。

ＶＢを出力する発振回路３と、発振回路３と同電位側に
あるスイッチング素子Ｑ２を一方のドライブ信号ＶＡに
てオンオフ駆動する第１のドライブ回路２と、発振回路
３と同電位側に設けられて、他方のドライブ信号ＶＢに
応じて定電流ＩＢを断続するカレントミラー回路５のよ
うな第１の信号伝達回路と、発振回路３と異電位側に設
けられて、第１の信号伝達回路に流れる電流ＩＢに応じ
て動ｆＰする逆耐圧の小さいトランジスタＴｒ＋、Ｔｒ
２のような能動素子を含む第２の信号伝達回路と、第２
の信号伝達回路の出力にて発振回路３と異電位側にある
スイ・ノチング素子Ｑ１を他方のスイッチング素子Ｑ２
とは同時にオンしないようにオンオフ駆動する第２のド
ライブ回路１と、前記直流電源Ｖから抵抗Ｒ１のような
インピーダンス要素を介して充電され、発振回路３とは
異電位側の回路に動作電源を供給するコンデンサＣ３と
を備え、第２の信号伝達回路における前記能動素子と逆
並列にダイオードＤ、を接続して成るものである。

本発明にあっては、このように、定電流を断続する第１
の信号伝達回路の出力電流に応じて動作する第２の信号
伝達回路における逆耐圧の小さい能動素子と逆並列にダ
イオードを接続したから、ｆＭ１箇樗昇午徨冊蕗めシ嘔
確究暑雲Ｌ７室雷さｈアいた電圧が、発振回路とは同電
位側のスイッチング素子がオン状態に移行したときに、
発振回路とは異電位側の動作電源を供給するコンデンサ
を介して、第２の信号伝達回路の能動素子に逆方向に印
加されても、ダイオードによって逆電圧をバイパスでき
るので、第２の信号伝達回路の能動素子が破損すること
は防止できるものである。

以下、本発明の実施例について説明する。なお、実施例
回路において、従来例回路と同一の機能を有する部分に
は同一の符号を付して重複する説明は省略する。

及ｌ匠り 第１図は本発明の一実施例の回路図であり、第２図は同
上の動作説明図である。木実方眞例にあっては、第１０
図従来例回路において、１〜ランジスタＴｒ２と逆並列
にダイオードＤ、を接続した点のみが異なる。

以下、本実施例の動作について説明する。

まず、信号ｖＡが低レベルであるときには、ドライブ回
路２を通してスイッチング素Ｔ−Ｑｒがオフしている。

このとき、信号ＶＢは高レベルで、カレントミラー回路
５，４に定電流ＩＢが流れて、トランジスタＴｒ、に流
れる電流Ｌ（ζＩＢ）により抵抗Ｒ１の両端に電圧Ｖ、
が生じて、ドライブ回路１を通してスイッチング素子Ｑ
１がオンしている。

スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２が
オフであることにより、負荷回路Ｚの電圧■Ｌは直ｊｗ
　４源■と同程度に高レベルとなっている。

この状態におけるトランジスタＴｒ４のコレクタ電圧Ｖ
、の値Ｖｘは、Ｖ　ｘ　＝　Ｖ　４　＋　Ｖ　Ｃ＋　＋
　Ｖ　Ｌとなり、従来例の場自と変わらない。ここで、
トランジスタＴｒｚのベース・エミッタ間電圧■、は、
トランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間の順方向電圧
降下分のみとなっている。なお、トランジスタＴｒ２に
逆並列接続されたダイオードＤ、は、逆バイアスされて
いるので遮断状態である。。

次に、信号ｖＡが高レベルになると、ドライブ回路２を
通してスイッチング素子Ｑ２がオンになる２このとき、
信号ＶＩ］は低レベルとなり、カレン１−ミラー回ｕ５
，４に定電流工。が流れなくなる。

したがって、トランジスタＴｒ、に電流■３が流れなく
なり、電圧■３が低レベルとなって、ドライブ回路１を
通してスイッチング素子Ｑ１がオフする。スイッチング
素子Ｑ１がオフして、スイッチング素子Ｑ２がオンする
と、負荷回路Ｚの電圧■Ｌはほぼゼロとなる。

この状態において、トランジスタＴｒｚのベース・エミ
ッタ間には、トランジスタＴｒ４の浮遊容量等よりなる
キャパシタンスＣ３に充電された電圧Ｖ５からコンデン
サＣ１の電圧Ｖ。１を減じた電圧（■ｓ　　Ｖｃ＋）が
逆方向に印加されることになるが、第１図の回路では、
トランジスタＴｒｚに逆並列接続されたダイオードＤ１
が順バイアスとなるために導通状態となり、前記キャパ
シタンスＣ５に蓄ｆ７？された電荷はダイオードＤ１を
介して速やかに放出され、電圧■、は速やかに低い値ｖ
Ｙになる。

このときの電荷放出経路は、キャパシタンスＣ５からダ
イオードＤＩ、コンデンサＣＩ、スイッチング素子Ｑ２
を通る経路となり、トランジスタＴｒ２を通らない。し
たがって、トランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間の
逆方向印加電圧は、ダイオードＤ１の順方向電圧降下分
に止どまり、ブレークダウン電圧ＶＥＢＯを越えるよう
なことはない。

このため、従来例のように、トランジスタＴｒｚの破損
を招くようなことはない。

九１１工 第３図は本発明の第２の実施例の回路図である。

本実施例にあっては、信号を送る側はカレントミラー回
路５による定電流回路としているが、信号を受ける側は
カレントミラー回路ではなく、単なるスイッチング回路
としている。本実施例における動巾波形は、第４図に示
すようになり、定電流ＩＢが流れている場６には、抵抗
Ｒ５の両端に生じる電圧ＶＲ５により、トランジスタＴ
ｒ＋は完全にオンし、抵抗Ｒｊ、Ｒ，に電流Ｉ、を流す
。

この実施例では、トランジスタＴｒ１が飽和領域まで完
全にスイッチングされるので、定電流ＩＢがなくなって
から、Ｔｉ流Ｉ、がゼロになるまでにΔしの遅延が生し
ろという特徴がある。しかし−この場合においても、定
電流ＩＢが無くなると、スイッチング素子Ｑ２がオンし
、電圧ｖＬがゼロとなるので、■・ランジスタＴｒ、の
ベース・エミッタ間には、トランジスタＴｒ、の浮遊容
量等によるキャパシタンスＣ３に充電された逆電圧が掛
かることになるので、ダイオードＤ、をトランジスタＴ
ｒ＋のベース・エミッタ間に逆並列に接続することによ
り、逆電圧によるトランジスタＴｒ、のベース・エミッ
タ間のブレークダウンを防止できるものである。

尺１匠ｌ 第５図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例は、発振回路３がドライブ回路１と同じ電位の
側に設けられている。この場きにち、カレントミラー回
ｉ？８４．５に流れる定電流ＩＢがゼロになって、スイ
ッチング素子Ｑ２がオンすると、負荷回路Ｚの電圧ｖＬ
はゼロとなり、キャパシタンスＣ１に蓄積された電荷は
、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｑ２、ダイオード
Ｄ１を介して放電することになる。

なお、第５図回路において、カレントミラー回路４を構
成するトランジスタＴ　ｒ　ｚを、第６図に示すように
抵抗Ｒ９で置き換えて、単なるスイッチング回路とした
渇きにおいても、実施例２の場合と同様に、トランジス
タＴｒ、のベース・エミッタ間に逆並列にダイオードを
接続することにより、キャパシタンスＣ１の電荷放出経
路を作ることができる。

Ｘλ鮭上 第７図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、２つに分割された直流電源Ｖ　ａ
　、　Ｖ　ｂの接続点と、スイッチング素子Ｑ　１．　
Ｑ　２の接続点との間に、負荷回路Ｚを接続したもので
あり、発振回路３とドライブ回路１との間に負荷回路Ｚ
が介在するために、発振回路３゛とドライブ回路１との
グランドレベルも異なっている。この場合には、下側の
ドライブ回路２には、カレントミラー回路４，５による
信号伝達を行い、上側のドライブ回路１にはカレントミ
ラー回路６．７による信号伝達を行うものである。カレ
ントミラー回路７においては、発振回路３の出力により
トランジスタＴｒｙに流れる電流と同じ電流がトランジ
スタＴｒｇにも流れる。カレントミラー回路７の出力電
流は、ダイオードＤ３を介して、カレントミラー回路６
に流れる。カレントミラー回路６においては、トランジ
スタＴｒｓに流れる電流と同じ電流がトランジスタＴｒ
５に流れる。トランジスタＴｒｓに流れる電流は、抵抗
Ｒ，，Ｒ，の直列回路に流れて、抵抗Ｒ６に生じる電圧
信号がドライブ回路１に入力される。ドライブ回路１の
動作電源は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４との直列回路に
より（共給されている。その他の構成及び動作について
は、前述の実施例と同様であるので、重複する説明は省
略する。

及１鮭ｉ 第８図は本発明の第５実施例の要部回路図である６本実
施例にあっては、発振回ｉ￥８３の出力によりトランジ
スタＴｒ、を飽和領域で動作させ、定電流回路の機能を
定電流素子Ｉｓによって得るようにしたものである０本
実施例にあっても、定電流が流れている間に、定電流素
子ＩｓとトランジスタＴｒ４との直列回路におけるキャ
パシタンスに蓄債された電荷が、定電流が遮断されたと
きには、トランジスタＴｒｌのベース・エミッタ間を逆
バイアスすることになるので、トランジスタＴｒ、のベ
ース・エミッタ間にダイオードＤ、を逆並列に接続して
、前記キャパシタンスの蓄績電荷の放電経路を形成して
いる。

及１蝕り 第９図は本発明の第６実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第３図回路において、負荷回路Ｚ
を上側のスイッチング素子Ｑ、に接続したものである。

負荷回路Ｚは、予熱用のコンデンサＣ６を非電源側に接
続された放電灯ＤＬを含み、放電灯ＤＬの電源側には共
振用のコンデンサＣ９が並列接続され、コンデンサＣｓ
はインダクタンスＬｌを介してスイッチング素子Ｑ１の
両端に接続されている。放電灯ＤＬにおけるスイッチン
グ素子Ｑ、、Ｑ２の接続点に近い側のフィラメントｆ１
には、整流用のダイオードＤ、と抵抗Ｒ１゜を介して、
トランジスタＴｒｇが接続されており、トランジスタＴ
ｒ、には、カレントミラー回路８を構成するように、ト
ランジスタＴｒ、、が接続されている。カレントミラー
回路８のトランジスタＴｒ、。から得られる電流■ｃは
、コンデンサＣ８と抵抗ｎ　Ｉ　２の並列回路に入力さ
れている。コンデンサＣ，の両端電圧は、トランジスタ
Ｔｒ、、のベース・エミッタ間に印加されている。トラ
ンジスタＴ　ｒ　、　）は、抵抗Ｒ１＋を介して、コン
デンサＣ２の両端に接続されている。トランジスタＴ　
ｒ　＋　＋のコレクタ電圧■ｃは、発振回路３に入力さ
れている。トランジスタＴｒｌｌのベース・エミッタ間
には、ダイオードＤ５が逆並列に接続されている。

以下、本実施例の動作について説明する。まず、放電灯
ＤＬのフィラメントｆ１が接続されている場合には、ダ
イオードＤ、のアノード電位は低いので、抵抗Ｒ１゜を
介してトランジスタＴｒ５に流れる電流は小さい。した
がって、トランジスタＴｒ、。

に流れる電流ＩＣも小さく、コンデンサＣ，に得られろ
電圧は低い。このため、トランジスタＴｒ１１はオフし
ており、そのコレクタ電圧ＶＣは高くなる。

一方、放電灯ＤＬのフィラメントｆ１が断線すると、ダ
イオードＤ４のアノード電位が高くなり、抵抗ＲＩＯを
介してトランジスタＴｒｑに流れる電流が大きくなるの
で、トランジスタＴｒ＋。に流れる’ＣｒＱ　Ｉ　ｃも
大きくなり、コンデンサＣ８に得られる電圧が大きくな
る。したがって、トランジスタＴ「、１がオンして、そ
のコレクタ電圧■ｃは低レベルとなる。

この電圧■ｃを入力として、発振回路３において、発振
周波数を変えて、出力を安定させる等の制御を行うよう
にすれば、放電灯ＤＬの片側のフィラメントｆ、の断線
時にも安定した出力を放電灯ＤＬに供給することができ
る。

このような場合においても、トランジスタＴｒ。

１のヘース・エミッタ間にダイオードＤ　、３逆並列に
接続することにより、電流ＩＣの通電中に、トランジス
タＴｒ、。のキャパシタンスＣ９に蓄積された電荷の放
出経路を形成することができる。すなわち、本発明の構
成は、ドライブ信号の伝達だけでなく、電位の異なる部
分からの検出信号を絶縁素子を介さずに、発振回路３に
伝達する場合にも有効である。

なお、特に図示しないが、フルブリッジ構成のインバー
タ回路、つまり、第３及び第４のスイッチング素子の直
列回路を電源と並列に接続し、負荷回路を第１及び第２
のスイッチング素子の接続点と第３及び第４のスイッチ
ング素子の接続点との間に接続し、互いに対角方向のス
イッチング素子を同時にオンオフし、負荷回路に交番す
る電流を供給するようにしたインバータ回路や、−石式
のインバータ回路においても、電位の異なる部分に信号
伝達を行う場合に本発明の構成は有効である。

（発明の効果） 本発明は上述のように、定電流を断続する第１の信号伝
達回路の出力電流に応じて動作する第２の信号伝達回路
における逆耐圧の小さい能動素子と逆並列にダイオード
を接続したから、定電流が流れている間に第１の信号伝
達回路の浮遊容量等に充電されていた電圧が、発振回路
と同電位側のスイッチング素子がオン状態に移行したと
きに、発振回路とは異電位側の動作電源を供給するコン
デンサを介して、第２の信号伝達回路の能動素子に逆方
向に印加されても、ダイオードによってこの逆電圧をバ
イパスできるので、第２の信号伝達回路の能動素子が破
損するような不都合な状官を回避することができ、安定
で信頼性の高い動作が可能になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作説明図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は同上の動作説明図、第５図は本発明の第３実施例
の回路図、第６図は同上のの変形例の要部回路図、第７
図は本発明の第４実施例の回路図、第８図は本発明の第
５実施例の要部回路図、第９図は本発明の第６実施例の
回路図、第１０図は従来例の回路図、第１１図は同上の
動作説明図である。 １．２はドライブ回路、３は発振回路、４．５はカレン
トミラー回路、Ｄｌはダイオード、Ｑ、、Ｑ２はスイッ
チング素子、■は直流電源である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、直流電源に並列的に接続される第１
   及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第１及び第
   ２のスイッチング素子にてスイッチングされた出力によ
   り交流駆動される負荷回路と、高レベルと低レベルとに
   交番する２つのドライブ信号を出力する発振回路と、発
   振回路と同電位側にあるスイッチング素子を一方のドラ
   イブ信号にてオンオフ駆動する第１のドライブ回路と、
   発振回路と同電位側に設けられて、他方のドライブ信号
   に応じて定電流を断続する第１の信号伝達回路と、発振
   回路と異電位側に設けられて、第１の信号伝達回路に流
   れる電流に応じて動作する逆耐圧の小さい能動素子を含
   む第２の信号伝達回路と、第２の信号伝達回路の出力に
   て発振回路と異電位側にあるスイッチング素子を他方の
   スイッチング素子とは同時にオンしないようにオンオフ
   駆動する第２のドライブ回路と、前記直流電源からイン
   ピーダンス要素を介して充電され、発振回路とは異電位
   側の回路に動作電源を供給するコンデンサとを備え、第
   ２の信号伝達回路における前記能動素子と逆並列にダイ
   オードを接続して成ることを特徴とするインバータ装置
   。