JP2774112B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、一対のスイッチング素子を有し、一方のス
イッチング素子と同電位の発振回路から電位の異なる他
方のスイッチング素子へトランス等の絶縁素子を介さず
に信号伝達を行うようにしたインバータ装置に関するも
のである。

［従来の技術］ 第７図は従来のインバータ装置の回路図であり、第８
図はその動作波形図である。以下、従来例の回路構成に
ついて説明する。直流電源Ｖの両端には、スイッチング
素子SW₁,SW₂の直列回路が接続されている。スイッチン
グ素子SW₁,SW₂は例えば電力用のMOSトランジスタやダイ
オードを逆並列接続された電力用のバイポーラトランジ
スタにて構成される。各スイッチング素子SW₁,SW₂は、
ドライブ回路1,2の出力信号V₁,V₂によりそれぞれオン・
オフ駆動される。一方のスイッチング素子SW₂の両端に
は、インダクタL₀を介して、負荷ＺとコンデンサC₀との
並列回路が接続されている。負荷Ｚとしては、例えば放
電灯が用いられる。負荷Ｚが放電灯であるときに、イン
ダクタL₀、コンデンサC₀の共振回路を用いるのは、放射
ノイズ等の関係から負荷電流の波形を正弦波状にするた
めである。各スイッチング素子SW₁,SW₂の電流I₁,I₂は、
第８図（ｍ），（ｌ）に示すように、負方向から始ま
り、正方向で遮断している。これは、インダクタL₀、コ
ンデンサC₀による共振回路の共振周波数よりも、スイッ
チング素子SW₁,SW₂のドライブ周波数を高く設定してい
るためである。このように設定すると、例えばスイッチ
ング素子SW₁がオフしたときに、負荷回路による共振電
流は、スイッチング素子SW₂をまず負方向に流れること
になり、続いてスイッチング素子SW₂の正方向に流れ
る。スイッチング素子SW₂がオフする時にも同様に、負
荷回路による共振電流はスイッチング素子SW₁をまず負
方向に流れ、続いてスイッチング素子SW₁の正方向に流
れる、このとき、各スイッチング素子SW₁,SW₂の素子電
圧V₅,V₃は、夫々がオフする時に高電圧へ移行する。

直流電源Ｖの両端に接続された抵抗R₁,コンデンサC₁
の直列回路は発振回路５及びドライブ回路２を含む下側
回路の電源回路であり、スイッチング素子SW₁の両端に
接続された抵抗R₂,コンデンサC₂の直列回路はドライブ
回路１を含む上側回路の電源回路である。コンデンサ
C₃,C₄はスイッチング素子SW₁,SW₂の容量成分である。

コンデンサC₁にて給電される発振回路５は、２つのド
ライブ信号V_A,V_Bを出力している。ドライブ信号V_Aはド
ライブ回路２に入力され、ドライブ信号V_Bは信号伝達回
路を介して、ドライブ回路１に入力される。信号伝達回
路は、トランジスタTr₁,Tr₂,Tr₃,Tr₄、ダイオードD₁抵
抗R₃よりなり、トランス等の絶縁素子を用いないで信号
伝達を行っている。トランジスタTr₁,Tr₂はカレントミ
ラー回路３を構成し、トランジスタTr₃,Tr₄はカレント
ミラー回路４を構成している。発振回路５から出力され
るドライブ信号V_Bは、カレントミラー回路３の一方のト
ランジスタTr₁に入力され、カレントミラー回路３の他
方のトランジスタTr₂の出力は、カレントミラー回路４
の一方のトランジスタTr₃に入力されている。カレント
ミラー回路４の他方のトランジスタTr₄は抵抗R₃を直列
に接続されて、コンデンサC₂の両端に接続されている。
各トランジスタTr₁〜Tr₄の電流増幅率hfeが十分に大き
いものとすると、ドライブ信号V_Bによってトランジスタ
Tr₁に流れる入力電流I_B′とほぼ同じ電流が信号伝達電
流I_BとしてトランジスタTr₂,Tr₃に流れ、また、トラン
ジスタTr₃に流れる信号伝達電流I_Bとほぼ同じ電流がト
ランジスタTr₄に出力電流I₄となって流れる。ドライブ
信号V_Bが高レベルのときには、トランジスタTr₁,Tr₂が
導通して、信号伝達電流I_Bが流れ、トランジスタTr₃,Tr
₄も導通する。トランジスタTr₄が導通すると、抵抗R₃に
出力電流I₄が流れ、抵抗R₃の両端に電圧降下が生じて、
ドライブ回路１の入力信号V₄が高レベルとなる。ドライ
ブ信号V_Bが低レベルのときには、ドライブ回路１の入力
信号V₄は低レベルとなる。なお、各カレントミラー回路
3,4のトランジスタTr₁〜Tr₄は高速動作を行うために、
不飽和領域で動作している。

ダイオードD₁はトランジスタTr₂がオフしたときに、
トランジスタTr₂のコレクタ・エミッタ間の浮遊容量成
分Csに充電された蓄積電荷を放出するバイパス経路を形
成して、トランジスタTr₃のベース・エミッタ間逆電圧
を低減するために設けられている。

この従来例では、トランスや、フォトカプラ等の絶縁
素子を用いないで、発振回路５とは異電位側のドライブ
回路１に、ドライブ信号V_Bに同期した入力信号V₄を伝達
することができ、制御回路のIC化に適した構成となって
いる。しかしながら、この従来例にあっては、ドライブ
信号V_Bが低レベルであるときに、素子電圧V₃が上昇する
と、コンデンサC₂及びカレントミラー回路４における一
方のトランジスタTr₃を介して、トランジスタTr₂の容量
成分Csへの充電電流が流れて、これが信号伝達電流I_Bの
ような作用をなし、誤動作を生じることがあった。

以下、第８図を参照しながら、この動作について説明
する。まず、時刻t₀でドライブ信号V_B（第８図（ｂ））
が低レベルになると、カレントミラー回路3,4の電流
I_B′,I_B,I₄（同図（ｃ），（ｄ），（ｅ））が流れなく
なり、ドライブ回路１の入力信号V₄（同図（ｆ））が低
レベル、ドライブ回路１の出力信号V₁（同図（ｈ））が
低レベルとなり、スイッチング素子SW₁はオフする。こ
のとき、素子電圧V₃,V₅（同図（ｉ），（ｊ））はスイ
ッチング素子SW₁,SW₂の容量成分C₃,C₄によって傾斜的に
変化し、その電流は時刻t₁以降は負荷回路の共振作用に
よって負方向の電流I₂（同図（ｌ））となって流れ、時
刻t₂以降は、ドライブ信号V_A（同図（ａ））が高レベル
となることによりスイッチング素子SW₂がオンして、正
方向に流れる。素子電圧V₃の低下に伴い、カレントミラ
ー回路３のトランジスタTr₃の浮遊容量Csの充電電圧V₆
（同図（ｋ））も同期して低下し、この容量成分Csから
の電荷の放電は、ダイオードD₁及びコンデンサC₂を介し
て行われる。時刻t₃において、ドライブ信号V_Aが低レベ
ルとなると、ドライブ回路２の出力信号V₂（同図
（ｇ））が低レベルとなり、スイッチング素子SW₂がオ
フし、負荷回路の共振作用によって素子電圧V₃は上昇し
て行く。このとき、容量成分Csがカレントミラー回路４
を通じて充電され、その充電電圧V₆も上昇していく。こ
こで、カレントミラー回路４から容量成分Csへの充電電
流は、ドライブ信号V_Bによる信号伝達電流I_Bと同じ経路
に流れることになるので、出力電流I₄が流れて、ドライ
ブ回路１への入力信号V₄のレベルが上昇し、時刻t₄でド
ライブ回路１の出力信号V₁が高レベルとなる。故にスイ
ッチング素子SW₁はオンとなるが、この時点では素子電
圧V₃,V₅は変化している途中であるため、容量成分C₃,C₄
の急速な充放電が行われる。この電流は波高値の高いも
ので、スイッチング損失となり、時にはスイッチング素
子SW₁,SW₂の破壊や雑音の発生原因となったりする。時
刻t₅以降はドライブ信号V_Bが高レベルとなるので、スイ
ッチング素子SW₁はオンし続け、電流I₁（第８図
（ｍ））が正方向に流れる。時刻t₆でドライブ信号V_Bが
低レベルとなり、再びスイッチング素子SW₁がオフし
て、以下、この繰り返しで負荷回路に高周波電力を供給
するものである。

［発明が解決しようとする課題］ 以上の説明から分かるように、従来例であっては、ド
ライブ信号V_Bが低レベルであっても、素子電圧V₃の上昇
によって容量成分Csへの充電電流が流れて、これが恰も
信号伝達電流I_Bのように作用するために、スイッチング
素子SW₁がオンしてしまうという問題があった。

そこで、第９図に示すように、信号伝達回路の容量成
分Csへ充電電流が流れようとするときに、ダイオードD₂
とコンデンサC₅及び抵抗R₇よりなる電圧低下回路によっ
てカレントミラー回路４のエミッタ電位を低下させ、ド
ライブ回路１の入力信号V₄を高レベルとせず、ドライブ
回路１の出力信号V₁が高レベルとならないようにするこ
とが考えられる。

以下、その動作について第10図を参照しながら説明す
る。時刻t₀において、ドライブ信号V_B（第10図（ｂ））
が低レベルになると、電流I_B′,I_B,I₄（同図（ｃ），
（ｄ），（ｅ））が流れなくなり、ドライブ回路１への
入力信号V₄（同図（ｌ）が低レベルとなり、ドライブ回
路１の出力信号V₁（同図（ｆ））が低レベルとなって、
スイッチング素子SW₁がオフする。スイッチング素子S
W₁,SW₂の容量成分C₃,C₄によって素子電圧V₃（同図
（ｈ））は傾斜的に減少する。また、容量成分Csの蓄積
電荷は、ダイオードD₁,D₂とコンデンサC₂を通る経路で
放電する。これにより容量成分Csの充電電圧が低下して
いく。さらに、電位V₈はダイオードD₂の順方向電圧下降
分だけ電位V₇よりも高くなる。負荷回路に流れていた電
流はLC成分の共振作用によって流れ続けようとし、スイ
ッチング素子SW₂を負方向に流れる。時刻t₁以降はドラ
イブ信号V_A（同図（ａ））が高レベルとなり、ドライブ
回路２の出力信号V₂（同図（ｇ））が高レベルとなっ
て、スイッチング素子SW₂がオンされて、電流が正方向
に流れる。このとき、コンデンサC₅が充電されるため、
電位V₁₀は少し正の値になっている。時刻t₂でドライブ
信号V_Aが低レベルになると、素子電圧V₃は傾斜的に増加
して行き、容量成分Csも同時に充電されて行く。負荷回
路に流れていた電流は共振作用により流れ続けようと
し、時刻t₂以降はスイッチング素子SW₁を負方向に流
れ、このとき、素子電圧V₃は増加中である。この充電に
より、コンデンサC₅の電圧V₉はほぼ一定値で、電位V₈及
びV₁₀が急激に低下する。このため、電流I₄は流れなく
なり、ドライブ回路１の入力信号V₄も低レベルとなり、
出力信号V₁は低レベルとなる。素子電圧V₃が上昇し、容
量成分Csが充電されながら、充電電流が減ってくると、
電位V₈及びV₁₀は上昇して行く。

このように、容量成分Csの充電電流が流れる間は、カ
レントミラー回路４が動作を停止して、ドライブ回路１
の入力信号V₄が低レベルとなるため、出力信号V₁が高レ
ベルとなるような誤動作はなくなるものである。

時刻t₃以降はドライブ信号V_Bが高レベルとなり、電流
I_B′,I_B,I₄が流れて、ドライブ回路１の入力信号V₄が高
レベルとなり、その出力信号V₁も高レベルとなって、ス
イッチング素子SW₁がオンされて、電流が正方向に流れ
る。時刻t₄で再びドライブ信号V_Bが低レベルとなり、以
下、この繰り返しで負荷Ｚに電力を供給するものであ
る。

しかしながら、容量成分Csの値が比較的大きく、容量
成分Csの充電に伴って電位V₈が大きくマイナス側へ引き
下げられるような場合には、第10図のＸに示すような動
作波形となる。これは、容量成分Csの充電電流が、抵抗
R₇、コンデンサC₅、トランジスタTr₃と流れるため、こ
の電流値が大きいと、コンデンサC₅の電荷が多量に放出
され、時刻t₂以降のコンデンサC₅の電圧V₉が低下するこ
とになるものである。このとき、電位V₁₀も同時に低下
し、ドライブ回路１の入力信号V₄も低下するから、出力
信号V₁が高レベルとなってしまうような誤動作は生じな
いが、コンデンサC₅の電圧V₉の低下によりカレントミラ
ー回路４が完全に動作せず、規定の量の電流I₄が流れる
ことがきず、時刻t₃においても入力信号V₄が低下して、
スイッチング素子SW₁がオンすべきときに、オンしにく
くなるという問題がある。このため、コンデンサC₅の充
電量を増加させるべく抵抗R₂の値を低下させる等の対策
が必要となり、これによって消費電流が増大したり、容
量成分Csの大きさによっては動作が不安定になるという
問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、信号伝達回路の容量成分への
充電電流が恰も信号伝達電流のように作用することを防
止して、信頼性を向上せしめたインバータ装置を提供す
ることにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、直流電源Ｖに第１及び第２のスイッ
チング素子SW₁,SW₂の直列回路を接続し、第１及び第２
のスイッチング素子SW₁,SW₂にてスイッチングされた出
力により交流駆動される負荷回路を備え、第１のスイッ
チング素子SW₁をオン・オフさせる第１のドライブ信号V
_Bと、第２のスイッチング素子SW₂を第１のスイッチング
素子SW₁と同時にはオンしないようにオン・オフさせる
第２のドライブ信号V_Aとを発生する発振回路５を、第２
のスイッチング素子SW₂と同電位側に備え、発振回路５
から第１のスイッチング素子SW₁に第１のドライブ信号V
_Bを絶縁素子を介さずに電流信号I_Bとして伝達する信号
伝達回路を備え、前記信号伝達回路は、発振回路５から
出力される前記第１のドライブ信号V_Bにより導通制御さ
れる第３のスイッチング素子（トランジスタTr₂）を含
む低電位側回路（カレントミラー回路３）と、第１のス
イッチング素子SW₁の両端に少なくとも第１の抵抗R₂を
介して接続された第１のコンデンサC₅を電源とし、第３
のスイッチング素子（トランジスタTr₃）に流れる電流
を受けて導通制御される第４のスイッチング素子（トラ
ンジスタTr₄）を含む高電位側回路（カレントミラー回
路４）とから構成され、前記信号伝達回路における高電
位側回路（カレントミラー回路４）の出力と第１のスイ
ッチング素子SW₁の制御電極との間にドライブ回路１を
備え、第１及び第２のスイッチング素子SW₁,SW₂の接続
点に負極側を接続されて前記ドライブ回路１の電源とな
る第２のコンデンサC₂を第１のスイッチング素子SW₁の
両端に少なくともダイオードD₂と限流要素（抵抗R₂）を
介して接続し、信号伝達回路における低電位側回路（カ
レントミラー回路３）の容量成分Csへの充電電流が流れ
ている間は信号伝達回路における高電位側回路（カレン
トミラー回路４）の電位を低下させて、信号伝達動作を
停止させるように第１及び第２のスイッチング素子SW₁,
SW₂の接続点と前記高電位側回路（カレントミラー回路
４）の電位V₁₀の基準となる第１のコンデンサC₅の負極
との間に第２の抵抗R₇を挿入して成るインバータ装置に
おいて、信号伝達回路における高電位側回路（カレント
ミラー回路４）の電位低下時に導通して、第１及び第２
のスイッチング素子SW₁,SW₂の接続点から前記容量成分C
sの方向に前記充電電流が第２の抵抗R₇と第１のコンデ
ンサC₅を迂回して流れるように単一方向性素子（ダイオ
ードD₃）を接続したものである。

［作 用］ 本発明にあっては、このように、信号伝達回路におけ
る高電位側回路（カレントミラー回路４）の電位低下時
に、容量成分Csへの充電電流をバイパスする、つまり、
迂回させるための単一方向性素子（ダイオードD₃）を設
けたので、容量成分Csの充電電流がカレントミラー回路
４の電源用コンデンサC₅を通らない。したがって、コン
デンサC₅の電荷は大きく減少せず、その電圧V₉が低下し
にくくなり、消費電流が増大することはなくなるもので
ある。

［実施例］ 以下、本発明の実施例について説明する。なお、実施
例回路において、従来回路と同一の機能を有する部分に
は同一の符号を付して重複する説明は省略する。

実施例１ 第１図は本発明の第１実施例の回路図であり、第２図
はその動作波形図である。本実施例にあっては、第９図
の従来例においてダイオードD₃を図示のように追加した
ものであり、電位V₈がマイナス電圧になるときには、ダ
イオードD₃が導通して、抵抗R₇、コンデンサC₅の経路を
通さずに、ダイオードD₃を通して容量成分Csに充電電流
を流すことにより、コンデンサC₅の電荷放出を防止する
ものである。

以下、本実施例の動作について詳述する。時刻t₀にお
いて、ドライブ信号V_Bが低レベルになると、電流I_B′,I
_B,I₄が流れなくなり、ドライブ回路１への入力信号V₄が
低レベルとなり、ドライブ回路１の出力信号V₁が低レベ
ルとなってスイッチング素子SW₁がオフする。スイッチ
ング素子SW₁,SW₂の容量成分C₃,C₄によって素子電圧V₃は
傾斜的に減少する。容量成分Csの電荷は、ダイオード
D₁,D₂、コンデンサC₂を通り放電する。これにより、電
位V₈は電位V₇よりもダイオードD₂の順方向電圧降下分だ
け高くなる。負荷回路に流れていた電流は流れ続けよう
とし、スイッチング素子SW₂を負方向に流れる。スイッ
チング素子SW₁がオフの間は、コンデンサC₂に充電が行
われるため、電位V₈は電位V₇よりも高くなる。時刻t₁で
ドライブ信号V_Aが高レベルとなり、スイッチング素子SW
₂が正方向にオンする。電位V₁₀もコンデンサC₅の充電の
ため、正の値となり、ドライブ回路１の入力信号V₄は同
様に少し正の値となっている。また、コンデンサC₅の電
圧V₉も上昇して行く。

時刻t₂でドライブ信号V_Aが低レベルとなり、スイッチ
ング素子SW₂がオフする。スイッチング素子SW₂に流れて
いた電流は流れ続けようとし、素子電圧V₃が傾斜的に上
昇して行く。同時に、容量成分Csへの充電が始まり、こ
のため、電位V₈,V₁₀は急激に低下していく。ドライブ回
路１の入力信号V₄もこれにより引き下げられ、出力信号
V₁がこのとき高レベルになることはない。電圧V₈が負電
圧になろうとするときに、ダイオードD₃がオンする。こ
れにより、容量成分Csの充電電流は、ほとんどダイオー
ドD₃を介して流れる。故に、コンデンサC₅の放電は減少
し、コンデンサC₅の電圧V₉が大きく低下することはな
い。軸国t₂₃以降において、容量成分Csの充電電流は減
少し、電位V₈は上昇し始め、コンデンサC₅の放電は更に
減少し、時刻t₃に達する。ここで、コンデンサC₅の抵抗
R₂からの充電は、時刻t₀から時刻t₃の間に行われるた
め、この間では、コンデンサC₅は放電しにくい傾向には
ある。時刻t₃で再びドライブ信号V_Bが高レベルとなり、
以下、この繰り返しによって動作する。

このように、本実施例では、ダイオードD₃を付加する
ことによって、コンデンサC₅の電荷が放電しにくくな
り、消費電流の少ない安定した回路となるものである。

実施例２ 第３図は本発明の第２実施例の要部回路図である。本
実施例にあっては、ドライブ回路１について、スイッチ
ング素子SW₁へ駆動電流を直接供給するトランジスタT
r₇,Tr₈よりなる駆動部と、トランジスタTr₅,Tr₆と抵抗R
₅,R₆よりなる前段部に分けて、前段部と駆動部の間に、
ダイオードD₂を挿入したものである。この場合にも、容
量成分Csの充電電流が流れている間は、ドライブ回路１
の入力信号V₄が低レベルとなり、さらに前段部のトラン
ジスタTr₅,Tr₆も不動作となるために、実施例１と同様
の効果が得られるものである。そして、その上に、ダイ
オードD₃が付加されたことにより、実施例１と同様に、
コンデンサC₅の放電が少なくなるという効果が得られる
ものである。

なお、抵抗R₇はダイオードD₂と共にコンデンサC₅の電
圧をほぼそのままにして、容量成分Csの充電電流が流れ
ている間、カレントミラー回路４とコンデンサC₅の全体
の電位を低下させ得る箇所に挿入すれば、何処に挿入し
ても良い。

実施例３ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例では、実施例２におけるダイオードD₃の代わりに、ツ
ェナダイオードZD₁を設けたものである。ツェナダイオ
ードZD₁は逆方向電圧の安定化効果があるので、スイッ
チング素子SW₁がオンした時に電圧V₇,V₈が上昇し過ぎる
ことを防止でき、ドライブ回路１の破壊を防止できる。
また、ツェナダイオードZD₁が順方向にオンすることを
利用して、実施例1,2におけるダイオードD₃と同様に、
容量成分Csの充電電流をバイパスし、コンデンサC₅の放
電を抑制しているものである。

実施例４ 第５図は本発明の第４実施例の要部回路図である。本
実施例では、実施例１におけるダイオードD₃のカソード
を、トランジスタTr₃,Tr₄のエミッタに代えて、トラン
ジスタTr₂のコレクタに直接接続したものであり、この
場合にも実施例１と同様の効果が得られるものである。

上記各実施例においては、信号伝達回路として不飽和
領域で動作するカレントミラー回路3,4を用いた構成と
なっているが、第６図に示すようなトランジスタTr₂,Tr
₄による飽和型のスイッチング回路を用いる場合にも、
本発明を適用することができる。第６図に示す信号伝達
回路にあっては、トランジスタTr₄は抵抗R₈,R₃に直列に
接続されて、コンデンサC₂（図示せず）の両端に接続さ
れている。トランジスタTr₄のベース・エミッタ間に
は、抵抗R₉が接続されている。トランジスタTr₄のベー
スは抵抗R₁₀を介して、トランジスタTr₂のコレクタに接
続されている。ドライブ信号V_Bが高レベルのときには、
抵抗R₁₁を介してトランジスタTr₂にベース電流が流れ
て、トランジスタTr₂がオンする。このとき、抵抗R₉,R
₁₀を介して電流が流れ、抵抗R₉に生じる電圧により、ト
ランジスタTr₄がオンし、抵抗R₈,R₃に電流が流れ、抵抗
R₈,R₃の接続点に信号V₄が生じて、ドライブ回路１（図
示せず）に高レベルの信号が入力される。ドライブ信号
V_Bが低レベルのときには、ドライブ回路１に低レベルの
信号が入力される。このような信号伝達回路において
も、トランジスタTr₂がオフしたときに、そのコレクタ
・エミッタ間の容量成分Csへの充電電流による誤動作が
生じるので、本発明を適用する意義がある。

なお、フルブリッジ構成のインバータ装置、つまり、
第３及び第４のスイッチング素子の直列回路を直流電源
Ｖと並列に接続し、負荷回路を第１及び第２のスイッチ
ング素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子の
接続点との間に接続し、互いに対角方向のスイッチング
素子を同時にオン・オフし、負荷回路に交番する電流を
供給するようにしたインバータ装置においても、本発明
を適用することができる。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、直列接続された第１及び第２
のスイッチング素子を有し、第２のスイッチング素子と
同電位の発振回路から電位の異なる第１のスイッチング
素子へ絶縁素子を介さずに信号伝達を行うようにしたイ
ンバータ装置において、信号伝達回路の容量成分への充
電電流が流れている間は信号伝達回路の動作を停止させ
るべく、信号伝達回路における高電位側回路の電位を低
下させ、このときに容量成分への充電電流をバイパスす
る単一方向性素子を設けたので、信号伝達回路における
高電位側回路の電源電圧が前記容量成分への充電電流に
より変動することがなく、消費電力の低減と信頼性の向
上を図れるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の要部回路
図、第４図は本発明の第３実施例の要部回路図、第５図
は本発明の第４実施例の要部回路図、第６図は本発明に
用いる他の信号伝達回路の回路図、第７図は従来例の回
路図、第８図は同上の動作波形図、第９図は他の従来例
の回路図、第10図は同上の動作波形図である。 Ｖは直流電源、SW₁,SW₂はスイッチング素子、3,4はカレ
ントミラー回路、５は発振回路、V_A,V_Bはドライブ信
号、Csは容量成分、D₂,D₃はダイオード、R₄,R₇は抵抗、
C₅はコンデンサである。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源に第１及び第２のスイッチング素
   子の直列回路を接続し、第１及び第２のスイッチング素
   子にてスイッチングされた出力により交流駆動される負
   荷回路を備え、第１のスイッチング素子をオン・オフさ
   せる第１の信号と、第２のスイッチング素子を第１のス
   イッチング素子と同時にはオンしないようにオン・オフ
   させる第２の信号とを発生する発振回路を、第２のスイ
   ッチング素子と同電位側に備え、発振回路から第１のス
   イッチング素子第１の信号を絶縁素子を介さずに電流信
   号として伝達する信号伝達回路を備え、前記信号伝達回
   路は、発振回路から出力される前記第１の信号により導
   通制御される第３のスイッチング素子を含む低電位側回
   路と、第１のスイッチング素子の両端に少なくとも第１
   の抵抗を介して接続された第１のコンデンサを電源と
   し、第３のスイッチング素子に流れる電流を受けて導通
   制御される第４のスイッチング素子を含む高電位側回路
   とから構成され、前記信号伝達回路における高電位側回
   路の出力と第１のスイッチング素子の制御電極との間に
   ドライブ回路を備え、第１及び第２のスイッチング素子
   の接続点に負極側を接続されて前記ドライブ回路の電源
   となる第２のコンデンサを第１のスイッチング素子の両
   端に少なくともダイオードと限流要素を介して接続し、
   信号伝達回路における低電位側回路の容量成分への充電
   電流が流れている間は信号伝達回路における高電位側回
   路の電位を低下させて、信号伝達動作を停止させるよう
   に第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前記高電
   位側回路の電位の基準となる第１のコンデンサの負極と
   の間に第２の抵抗を挿入して成るインバータ装置におい
   て、信号伝達回路における高電位側回路の電位低下時に
   導通して、第１及び第２のスイッチング素子の接続点か
   ら前記容量成分の方向に前記充電電流が第２の抵抗と第
   １のコンデンサを迂回して流れるように単一方向性素子
   を接続したことを特徴とするインバータ装置。