KR20010093856A - 동기 플라이백 컨버터 - Google Patents

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스베르드스조에클라에스
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Abstract

동기 스위치(Q2)를 갖는 연속 모드 플라이백 컨버터에서, 2차측 상의 스위치(Q2)에 대한 구동 펄스는 출력 전압 단자로부터 전력이 공급되는 반전 버퍼 회로에 의해 발생된다. 이러한 장치를 사용함으로써, 여러 장점이 얻어진다. 따라서, 펄스 발생 회로 장치는 입력 전압과 무관하게 동기 스위치에 대한 구동 신호를 발생시키고, 그에 따라 구동 손실은 최소화될 수 있다.

Description

동기 플라이백 컨버터{A SYNCHRONOUS FLYBACK CONVERTER}
전기 장치의 상이한 유형의 DC-DC 전원에서, 전력 정류기는 정확한 정류 출력 전압을 출력시키기 위해 사용된다. 일반적으로, 다이오드는 정류된 출력 전압을 얻기 위해 2차측 상에서 사용된다.
적당한 정류기 회로를 얻는 하나의 방법은 플라이백 토폴로지(topology)를 사용하는 것이다. 플라이백 토폴로지에서, 1차측은 충전 기간 동안 자화 코어 등에 자기 에너지를 저장한다. 이어서, 그 에너지는 소위 플라이백 기간 동안 2차측에 공급된다. 다른 정류기 회로와 비교하여 플라이백 토폴로지를 갖는 전력 정류기 회로의 주요 장점은 저렴하게 제작할 수 있게 하는 회로의 간단한 구조이다.
또한, 플라이백 컨버터는 두 개의 상이한 유형: 즉, 연속 모드 플라이백 컨버터 및 불연속 모드 플라이백 컨버터로 분할될 수 있다.
연속 모드 플라이백 컨버터에서, 자기 에너지가 결코 0으로 강하하지 않기 때문에, 에너지는 변압기의 코어의 내부 또는 외부로 연속적으로 흐르지만, 불연속 모드에서는, 에너지가 변압기의 코어의 내부 또는 외부에도 흐르지 않는 기간이 발생한다.
종래의 플라이백 컨버터는 1차측 상에 변압기의 1차 권선 및 스위치와, 2차측 상에 다이오드에 접속되는 변압기의 2차 권선 및 부하가 접속될 수 있는 출력 커패시터를 포함한다.
이러한 컨버터는 다이오드상에서 큰 전압 강하를 갖는다. 따라서, 출력 커패시터상의 출력 전압이 낮은 경우에, 다이오드상의 전압 강하는 전체 전압의 상당한 부분이 되고, 이것은 전력 컨버터를 그러한 낮은 전압 인가에 비효율적으로 만든다.
이러한 문제점을 해결하기 위해, 매우 낮은 전압 강하를 갖는 FET 트랜지스터가 2차측 상에 사용될 수 있다. 이러한 장치는 2차측 상의 손실을 감소시킨다. 예를 들어, FET 트랜지스터는 변압기의 2차 권선과 직렬로 배치되는 보조 권선에 직접 접속될 수 있다. 이러한 원리에 따라 설계된 컨버터는 예를 들어, 공동 계류중인 스웨덴 특허 출원 9801595-1호에 설명되어 있다.
그러나, 보조 권선이 사용되는 이러한 구동 구조에서, 2차측 상의 FET의 게이트 진폭은 입력 전압 즉, 1차측에 인가된 전압에 따른다. 이러한 경우에 구동 진폭이 가장 낮은 입력 전압용으로 설계되어야 하기 때문에, 이것은 과도한 구동 손실을 초래한다. 이것은 큰 입력 전압 범위가 요구되는 응용에서 특히 문제점이다. 또한, 최신 기술에 따르는 또 다른 DC-DC 컨버터는 WO 98/04028호 및 WO 95/02918호에 설명되어 있다.
또한, 미국 특허 5.719,755호에 DC-DC 컨버터가 설명되어 있다.
본 발명은 DC-DC 컨버터 회로에 관한 것으로, 특히, 연속 모드에서 동작하는 동기 플라이백 컨버터 회로에 관한 것이다.
도 1은 연속 모드 DC-DC 컨버터의 회로도.
도 2a-2c는 타이밍도.
본 발명의 목적은 상기 설명된 바와 같은 문제점을 극복하고, 단순한 구조를 갖지만 종래의 기술에 따르는 컨버터와 비교하여 효율적이고 특히, 큰 입력 전압 범위에 대해 매우 적합한 연속 모드 플라이백 컨버터를 제공하는 것이다.
이러한 목적 및 다른 목적은 첨부한 청구범위에 상세히 설명한 바와 같은 전력 컨버터에 의해 얻어진다.
따라서, 구동 펄스는 출력 전압으로부터 전력이 공급되는 반전 버퍼 회로에 의해 발생된다. 이러한 펄스 발생 회로를 사용함으로써, 동기 스위치에 대한 구동 신호는 입력 전압에 무관하게 되고, 그것에 의해, 구동 손실은 최소화될 수 있다.
본 발명은 첨부한 도면을 참조하여 제한하지 않는 예로서 더욱 상세히 설명된다.
도 1에, DC-DC 컨버터가 도시되어 있다. 전력 컨버터는 1차측 상에, 1차 권선(101) 및 스위치(103)를 포함한다. 1차 권선에는 DC 전압원(105)으로부터 전력이 공급된다. 예를 들어, 스위치는 도면에 도시된 바와 같이, n-채널 MOSFET 트랜지스터(Q1)일 수 있다. 트랜지스터(Q1)의 드레인 단자는 1차 권선(101)의 제 1 단자에 접속되고, 소스는 전압원(105)의 낮은 전압 입력 단자에 접속된다. 스위치는 트랜지스터(Q1)의 게이트에 접속되는 제어 장치(도시 생략)에 의해 제어되고, 원하는 시간에 트랜지스터(Q1)를 스위치 온 및 오프하도록 배치된다. 예를 들어, 제어 장치는 컨버터의 2차측의 출력 단자로부터 제어 데이터를 수집할 수 있다.
DC-전압원(105)은 정류 회로를 통해 AC-전압원(도시 생략)에 차례로 접속될 수 있다. 1차측은 변압기(M2)를 통해 2차측에 에너지를 공급한다. 2차측은 1차측 상의 권선과는 다른 대향의 권선 방향을 갖는 2차 권선(109)을 포함한다. 권선(109)의 제 1 단자(111)는 저항(R1)의 제 1 단자(113), PNP 트랜지스터(Q3)의 에미터(115) 및 출력 커패시터(C0)의 제 1 단자(117)에 접속된다. 저항(R1)의 제 2 단자(119)는 저항(R2)의 제 1 단자(121)에 접속되고, 제 2 단자(123)는 권선(109)의 제 2 단자(125)에 접속된다.
트랜지스터(Q3)의 베이스(127)는 저항(R1)의 제 2 단자(119) 및 저항(R2)의 제 1 단자(121) 사이의 포인트(129)에 접속된다. 트랜지스터(Q3)의 컬렉터(131)는 NPN 트랜지스터(Q4)의 컬렉터(133)에 접속된다.
바람직한 실시예에서, 트랜지스터(Q4)의 베이스(135)는 직렬로 접속된 저항(R3) 및 커패시터(C1)를 통해 권선(109)의 제 2 단자(125)에 접속된다. 트랜지스터(Q4)의 에미터(137)는 커패시터(C0)의 제 2 단자(139) 및 FET 트랜지스터(Q2)의 소스(141)에 접속된다. 트랜지스터(Q2)의 게이트(143)는 트랜지스터 Q3 및 Q4의 컬렉터 단자 사이의 포인트(145)에 접속된다. 트랜지스터(Q2)의 드레인은 권선(109)의 제 2 단자(125)에 접속된다. 부하(ZL)는 출력 커패시터(C0)의 단자 사이에 접속될 수 있다.
동작중에, Q1이 동작하는 동안 즉, 제어 장치가 MOSFET 트랜지스터를 전도 상태로 만들 때, 에너지는 변압기(M2)의 코어에 저장된다. 권선 방향으로 인해, 양 전압이 트랜지스터(Q2)의 드레인 단자에 나타난다. 동시에 트랜지스터(Q4)는 전도 상태가 되고, 따라서 트랜지스터(Q2)는 스위치 오프된다.
트랜지스터(Q1)가 제어 장치에 의해 턴 오프될 때, 변압기(M2)의 권선의 극성은 변압기(M2)의 코어에 저장된 에너지로 인해 반전된다. 반전된 극성은 음 전압이 트랜지스터(Q2)의 드레인 단자에 나타나게 한다. 저항(R1 및 R2)에 의해 제공되는 전압 분배기를 통해, 2차측 상의 반전된 극성은 트랜지스터(Q3)가 전도 상태가 되게 한다. 트랜지스터(Q3)가 전도를 시작할 때, 트랜지스터(Q2)의 게이트 단자(143)는 전위가 높아져 트랜지스터(Q2)는 전도를 시작한다. 커패시터(C1) 및 저항(R3)이 제공되므로, 트랜지스터(Q3)에 대한 턴 오프 및 턴 온 시간은 짧아질 것이다.
도 2a - 2c에서, 도 1에 도시된 회로의 타이밍이 도시되어 있다. 따라서, 도 2c에서, 트랜지스터(Q1)의 게이트에 나타나는 전압이 도시되어 있다.
도 2b에서, 상응하는 시간에 변압기(M2)의 2차 권선의 단자 사이에 나타나는 전압이 도시되어 있다. 도 2c에서, 상응하는 시간에 트랜지스터(Q2)의 게이트 및 소스 단자 사이에 나타나는 전압이 도시되어 있다.
따라서, 2차측 상의 FET 트랜지스터에 대한 구동 펄스가 출력 전압 단자로부터 전력이 공급되는 반전 버퍼 회로에 의해 발생되는 장치를 제공함으로써, 여러 장점이 얻어진다. 따라서, 펄스 발생 회로 장치는 입력 전압과는 무관하게 동기 스위치에 대한 구동 신호를 발생시키고, 그에 따라 구동 손실은 최소화될 수 있다.
또한, 공동 계류중인 스웨덴 특허 출원 9801595-1호에서와 같이 2차측 상의 보조 권선은 필요하지 않는데, 이것은 어떤 응용에서는 장점일 수 있다.
본 발명은 도 1, 2a, 2b 및 2c와 관련하여 설명된 실시예에 제한되지 않고, 첨부한 청구범위의 범위를 벗어나지 않고 용이하게 변형될 수 있다.

Claims (6)

1차측 및 동기 스위치(Q2)를 포함하는 2차측을 갖고, 상기 동기 스위치를 제어하도록 배치된 컨버터의 출력 전압에 응답하여 동작하는 장치를 갖는, 연속 모드 플라이백 컨버터에 있어서,
상기 스위치를 제어하는 장치는 에미터가 컨버터의 제 1 출력 단자(117)에 접속되는 PNP 트랜지스터(Q3) 및 에미터가 컨버터의 제 2 출력 단자(139)에 접속되고 컬렉터가 스위치(Q2)의 제어 입력 단자(143)에 접속되는 NPN 트랜지스터(Q4)를 포함하는 것을 특징으로 하는 연속 모드 플라이백 컨버터.
제 1 항에 있어서,
상기 트랜지스터(Q3)의 베이스 단자(127)에는 전압 분배기 회로(R1, R2)를 통해 2차측의 단자로부터 전력이 공급되는 것을 특징으로 하는 연속 모드 플라이백 컨버터.
제 2 항에 있어서,
상기 전압 분배기 회로는 직렬로 접속된 두 개의 저항(R1 및 R2)을 포함하는 것을 특징으로 하는 연속 모드 플라이백 컨버터.
제 1 항 내지 제 3 항중 어느 한 항에 있어서,
상기 트랜지스터(Q4)의 베이스 단자(135)에는 2차측의 단자(125)로부터 전력이 공급되는 것을 특징으로 하는 연속 모드 플라이백 컨버터.
제 4 항에 있어서,
상기 트랜지스터(Q4)의 베이스 단자(135)는 직렬로 접속된 저항(R3) 및 커패시터(C1)를 포함하는 회로를 통해 2차측의 단자(125)에 접속되는 것을 특징으로 하는 연속 모드 플라이백 컨버터.
제 1 항 내지 제 5 항중 어느 한 항에 있어서,
상기 스위치(Q2)는 FET 트랜지스터, 특히 MOSFET 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 연속 모드 플라이백 컨버터.
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