JPS5911420A - 電圧調整器 - Google Patents
電圧調整器Info
- Publication number
- JPS5911420A JPS5911420A JP58108506A JP10850683A JPS5911420A JP S5911420 A JPS5911420 A JP S5911420A JP 58108506 A JP58108506 A JP 58108506A JP 10850683 A JP10850683 A JP 10850683A JP S5911420 A JPS5911420 A JP S5911420A
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- capacitor
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- turned
- switch
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電圧調整器に関する。
電圧調整器の目的は入力電圧に関係なく一定直流出力Ｅ
区圧を供給することである。その目的への１つのアプロ
ーチは入力端子が上がるとグーヨツパのデユーティ−テ
ィクルを減少させ、入力電圧とデユーティ−サイクルの
積を一定に保つように入力電圧をチョップすることであ
る。チョップされた電圧はフィルタされ、直流出力電圧
を生ずる。
区圧を供給することである。その目的への１つのアプロ
ーチは入力端子が上がるとグーヨツパのデユーティ−テ
ィクルを減少させ、入力電圧とデユーティ−サイクルの
積を一定に保つように入力電圧をチョップすることであ
る。チョップされた電圧はフィルタされ、直流出力電圧
を生ずる。
そのどき出力電圧は入力電圧とデユーティ−サイクルの
積に等しくなる。これは一定電圧・時間積調整器、ある
いはＥΔを調整器と呼ばれる。
積に等しくなる。これは一定電圧・時間積調整器、ある
いはＥΔを調整器と呼ばれる。
従来の電圧調整器の簡単なブロック図を第１図に示す。
第１図において、１０１は一定電圧・時間積調整器、４
は電力スイッチ、２ｏは出力フィルタ、２１は負荷であ
る。
は電力スイッチ、２ｏは出力フィルタ、２１は負荷であ
る。
第２図は第１図の一定電圧・時間積調整器１０１の詳細
回路図で、第３図はその説明図である。
回路図で、第３図はその説明図である。
第２図において、電流源２０１から一定電流■（＝Ｖｓ
／ＲＴ）がコンデンサｃＴに流れる。一方、抵抗２０８
、２０９およびダイオード２０６によって、各比較器
２０２．２０３ の一方の入力端子には電圧２０５０
セット端子Ｓ、リセット端子Ｈに接続されている。）ｔ
−Ｓフリラグ拳フロップ２０５の出力端子はトランジス
タ２０７０ベース端子に接続されている。トランジスタ
２０７のコレクタ端子はコンデンサＣ！、比較器２０２
，２０３の他方の入力端子および比較器２０４の一方の
入力端子に接続されている。
／ＲＴ）がコンデンサｃＴに流れる。一方、抵抗２０８
、２０９およびダイオード２０６によって、各比較器
２０２．２０３ の一方の入力端子には電圧２０５０
セット端子Ｓ、リセット端子Ｈに接続されている。）ｔ
−Ｓフリラグ拳フロップ２０５の出力端子はトランジス
タ２０７０ベース端子に接続されている。トランジスタ
２０７のコレクタ端子はコンデンサＣ！、比較器２０２
，２０３の他方の入力端子および比較器２０４の一方の
入力端子に接続されている。
比較器２０４の他方の端子には基準電、圧ＶＣが入力さ
れている。比較器２０４の出力は第１図の′電力スイッ
チ４に供給される。
れている。比較器２０４の出力は第１図の′電力スイッ
チ４に供給される。
第２図、第３図において、コンデンサ缶の端子′電圧Ｖ
Ｃ丁が上昇し、比較ｄｅ２０２の一方の入力端子電圧０
．８Ｖｓに達すると、比較器２０２ は信号を出力す
る。これによってＲ−Ｓフリップ・フロップ２０５はセ
ットされる。）Ｌ−Ｓフリップ−フロップ２０５の出力
信号によって、トランジスタ２０７はオンとなり、コン
デンサＣ↑の充電電荷は急速に放電し、その端子電圧Ｖ
ＣＴは低下する。端子電圧ｖｃＴが比較器２０３の一方
の入力端子電圧ｖＬ と等しくなると、比較器２０３は
信号を出力する。この信号によってｓ＋ −Ｓフリップ
・フロップ２０５はリセットされるのでトランジスタ２
０７はオフとなり、再びコンデンサＣＴは充軽開始する
。
Ｃ丁が上昇し、比較ｄｅ２０２の一方の入力端子電圧０
．８Ｖｓに達すると、比較器２０２ は信号を出力す
る。これによってＲ−Ｓフリップ・フロップ２０５はセ
ットされる。）Ｌ−Ｓフリップ−フロップ２０５の出力
信号によって、トランジスタ２０７はオンとなり、コン
デンサＣ↑の充電電荷は急速に放電し、その端子電圧Ｖ
ＣＴは低下する。端子電圧ｖｃＴが比較器２０３の一方
の入力端子電圧ｖＬ と等しくなると、比較器２０３は
信号を出力する。この信号によってｓ＋ −Ｓフリップ
・フロップ２０５はリセットされるのでトランジスタ２
０７はオフとなり、再びコンデンサＣＴは充軽開始する
。
前記動作をくり返し、コンデンサ０丁の端子電圧Ｖｃｔ
ｌ’！、連続した三角波電圧となる。前記三角波電圧は
比較器２０４によって基準電圧ＶＣと比較される。その
結果比較器２０４の出力には連続的な矩形波電圧が得ら
れる。コンデンサ０丁を電圧Ｖｃまで充電するのに必要
な時間は 、。Ｎ＝ ｃｖｃＲＴ ＝ Ｋ Ｉ ｓＶｓ テアル。ここでＶｓは非安定化供給電圧である。
ｌ’！、連続した三角波電圧となる。前記三角波電圧は
比較器２０４によって基準電圧ＶＣと比較される。その
結果比較器２０４の出力には連続的な矩形波電圧が得ら
れる。コンデンサ０丁を電圧Ｖｃまで充電するのに必要
な時間は 、。Ｎ＝ ｃｖｃＲＴ ＝ Ｋ Ｉ ｓＶｓ テアル。ここでＶｓは非安定化供給電圧である。
サイクル時間＆’１Ｔ＝Ｉ）、８ＣＶｓＬ／Ｖ８＝に２
”’Ｑある。
”’Ｑある。
ゆえに、デューティーサイクル二に３／Ｖ３（ただし、
Ｋ３二Ｋｌ／に２） である。したがって、デユーテ
ィサイクルと入力電圧の積はに３である。
Ｋ３二Ｋｌ／に２） である。したがって、デユーテ
ィサイクルと入力電圧の積はに３である。
図示した回路はダイオードの電圧オフセットのためこの
関係式には必ずしも従わない。これはコンパレータがゼ
ロ入力で動作しなくてもよいようにする簡単な手段とし
て行われる。
関係式には必ずしも従わない。これはコンパレータがゼ
ロ入力で動作しなくてもよいようにする簡単な手段とし
て行われる。
次のことに注目すべきである。
（１） デユーティ−サイクルタイミングおよび全周
期タイミングはどちらも同じコンデンサｃＴによって実
現される。
期タイミングはどちらも同じコンデンサｃＴによって実
現される。
（２） センスレベルｖｃは一定テある。
（３） コンデンサ電圧はＶｓに比例する。
この従来回路の長所は高利得のフィードバックルーズと
それに伴った複雑さなしに入力電圧の広いレンジにわた
って半調整の出力（士数パーセント）を供給することで
ある。
それに伴った複雑さなしに入力電圧の広いレンジにわた
って半調整の出力（士数パーセント）を供給することで
ある。
あいにくこの回路およびフィードバックを用いるものに
は調整器回路および電力スイッチを連続的に駆動するた
めの低圧電源を必要とする欠点もある。これらの電源は
主要調整器が機能する前に動作していなければならず、
しかも調整器全体が高価かつ複雑となる欠点がある。
は調整器回路および電力スイッチを連続的に駆動するた
めの低圧電源を必要とする欠点もある。これらの電源は
主要調整器が機能する前に動作していなければならず、
しかも調整器全体が高価かつ複雑となる欠点がある。
図示した実施例に従えば、本発明はスイッチモード電源
内の駆動スイッチとして′電力ＭＯ８ＦＥＴを用い、そ
の結果電力スイッチを連続して駆動する必要がないとい
う手段な供給する。Ｆ Ｂ Ｔの入力キャパシタンスを
充眠し、それをターンオンさせるだけのエネルギーパル
スを４えれば十分である。調整器は次にト’ Ｅ ’ｒ
の状態が変化するまでＦＥ′ｒを無視することができる
。仄にＦ’ ｇ ’ｒのゲートキャパシタンス内の′電
荷をとり去ればｌ’ＢＴはオフ状態に停まる。Ｆ’ Ｅ
’ｒスイッチを動かすこのの方法は一定電圧・時間積調
整器内の電荷転送駆動器と組合わされ低電力消費で高効
率な電源となり、しかもそれは電力スイッチを駆動する
ための低圧電源なしで実現できる。
内の駆動スイッチとして′電力ＭＯ８ＦＥＴを用い、そ
の結果電力スイッチを連続して駆動する必要がないとい
う手段な供給する。Ｆ Ｂ Ｔの入力キャパシタンスを
充眠し、それをターンオンさせるだけのエネルギーパル
スを４えれば十分である。調整器は次にト’ Ｅ ’ｒ
の状態が変化するまでＦＥ′ｒを無視することができる
。仄にＦ’ ｇ ’ｒのゲートキャパシタンス内の′電
荷をとり去ればｌ’ＢＴはオフ状態に停まる。Ｆ’ Ｅ
’ｒスイッチを動かすこのの方法は一定電圧・時間積調
整器内の電荷転送駆動器と組合わされ低電力消費で高効
率な電源となり、しかもそれは電力スイッチを駆動する
ための低圧電源なしで実現できる。
電力ＭＯ８ＦＥＴの出現で電−源設計者に新しい選択の
道が開かれた。バイポーラスイッチのような電力スイッ
チに連続駆動を供給する必要はもはやなく、Ｆ Ｅ Ｔ
の入力キャパシタンスを充電し、それをターンオンする
だめのエネルギーパルスを与えるだけで十分である。調
整器は次に）” ＥＴの状態が変化するまでＦ ＩＥ
Ｔを無視することができる。
道が開かれた。バイポーラスイッチのような電力スイッ
チに連続駆動を供給する必要はもはやなく、Ｆ Ｅ Ｔ
の入力キャパシタンスを充電し、それをターンオンする
だめのエネルギーパルスを与えるだけで十分である。調
整器は次に）” ＥＴの状態が変化するまでＦ ＩＥ
Ｔを無視することができる。
続いて、ＦＥＴの入力キャパシタンスの′電荷を取り去
ればｔ’ １．、 ’ｌ’はオフのままに停まる。
ればｔ’ １．、 ’ｌ’はオフのままに停まる。
一定′亀圧・時間積調整器はＦ Ｅ Ｔを駆動するだめ
の簡単に手に入る充電源、すなわち第２図の充電された
コンデンサ０丁を持つ。これは２つの理由のために直ち
に用いることはできない。
の簡単に手に入る充電源、すなわち第２図の充電された
コンデンサ０丁を持つ。これは２つの理由のために直ち
に用いることはできない。
第１にコンデンサ０丁と電力スイッチとの間に直接結合
はない。第２にコンデンサ電圧上のピーク電圧は■８
に直接比例し、ＦＥＴの観点から受け入れられない。こ
れら２つの量販は逆の順番で着手すれば解決できる。
はない。第２にコンデンサ電圧上のピーク電圧は■８
に直接比例し、ＦＥＴの観点から受け入れられない。こ
れら２つの量販は逆の順番で着手すれば解決できる。
標準の一定電圧・時間積調整器の動作の議論で指摘する
ようにデユーティサイクルタイミングおよび全周期タイ
ミングはどちらもコンデンサＣＴによって実現される。
ようにデユーティサイクルタイミングおよび全周期タイ
ミングはどちらもコンデンサＣＴによって実現される。
この結合の欠点はＣＴのピーク電圧が変化することであ
る。
る。
以下、本発明の実施例を用いて説明する。
第４図は本発明の電圧調整器の第一実施例を表わすブロ
ック図である。
ック図である。
第４図において、コンデンサＣ，，Ｃ２によって２つの
機能を分離させることでコンデンサな一定ピーク電圧に
充電するように設計できる。この電圧は２個のコンデン
サで同じであってもよいが必ずしも同じである必要はな
い。
機能を分離させることでコンデンサな一定ピーク電圧に
充電するように設計できる。この電圧は２個のコンデン
サで同じであってもよいが必ずしも同じである必要はな
い。
サイクル時間はコンデンサＣＩにより決定される。すな
わち、電流源８が基準電圧ＶＲｇｒに到達するまで前記
電流源から一定の割合で充電する。次にその電荷は第１
スイツチＳ１を通って抵抗器１３トＦＦ２’ｆ’４
のケートキャパシタンス１４に印加される。前記スイッ
チはご（短時間開じるだけである。
わち、電流源８が基準電圧ＶＲｇｒに到達するまで前記
電流源から一定の割合で充電する。次にその電荷は第１
スイツチＳ１を通って抵抗器１３トＦＦ２’ｆ’４
のケートキャパシタンス１４に印加される。前記スイッ
チはご（短時間開じるだけである。
Ｆ Ｅ ’ｌ” ４ のゲートキャパシタンスが充電
されるとバッファスイッチ６はＶＥＮＴに比例する第２
電流源９からコンデンサＣ２に充電を開始させる。コン
デンサＣ１はまた充電を開始する。コンデンサＣ２の電
圧はＶＥＮＴに反比例する時間内で基準電圧ｖｎｚｒに
到達し、そのときコンデンサＣ２の電荷とＦＥＴ４のゲ
ートキャパシタンス１４の電荷はコンパレータ１２によ
って第２スイツチＳ２を通ってグラウンドされる。整流
器１７．１８および１９は電流がコンデンサＣＩ、Ｃ２
，ゲートキャパシタンス１４のそれぞれに逆流するのを
防ぐために用いられる。
されるとバッファスイッチ６はＶＥＮＴに比例する第２
電流源９からコンデンサＣ２に充電を開始させる。コン
デンサＣ１はまた充電を開始する。コンデンサＣ２の電
圧はＶＥＮＴに反比例する時間内で基準電圧ｖｎｚｒに
到達し、そのときコンデンサＣ２の電荷とＦＥＴ４のゲ
ートキャパシタンス１４の電荷はコンパレータ１２によ
って第２スイツチＳ２を通ってグラウンドされる。整流
器１７．１８および１９は電流がコンデンサＣＩ、Ｃ２
，ゲートキャパシタンス１４のそれぞれに逆流するのを
防ぐために用いられる。
最後に出力フィルタ２０は負荷２１に直流電圧を供給す
るためのものである。入手可能なＦＢＴの極性のため電
力スイッチ４は負の供給ライン内にある。このことは基
本的７【必要条件ではなく、全回路は相補的な形で構成
することもできる。
るためのものである。入手可能なＦＢＴの極性のため電
力スイッチ４は負の供給ライン内にある。このことは基
本的７【必要条件ではなく、全回路は相補的な形で構成
することもできる。
第５図は本発明の電圧調整器の第２実施例を表わすブロ
ック図である。スイッチＳ１およびＳ２の実際のスイッ
チングは種々様々な方法で実現できる。簡単な方法は第
５図の８１５およびＳ＋ｓ として示したようななだれ
放電モードで動作するトランジスタのベアな用いること
である。前記スイッチＳＩ５およびＳ１６はそれぞれト
ランジスタ３１．３２およびダイオード３３とトランジ
スタ３４．３５およびダイオード３６から成る。
ック図である。スイッチＳ１およびＳ２の実際のスイッ
チングは種々様々な方法で実現できる。簡単な方法は第
５図の８１５およびＳ＋ｓ として示したようななだれ
放電モードで動作するトランジスタのベアな用いること
である。前記スイッチＳＩ５およびＳ１６はそれぞれト
ランジスタ３１．３２およびダイオード３３とトランジ
スタ３４．３５およびダイオード３６から成る。
第５図の全回路はいかなる低圧電源をも必要とせず供給
ラインで動作していることを示す。第６Ａ図および第６
Ｂ図のタイミング図と共に第５図で説明する。基準電圧
ｖｎｔｒはツェナーダイオード２９および抵抗器３０に
よりＶＥＮＴから発生する。
ラインで動作していることを示す。第６Ａ図および第６
Ｂ図のタイミング図と共に第５図で説明する。基準電圧
ｖｎｔｒはツェナーダイオード２９および抵抗器３０に
よりＶＥＮＴから発生する。
周期を決めるコンデンサＣ１は電流源８から充電され、
第２電流源９はデユーティ−サイクルを決めるコンデン
サＣ２ｋ充電する。コンデンサＣ１はＶＲＥＦに到達す
るまで入力底圧ＶＩＮ７とは関係なく一定の割合で充゛
１する。それからスイッチ１５はターンオンし、Ｃ１は
インダクタ２２を通って放電する。逆手サイクルでスイ
ッチ１５は逆バイヤスされターンオフする。ダンピング
抵抗器２３は逆手サイクルでの撮動を臨界制動し、放電
サイクルの終りでＣＩの電圧をゼロボルトにするための
ものである。Ｃ１の電荷がインダクタ２２を通って放電
しないように第４整流器２８が接続されている。
第２電流源９はデユーティ−サイクルを決めるコンデン
サＣ２ｋ充電する。コンデンサＣ１はＶＲＥＦに到達す
るまで入力底圧ＶＩＮ７とは関係なく一定の割合で充゛
１する。それからスイッチ１５はターンオンし、Ｃ１は
インダクタ２２を通って放電する。逆手サイクルでスイ
ッチ１５は逆バイヤスされターンオフする。ダンピング
抵抗器２３は逆手サイクルでの撮動を臨界制動し、放電
サイクルの終りでＣＩの電圧をゼロボルトにするための
ものである。Ｃ１の電荷がインダクタ２２を通って放電
しないように第４整流器２８が接続されている。
ゲートキャパシタンス１４が充電されると反転トランジ
スタ２４はベース抵抗２５によりバイヤスされてターン
オンし、オープンコレクタ出力トランジスタ２７はター
ンオフし、Ｃ２が充電可能になる。Ｃ２はその電圧がＶ
ｎｗ Ｋ到達するまで第２電流源９によりＶ ＩＮ７に
比例した割合で充電される。
スタ２４はベース抵抗２５によりバイヤスされてターン
オンし、オープンコレクタ出力トランジスタ２７はター
ンオフし、Ｃ２が充電可能になる。Ｃ２はその電圧がＶ
ｎｗ Ｋ到達するまで第２電流源９によりＶ ＩＮ７に
比例した割合で充電される。
Ｃ２の電圧がＶＲＩＦに到達するとスイッチ１６はター
ンオンし Ｃ２およびケートキャパシタンス１４０両電
荷は放電される。ひとたびＣ２およびゲートキャパシタ
ンス１４の電荷が放電されるとスイッチ１６のための電
流源はなくなり、スイッチ１６は自動的にターンオフす
る。
ンオンし Ｃ２およびケートキャパシタンス１４０両電
荷は放電される。ひとたびＣ２およびゲートキャパシタ
ンス１４の電荷が放電されるとスイッチ１６のための電
流源はなくなり、スイッチ１６は自動的にターンオフす
る。
第６Ａ図において、全周期を決めるコンデンサＣ１の電
圧は実線１００で示しである。もしＶＥＮＴが負荷２１
の所望電圧にまった（等しければコンデンサＣＩ、Ｃ２
，電流源８、および電流源９０間にはコンデンサＣ２が
コンデンサＣＩと同じ割合で充電するような関係がある
。すなわち、ゲートキャパシタンス１４は瞬時に放電し
、ト” ＥＴ４は常時オンしている。したがって、第６
図におけるコンデンサＣ２の゛電圧はコンデンサＣＩの
電圧な示す実線１００に一致する。他方、もしＶＩＮ７
が所望負荷電圧の２倍の高さであれば、コンデンサＣ２
の電圧は破線１１０で示しｔこように２倍の速さになる
。一方コンデンサＣ１の電圧は実線１００で示したよう
に変わりな（、［’ ［； Ｔ ４は半分の時間だけオ
ンする。
圧は実線１００で示しである。もしＶＥＮＴが負荷２１
の所望電圧にまった（等しければコンデンサＣＩ、Ｃ２
，電流源８、および電流源９０間にはコンデンサＣ２が
コンデンサＣＩと同じ割合で充電するような関係がある
。すなわち、ゲートキャパシタンス１４は瞬時に放電し
、ト” ＥＴ４は常時オンしている。したがって、第６
図におけるコンデンサＣ２の゛電圧はコンデンサＣＩの
電圧な示す実線１００に一致する。他方、もしＶＩＮ７
が所望負荷電圧の２倍の高さであれば、コンデンサＣ２
の電圧は破線１１０で示しｔこように２倍の速さになる
。一方コンデンサＣ１の電圧は実線１００で示したよう
に変わりな（、［’ ［； Ｔ ４は半分の時間だけオ
ンする。
所望負荷電圧の倍数がいかなる数であってもＶＩＮ７に
対して類似した状態が起こり、デユーティ−サイクルは
比例して減少する。Ｆ’ Ｅ Ｔ ｉカスインチ１４の
電力端子ＶＤの電圧はＶＩＮ７が所望負荷電圧の２倍の
とき第６Ｂ図にＶＤとして反転して示したようにＣ２の
周期に比例したデユーティ−サイクル１５０を持つ。こ
の波形がライン１６０に示したように出力フィルタ２０
によって積分されると負荷２１への出力電圧は入力電圧
ＶＩＮ７とは無関係になる。
対して類似した状態が起こり、デユーティ−サイクルは
比例して減少する。Ｆ’ Ｅ Ｔ ｉカスインチ１４の
電力端子ＶＤの電圧はＶＩＮ７が所望負荷電圧の２倍の
とき第６Ｂ図にＶＤとして反転して示したようにＣ２の
周期に比例したデユーティ−サイクル１５０を持つ。こ
の波形がライン１６０に示したように出力フィルタ２０
によって積分されると負荷２１への出力電圧は入力電圧
ＶＩＮ７とは無関係になる。
本発明を使って作られた′電源はＶＩＮの変化範囲が１
００から４００ボルトまであり、そして４００ボルト入
力のときでも全調整器回路において浪費される電力は１
ワツトμ下であり、１００ワット以上（安定化出力５０
ポルト、２アンペア）供給できる。
００から４００ボルトまであり、そして４００ボルト入
力のときでも全調整器回路において浪費される電力は１
ワツトμ下であり、１００ワット以上（安定化出力５０
ポルト、２アンペア）供給できる。
第１図は従来の電圧調整器のブロック図。
第２図は従来の電圧調整器に使用される一定電圧・時間
積調整器の詳細図、。 第３図は従来の電圧調整器の説明図。 第４．第５図は本発明の電圧調整器の第１．第２実施例
を表わすブロック図。 第６Ａ、第６Ｂ図は本発明の電圧調整器の説明図。 ８ 、９ ：’電流源 １０．１２，２０２，２０３，２０４ ：比較器２１：
負荷 出願人 横河・ヒユーレット・パッカード株式会社代理
人 弁理士 長 谷 川 次 男ＦＩＧ
＋ ＦＩＧ ２ ｊｌＬＬ土− ＦＩＧ ４ ＦＩＧ ６Ａ ＦＩＧ ６８
積調整器の詳細図、。 第３図は従来の電圧調整器の説明図。 第４．第５図は本発明の電圧調整器の第１．第２実施例
を表わすブロック図。 第６Ａ、第６Ｂ図は本発明の電圧調整器の説明図。 ８ 、９ ：’電流源 １０．１２，２０２，２０３，２０４ ：比較器２１：
負荷 出願人 横河・ヒユーレット・パッカード株式会社代理
人 弁理士 長 谷 川 次 男ＦＩＧ
＋ ＦＩＧ ２ ｊｌＬＬ土− ＦＩＧ ４ ＦＩＧ ６Ａ ＦＩＧ ６８
Claims (1)
- 基準電圧設定手段と、７基準電圧に基づいて各々周期、
デユーティサイクルを決定する第１、第２期間設定手段
と、前記第１、第２期間設定手段からの信号に応答して
開閉するスイッチ手段と、前記スイッチ手段に接続され
たフィルタ手段から成る電圧調整器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US397268 | 1982-07-12 | ||
| US06/397,268 US4459539A (en) | 1982-07-12 | 1982-07-12 | Charge transfer constant volt-second regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5911420A true JPS5911420A (ja) | 1984-01-21 |
| JPH0227682B2 JPH0227682B2 (ja) | 1990-06-19 |
Family
ID=23570508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58108506A Granted JPS5911420A (ja) | 1982-07-12 | 1983-06-15 | 電圧調整器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4459539A (ja) |
| EP (1) | EP0102689A3 (ja) |
| JP (1) | JPS5911420A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000284837A (ja) * | 1999-03-23 | 2000-10-13 | Valeo Vision | 電圧調整装置 |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4882663A (en) * | 1985-12-23 | 1989-11-21 | Nilssen Ole K | MOSFET flyback converter |
| US4672303A (en) * | 1986-08-28 | 1987-06-09 | International Business Machines Corporation | Inductor current control circuit |
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| DE3925625A1 (de) * | 1989-07-31 | 1991-02-14 | Schleicher Relais | Getaktete konstantleistungsquelle mit hohem wirkungsgrad und grossem eingangsspannungsbereich |
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| US5264780A (en) * | 1992-08-10 | 1993-11-23 | International Business Machines Corporation | On time control and gain circuit |
| US5367247A (en) * | 1992-08-10 | 1994-11-22 | International Business Machines Corporation | Critically continuous boost converter |
| JPH0629051U (ja) * | 1992-08-10 | 1994-04-15 | アサヒ通信株式会社 | アンテナジャックのコアの構造 |
| US5710697A (en) * | 1996-03-26 | 1998-01-20 | Unitrode Corporation | Power supply controller having frequency foldback and volt-second duty cycle clamp features |
| FR2765045B1 (fr) * | 1997-06-24 | 1999-09-03 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif d'ajustement du courant de charge d'un condensateur de stockage |
| US6580177B1 (en) | 1999-06-01 | 2003-06-17 | Continuum Control Corporation | Electrical power extraction from mechanical disturbances |
| EP1186096A1 (en) | 1999-06-01 | 2002-03-13 | Continuum Control Corporation | Electrical power extraction from mechanical disturbances |
| US6088251A (en) * | 1999-07-09 | 2000-07-11 | Fedan; Orest | Linearized duty radio, variable frequency switching regulator |
| US6655035B2 (en) | 2000-10-20 | 2003-12-02 | Continuum Photonics, Inc. | Piezoelectric generator |
| US6469478B1 (en) * | 2001-04-23 | 2002-10-22 | Artesyn Technologies, Inc. | Multiple output power supply including one regulated converter and at least one semi-regulated converter |
| US10746000B2 (en) | 2016-02-17 | 2020-08-18 | Halliburton Energy Services, Inc. | Wide-input-range downhole power supply |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1588876A1 (de) * | 1967-07-21 | 1971-01-14 | Telefonbau & Normalzeit Gmbh | Schaltungsanordnung zum Konstanthalten einer Gleichspannung |
| US3579090A (en) * | 1969-05-08 | 1971-05-18 | Bell Telephone Labor Inc | Switching regulator with rapid switching drive |
| US3959714A (en) * | 1973-09-24 | 1976-05-25 | Sperry Rand Corporation | Transient turn-on protection circuit for power supplies |
| DE3018501A1 (de) * | 1980-05-14 | 1981-11-19 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schalter mit einem als source-folger betriebenen mis-pet |
| FR2485288A1 (fr) * | 1980-06-20 | 1981-12-24 | Labo Electronique Physique | Convertisseur de tension continue et onduleur realise de facon similaire |
| US4355277A (en) * | 1980-10-01 | 1982-10-19 | Motorola, Inc. | Dual mode DC/DC converter |
-
1982
- 1982-07-12 US US06/397,268 patent/US4459539A/en not_active Expired - Fee Related
-
1983
- 1983-06-08 EP EP83303300A patent/EP0102689A3/en not_active Withdrawn
- 1983-06-15 JP JP58108506A patent/JPS5911420A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000284837A (ja) * | 1999-03-23 | 2000-10-13 | Valeo Vision | 電圧調整装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0102689A2 (en) | 1984-03-14 |
| EP0102689A3 (en) | 1985-01-02 |
| US4459539A (en) | 1984-07-10 |
| JPH0227682B2 (ja) | 1990-06-19 |
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