KR20070026016A - 전력 변환 장치 - Google Patents

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KR20070026016A
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유키히로 니시카와
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후지 덴키 디바이스 테크놀로지 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명에 따른 하프 브리지 구성의 절연형 전력 변환 장치에서, 부(하이-사이드) 스위칭 소자(2)를 제어하는 제어 회로는, 저항(103)과 다이오드(104)의 제1 직렬 회로와, 저항(105)과 다이오드(106)의 제2 직렬 회로와, 트랜지스터(107)를 포함하고, 변압기 권선(6b)에 발생하는 전압을 신호 전압으로서 부 스위칭 소자(2)를 온/오프시키는 한편, 제1과 제2 직렬 회로에 발생하는 전압으로 트랜지스터(107)를 온/오프시켜, 부 스위칭 소자(2)의 게이트 전압이 모든 동작 모드에서 게이트 내압을 넘지 않도록 제어한다. 본 발명에 따른 절연 전력 변환 장치는 저손실이면서 고효율을 가능하게 한다.

Description

전력 변환 장치{ELECTRIC POWER CONVERTER}
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 전력 변환 장치의 로크 회로도이다.
도 2는 도 1의 부 제어 회로의 전형적인 예이다.
도 3은 도 1에 도시된 제1 실시예에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하는 파형 차트이다.
도 4는 도 1의 부 제어 회로의 다른 전형적인 예이다.
도 5는 도 1의 부 제어 회로의 또 다른 전형적인 예이다.
도 6은 종래의 전력 변환 장치의 블록 회로도이다.
도 7은 도 6의 종래의 전력 변환 장치의 동작을 설명하는 파형 챠트이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1: 주 스위칭 소자 2: 부 스위칭 소자
3: 직류 전원 4, 7, 12, 22: 콘덴서
5: 리액터 6: 변압기
6a: 변압기 제1 권선 6b: 변압기 제4 권선
6c, 6f: 변압기 제3 권선 6d, 6e: 변압기 제2 권선
8, 9, 11, 20, 104, 106, 109, 202: 다이오드
10, 10a, 10b, 10c: 부 제어 회로
13: 주 제어 회로 14: 전압 조정 회로
15: 기동 회로
16, 17, 18, 19, 101, 102, 103, 105, 108, 204: 저항
21, 107, 201: 트랜지스터 203: 제너 다이오드.
본 발명은, 직류 전원으로부터 절연된 DC 출력을 출력하는 스위칭 전원 장치 등의 전력 변환 장치에 관한 것이다.
도 6은, 종래의 전력 변환 장치의 블록도이다. 종래의 전력 변환 장치는 특허 문헌 1에 개시된 스위칭 전원 장치와 유사한 회로를 도시한다. 도 6에 도시된 회로에서, 주 스위칭 소자(1)와 부 스위칭 소자(2)가 온, 오프를 교대로 반복하여, 주 스위칭 소자(1)가 턴 온될 때 변압기(6)에 축적된 여자(勵磁) 에너지를 주 스위칭 소자(1)가 턴 오프될 때 DC 출력으로서 부하에 공급된다.
도 6의 회로의 동작에 관해서 도 7을 참조하여 설명한다. 도 7은 도 6에 도시된 회로의 동작 파형 챠트이다. 다음 설명에서, 주, 부 스위칭 소자는 MOSFET(금속 산화막형 전계 효과 트랜지스터)로 한다.
도 7을 참조하여, 도 6에는 게이트와 소스간 전압(이하, "게이트-소스 전압"이라 칭함)(VGS1), 드레인과 소스간 전압(이하, "드레인-소스 전압"이라 칭함)(VDS1), 및 주 스위칭 소자(1)의 드레인 전류(ID1)를 각각 도시하고 있다. 또한 도 7에 도시된 바와 같이, 도 6의 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압(VGS2), 드레인-소스간 전압(VDS2), 드레인 전류(ID2)를 각각 도시한다. 도 6의 다이오드(8)의 전류(IDr)가 도 7에 도시되어 있다. 도 7에 도시된 바와 같이, 도 6에 도시된 회로의 동작은 시간 t1 내지 시간 t6로 시간 영역으로 고려될 수 있다.
상태 1: t1 내지 t2
변압기(6)의 제3 권선(6f)의 발생 전압에 의해 주 스위칭 소자(1)의 게이트 입력 용량이 저항(18)을 통해 충전되고, 주 스위칭 소자(1)의 보디 다이오드가 도통하여 드레인-소스 전압(VDS1)이 0이 되어 있는 상태에서, 주 스위칭 소자(1)의 게이트-소스간 전압(VGS1)이 게이트 임계값[VGS(th)]을 넘으면, 주 스위칭 소자(1)는 그 보디 다이오드에 전류가 흐르고 있는 상태에서 0 전압 턴 온 한다. 주 스위칭 소자(1)의 드레인 전류(ID1)는 변압기(6)의 여자 전류와 동등하게, 직선형으로 증가한다. 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압(VGS2)은 변압기의 제4 권선(6b)의 발생 전압에 의해 마이너스 값이 되고, 부 스위칭 소자(2)는 오프되어 있다.
상태 2: t2 내지 t3
주 스위칭 소자(1)의 드레인 전류(ID1)에 의해 저항(17)에 발생하는 전압이 트랜지스터(21)의 베이스·이미터간 전압을 넘으면 트랜지스터(21)가 온한다. 주 스위칭 소자(1)의 게이트 입력간 용량이 방전되어 주 스위칭 소자(1)가 턴 오프하므로, 주 스위칭 소자(1)의 드레인-소스 전압(VDS1)은 상승하고 부 스위칭 소자(2)의 드레인-소스 전압(VDS2)은 하강한다.
상태 3: t3 내지 t4
다이오드(8)가 도통하고, 변압기(6)에 축적된 여자 에너지가 변압기 2차측 에 공급된다. 계속해서 변압기 제4 권선(6b)의 전압은 상승하고, 마이너스로부터 플러스로 시프트한다.
상태 4: t4 내지 t40
변압기 제4 권선(6b)의 전압이 부 스위칭 소자(2)의 게이트 임계값 전압[VGS(th)]을 넘으면, 부 스위칭 소자(2)는 그 보디 다이오드에 전류가 흐르고 있는 상태에서 0 전압 턴 온 한다.
상태 5: t40 내지 t5
변압기(6)에 축적된 여자 에너지가 전부 방출되면 다이오드(8)는 오프하고, 변압기 제4 권선(6b)의 전압은 하강하기 시작한다.
상태 6: t5 내지 t6
변압기 제4 권선(6b)의 전압이 부 스위칭 소자(2)의 게이트 임계값 전압[VGS(th)] 밑으로 떨어지면, 부 스위칭 소자(2)는 턴 오프한다. 부 스위칭 소자(2)의 드레인-소스 전압(VDS2)은 상승하고 주 스위칭 소자(1)의 드레인-소스 전압(VDS1)은 하강한다.
상태 7: t6 으로부터
주 스위칭 소자(1)의 드레인-소스 전압(VDS1)은 0이 되고, 부 스위칭 소자(2)의 드레인-소스 전압(VDS2)은 DC 전원(3)의 전압이 된다.
이 이후의 동작은 상태 1에 복귀하여 상태 1부터 상태 6을 반복하는 자려 발 진 동작이 된다.
즉, 도 6의 회로에서는, 주 스위칭 소자와 부 스위칭 소자 모두 0 전압 턴 온 하기 때문에 턴 온 손실이 발생하지 않는다. 또한, 변압기(6)의 누설 인덕턴스와 리액터(5)에 축적되는 자기 에너지가 DC 전원 또는 변압기 2차측에 회생되기 때문에, 저손실이면서 고변환 효율인 전력 변환 장치를 실현할 수 있다.
또한, 도 6에서 부 스위칭 소자에 관해서는, 특별히 제어 회로를 설치하고 있지 않지만, 부 스위칭 소자를 제어하기 위하여, 트랜지스터나 지연 회로를 포함하는 제어 회로를 포함하는 전력 변환장치가 다음 특허 문헌 2에 설명되어 있다.
[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 제2004-153948호 공보: 미국 특허 명세서 6,917,528 B2
[특허 문헌 2] 일본 특허 공개 제2002-112544호 공보: 미국 특허 명세서 6,469,913 B2
그러나, 이상과 같이 부 스위칭 소자를 변압기의 보조 권선[제4 권선(6b)]으로 구동하는 회로에서는 부 스위칭 소자의 게이트-소스간에 인가되는 전압이 게이트 내압을 넘지 않도록 설계해야 한다. 부 스위칭 소자를 MOSFET으로 한 경우, 게이트 내압은 일반적으로 ±30 V 정도이다.
DC 전원(3)에 의하여 주 스위칭 소자(1)가 스위칭을 시작한 직후에는, 콘덴서(4)의 양단 전압은 0이다. 그러므로, 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압의 최대값(VGSmax)은 다음식 (1)으로 표시된다.
VGSmax=(DC 전원(3)의 전압)×(제4 권선(6b)의 권수)÷(1차 권선(6a)의 권수)…(1)
또한, 주 스위칭 소자의 온 듀티에 따라서는 역시 상기 (1)식으로 표시되는 전압이 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간에 인가되는 경우가 있다.
예컨대, DC 전원(3)을 상용 AC 전원으로부터 정류하여 얻는 경우, 상용 AC 전원 전압은 나라에 따라 상이하다. 그러므로, 각국에서 사용 가능한 스위칭 전원으로 할 때는 DC 전원(3)의 양단 전압의 범위는 넓어진다. 이 경우, (1)식에서도 명백한 바와 같이, DC 전원(3)의 전압 범위 전체에서 최대 게이트-소스 전압(VGSmax)가 게이트 내압을 넘지 않도록 설계하는 것은 상당히 어려워진다.
그 대책으로서, 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간에 제너 다이오드를 접속하고, 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압을 제너 전압으로 클램프하며, 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스 전압이 클램프시에는 부 스위칭 소자(2)의 게이트 단자에 접속하는 저항(16)을 통해 제너 전류를 흘리는 방법을 생각할 수 있다. 그러나, 저항(16)의 저항값이 클수록 부 스위칭 소자의 스위칭 손실이 커지기 때문에 저항(16)의 저항값은 수십에서부터 수백 옴의 오더로 설정하는 것이 일반적이다. 따라서, 게이트-소스 전압이 클램프될 때 제너 전류가 크며, 효율 저하의 한가지 원인이 된다.
따라서, 광범위한 DC 입력 전압 범위나 동작 모드에 대하여, 부 스위칭 소자의 제어 단자의 전압(게이트 전압)을 게이트 내압보다 낮게 제어하여, 저 손실이면서 고효율을 가능하게 하는 것이 바람직할 것이다.
청구항 1의 청구물에 따라, 전력 변환 장치는,
DC 전원;
상기 DC 전원의 플러스극과 마이너스극 사이에 순차 접속되고, 주 스위칭 소자와 부 스위칭 소자를 포함하는 직렬 회로;
상기 DC 전원의 플러스극과, 상기 주 스위칭 소자 및 상기 부 스위칭 소자의 상호 접속점과의 사이에, 커패시터와 인덕터를 포함하는 직렬 회로를 통해 접속된 1차측 제1 권선과, 정류 평활 회로를 통해 부하에 접속되는 2차측 제2 권선을 포함하는 절연 변압기;
상기 주 스위칭 소자를 온, 오프하는 주 제어 회로; 및
상기 부 스위칭 소자를 온, 오프하는 부 제어 회로
를 포함하고,
상기 주 제어 회로 및 상기 부 제어 회로는 상기 주 스위칭 소자 및 상기 부 스위칭 소자를 교대로 온, 오프하여, 상기 제2 권선에 발생된 전압을 상기 정류 평활 회로를 통해 DC 전력으로 변환시켜 상기 부하에 공급하고,
상기 절연 변압기는 상기 1차측에 제3 권선과 제4 권선을 더 포함하고,
상기 주 제어 회로는 상기 제3 권선의 전압을 신호 전압으로서 상기 주 스위칭 소자를 온, 오프시켜, 상기 부하에 공급되는 상기 DC 전압을 일정값으로 조정하고, 상기 제3 권선에 발생된 전압을 정류 평활하여 획득된 전압을 제어 전원으로 하며,
상기 부 제어 회로는 상기 제4 권선에 발생된 전압을 신호 전압으로서 상기 부 스위칭 소자를 온, 오프시키고, 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압을 제어하는 것인 전력 변환 장치를 제공한다.
청구항 2의 청구물에 따르면, 상기 부 제어 회로는, 제1 다이오드와 제1 저항을 포함하는 제1 직렬 회로와, 제2 다이오드와 제2 저항을 포함하는 제2 직렬 회로와, 제1 트랜지스터를 포함하고, 상기 부 제어 회로는 상기 제4 권선에 발생된 전압을 신호 전압으로서 상기 부 스위칭 소자를 온, 오프시키며, 상기 제1 트랜지스터는 상기 제1 직렬 회로와 상기 제2 직렬 회로에 발생된 상기 신호 전압들에 기초하여 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압을 제어한다.
청구항 3의 청구물에 따르면, 상기 부 제어 회로는 제2 트랜지스터를 포함하고, 상기 부 제어 회로는 상기 제4 권선에 발생된 전압을 신호 전압으로서 상기 부 스위칭 소자를 온, 오프시키며, 상기 제2 트랜지스터는 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압이 소정값을 초과하지 않도록 제어된다.
청구항 4의 청구물에 따르면, 상기 부 제어 회로는 제3 다이오드와 제3 저항을 포함하는 제3 직렬 회로와, 제4 다이오드와 제4 저항을 포함하는 제4 직렬 회로와, 제3 트랜지스터와, 제4 트랜지스터를 포함하고, 상기 부 제어 회로는 상기 제4 권선에 발생된 전압을 신호 전압으로서 상기 부 스위칭 소자를 온, 오프시키며, 상기 제3 트랜지스터는 상기 제3 직렬 회로와 상기 제4 직렬 회로에 발생된 신호 전압들에 기초하여 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압을 제어하고, 상기 제4 트랜지스터는 상기 제3 직렬 회로와 상기 제4 직렬 회로에 발생된 상기 신호 전 압들에 기초하여, 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압이 소정값을 초과하지 않도록 제어된다.
바람직한 실시예의 상세한 설명
본 발명의 바람직한 실시예를 설명하는 첨부된 도면을 참조하여 이하 본 발명을 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예를 도시하는 전력 변환 장치의 로크 회로도이다. 도 1은 도 6에 도시된 종래의 전력 변환 장치에, 부 제어 회로(10), 주 제어 회로(13), 전압 조정 회로(14) 및 기동 회로(15)를 부가한 점이 특징이다. 따라서 도 6과 동일한 구성 요소의 설명은 생략하고, 도 6에 도시된 것과 상이한 구성 요소들 위주로 이하에 설명한다.
기동 회로(15)는 주 제어 회로(13)의 제어 전원을 공급하는 콘덴서(12)를 초기 충전한다. 기동 회로(15)는 저항 또는 스위치 회로 등으로 형성된다.
콘덴서(12)의 전압이 주 제어 회로(13)의 동작 가능한 전압까지 충전되면, 주 제어 회로(13)는 주 스위칭 소자(1)에 기동 펄스를 부여하여 온·오프 동작을 개시한다. 주 스위칭 소자(1)가 개시 후는, 주 제어 회로(13)는 변압기(6)의 제3 권선(6c)에 발생하는 전압이 마이너스로부터 플러스로 시프트되는 타이밍에 주 스위칭 소자(1)를 온시킨다. 주 제어 회로(13)는 2차측 콘덴서(7)의 양단에 접속되는 부하에 공급되는 전압이 일정하게 되도록, 전압 조정 회로(14)로부터 출력되는 피드백 신호를 바탕으로, 주 스위칭 소자(1)를 오프시킨다. 또는 주 제어 회로(13)에서 설정되는 최대 온 펄스 폭으로 결정되는 시간이나, 또는 주 제어 회로(13)는 제 3 권선(6c)의 전압이 플러스로부터 마이너스로 시프트되는 타이밍에 주 스위칭 소자(1)를 오프시킨다. 여기서, 변압기(6)의 모든 권선 전압의 극성은 권선을 감기 시작하는 것을 나타내는 도트의 방향을 향해 발생하는 전압을 플러스로 하고 있다. 또한, 권선(6c)에 발생하는 전압을 다이오드(11)와 콘덴서(12)로 정류 평활한 전압을, 주 제어 회로(13)에 제어 전원으로서 공급한다.
주 스위칭 소자(1)가 오프하면 권선(6b)의 전압이 마이너스로부터 플러스로 시프트된다. 부 제어 회로(10)는 권선(6b)의 전압을 신호로서, 부 스위칭 소자(2)를 온·오프시킴으로써, 주 스위칭 소자(1)와 부 스위칭 소자(2)가 교대로 온·오프한다. 그 결과, 변압기(6)의 모든 권선에는 정부의 전압이 교대로 발생한다. 센터 탭 구성의 2차 권선 전압을 다이오드(8, 9)와 콘덴서(7)로 전파 정류하며, 부하에 전파 정류된 전압을 공급한다. 또한 2차 권선 전압이 반파 정류되어 부하에 전압을 공급할 수도 있다. 또한, 리액터(5)는 변압기(6)의 누설 인덕턴스로 대용할 수 있다. 도 1의 예에서는, 리액터(5)를 변압기(6)의 누설 인덕턴스로 대용하여 생략하고 있다.
도 2에 도 1의 부 제어 회로(10)의 전형적인 예(10a)를 도시한다(이하, 부 제어 회로(10)의 전형적인 예를 단순히 "부 제어 회로(10a)"로 칭한다).
도 2에 도시하는 부 제어 회로(10a)에서는 다이오드(104)와 저항(103)의 직렬 회로는, 저항(101)을 경유하여 부 스위칭 소자(2)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(107)는 이미터가 저항(101)과 저항(103)의 접속점에, 콜렉터가 권선(6b)에 각각 접속되어 있다. 다이오드(104)와 저항(103)의 직렬 회로는 부 스위칭 소자(2)의 게이트(제어 단자) 입력 용량의 충전 스피드를 조정하고, 또한 트랜지스터(107)의 온·오프를 제어한다.
다이오드(106)와 저항(105)의 직렬 회로는, 권선(6b)에 병렬로 접속되고, 다이오드(106)와 저항(105)의 접속점에 트랜지스터(107)의 베이스를 접속시킨다. 이 회로 구성은 부 스위칭 소자(2)의 게이트 입력 용량의 방전 스피드를 조정하며, 또한 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압이 마이너스가 되지 않도록 트랜지스터(107)를 제어한다. 저항(102)은 저항(101)과 저항(103)의 접속점과 권선(6b) 사이에 접속되고, 권선(6b)에 전압이 발생하지 않을 때에 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압이 불안정해져 부 스위칭 소자(2)가 잘못 온하는 것을 막는 방전 저항이다. 또한, 저항(102)은 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간에 병렬로 접속하더라도 좋다. 또한, 저항(105)의 저항값이 비교적 경우에는 저항(102)은 생략할 수 있다.
도 1의 전력 변환 장치의 동작을 도 3을 참조하여 설명한다.
도 3에서, 도 1의 주 스위칭 소자(1)의 드레인-소스 전압(VDS1), 도 1의 부 스위칭 소자(2)의 드레인-소스 전압(VDS2), 드레인 전류(ID2), 게이트-소스 전압(VGS2), 및 게이트 전류(IG2)를 설명한다. 또한 도 3에 도시된 바와 같이, 권선(6b)의 전압(VP2), 부 스위칭 소자(2)의 게이트 임계값 전압(VGS)(th), 도 2의 저항(103)의 전류(IR1), 도 2의 트랜지스터(107)의 베이스 전류(IB1), 트랜지스터(107)의 콜렉터 전류(IC1), 및 저항(105)의 전류(IR2)이다. 제1 실시예에 따른 전력 변환 장치의 동작은 도 3을 참조하여 시각 t1 내지 t8로 나눠 설명한다.
상태 1: t1 내지 t2
주 스위칭 소자(1)가 오프하면, 주 스위칭 소자(1)의 드레인-소스 전압(VDS1)이 상승하는 동시에 부 스위칭 소자(2)의 드레인-소스 전압(VDS2)가 하강한다. 드레인-소스 전압(VDS1)의 상승에 따라 권선(6b)의 전압(VP2)도 상승한다.
상태 2: t2 내지 t3
권선(6b)의 전압(VP2)이 플러스로 시프트되면, 다이오드(104)가 도통하고, 전압(VP2)으로 다이오드(104), 저항(103), 저항(101)을 통해 부 스위칭 소자(2)의 게이트 입력 용량을 충전한다. 게이트 입력 용량은 권선(6b)의 전압에 대하여 게이트 입력 용량값과 저항(103)과 저항(101)의 직렬 저항값으로 결정되는 시정수에서 1차 지연으로 충전된다. 이 시정수로서는, 주 스위칭 소자(1)와 부 스위칭 소자(2)가 동일하게 온하여 어떠한 큰 쇼트 전류가 흐르지 않도록 설정된다.
상태 3: t3 내지 t4
부 스위칭 소자(2)의 드레인-소스 전압(VDS2)이 0에 달하면, 부 스위칭 소자(2)의 보디 다이오드가 도통하고, 그 드레인 전류(ID2)는 마이너스의 극성으로 흐른다.
상태 4: t4 내지 t5
부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압(VGS2)이 게이트 임계값 전압[VGS(th)]을 넘으면, 부 스위칭 소자(2)는 0 전압으로 턴 온 한다.
상태 5: t5 내지 t6
부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스 전압(VGS2)이 권선(6b)의 전압(VP2)과 동 등해지면, 게이트-소스 전압(VGS2)과 권선 전압(VP2)이 대략 동등해지도록, 트랜지스터(107)가 활성 영역에서 동작한다. 즉 권선 전압(VP2)이 게이트-소스 전압(VGS2)보다 클 때에는, 다이오드(104)가 도통하고, 트랜지스터(107)의 베이스·이미터간 전압이 거의 0이 되며, 트랜지스터(107)가 오프한다. 또한 권선 전압(VP2)이 게이트-소스 전압(VGS2)보다 작을 때에는, 다이오드(104)가 오프하고, 트랜지스터(107)의 베이스·이미터간 전압이 마이너스로 시프트되며, 트랜지스터(107)가 온한다.
상태 6: t6 내지 t7
부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스 전압(VGS2)이 게이트 임계값 전압[VGS(th)] 밑으로 떨어지면, 부 스위칭 소자(2)는 오프하고, 드레인-소스 전압(VDS2)은 상승하는 동시에 주 스위칭 소자(1)의 드레인-소스 전압(VDS1)은 하강한다. 드레인-소스 전압(VDS1)의 하강에 따라, 권선(6b)의 전압(VP2)은 급격히 하강한다. 그 결과, 권선 전압(VP2)과 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스 전압(VGS2)의 차 전압이 급격히 커진다. 이 급격한 전압 차로 인하여, 트랜지스터(107)의 베이스 전류(IB1)가 급격히 증가하고, 또한 트랜지스터(107)의 콜렉터 전류(IC1)도 증가하며, 부 스위칭 소자(2)의 게이트 입력 용량에 축적된 전하를 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스 전압(VGS2)이 0이 될 때까지 급격히 방전한다.
상태 7: t7 내지 t8
권선(6b)의 전압(VP2)이 마이너스로 시프트되면, 다이오드(106)가 도통하고, 저항(105)의 전류(IR2)는 전압(VP2)을 저항(105)의 저항값으로 나눈 값이 된다. 트 랜지스터(107)의 베이스·이미터간 전압은 거의 0이 되고, 트랜지스터(107)가 오프되어 있기 때문에, 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압(VGS2)은 0을 유지한다.
이 이후는 상태 1 내지 7의 반복이 된다.
권선(6b)의 전압(VP2)이 마이너스 기간에서는 상기와 같이 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압(VGS2)은 0이 되기 때문에, 게이트-소스 전압(VGS2)은 마이너스 게이트 내압을 넘지 않는다. 이 기간에 권선(6b)으로부터 공급되는 전류는 저항(105)의 저항값으로 제한된다. 저항(105)의 저항값은 트랜지스터(107)의 베이스에 수 밀리암페어의 전류를 흘릴 수 있는 수 킬로옴부터 수십 킬로옴까지 되기 때문에 발생 손실도 매우 적다. 그 결과, 제1 실시예에 따른 전력 변한 장치는 저손실이면서 고효율로 구성할 수 있다.
도 4는 도 1의 부 제어 회로(10)의 전형적인 예(10b)를 도시한다(이하, 부 제어 회로(10)의 전형적인 예(10b)를 "부 제어 회로(10b)"로서 단순히 칭한다).
도 4를 참조하여, 권선(6b)의 일단에 저항(108)과 다이오드(109)의 병렬 회로가 접속되고, 이 병렬 회로의 타단에 클램프 회로(200a)가 접속되어 있다. 클램프 회로(200a)의 타단이 저항(101)을 통해 부 스위칭 소자(2)의 게이트에 접속되어 있다.
클램프 회로(200a)는 소위 시리즈 레귤레이터의 구성과 동일하다. 클램프 회로(200a)에서, 권선(6b)의 전압이 제너 전압(Vz)과 트랜지스터(201)의 베이스·이미터간 전압(VBE)의 합을 넘으면 트랜지스터(201)가 활성 영역에서 동작하고, 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압은 (Vz+VBE)의 일정값이 되며, 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스 전압이 플러스측의 게이트 내압을 넘지 않도록, 제너 다이오드(203)의 제너 전압(Vz)을 선정한다.
권선(6b)의 전압이 (Vz+VBE)보다 작을 때는, 트랜지스터(201)는 포화 영역에서 동작하기 때문에 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압은 권선(6b)의 전압에 거의 동등해진다. 다이오드(202)는 트랜지스터(201)의 콜렉터·이미터간 전압이 역바이어스되는 것을 방지한다.
저항(108)은 저항(101)과 함께, 부 스위칭 소자(2)의 게이트 입력 용량의 충전 스피드를 조정한다. 다이오드(109)는 저항(101)과 함께, 부 스위칭 소자(2)의 게이트 입력 용량의 방전 스피드를 조정한다. 저항(102)은 도 2와 동일하기 때문에 설명은 생략한다.
이상과 같이, 권선(6b)에 부 스위칭 소자(2)의 게이트 내압을 넘는 플러스 전압이 발생한 경우라도, 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압은 (Vz+VBE)에 클램프된다. 이 경우, 권선(6b)으로부터 공급되는 전류는 저항(204)으로 제한되고, 저항(204)의 저항값은 트랜지스터(201)의 베이스에 수 밀리암페어의 전류를 공급할 수 있는 데 충분한 수 킬로옴부터 수십 킬로옴이기 때문에 발생 손실도 매우 적다. 그 결과, 제2 실시예에 따른 부 제어 회로는 저손실이면서 고효율로 구성할 수 있다.
도 5에 도 1의 부 제어 회로(10)의 다른 전형적인 예(10b)를 도시한다(이하,부 제어 회로(10)의 전형적인 예(10c)를 단순히 "부 제어 회로(10c)"라 칭한다).
도 5를 참조하여, 클램프 회로(200a)는 도 2의 저항(103)과 트랜지스터(107)의 이미터 간에 접속된다. 부 제어 회로(10c)는 권선(6b)의 전압이 마이너스일 때에는 도 2의 부 제어 회로(10a)와 동일한 동작을 한다. 부 제어 회로(10c)는 권선(6b)의 전압이 플러스일 때는 도 4의 부 제어 회로(10b)와 동일한 동작을 한다. 따라서, 부 제어 회로(10c)의 상세한 설명은 생략한다.
도 5의 회로에서는 권선(6b)의 전압이 어떠한 경우에도 부 스위칭 소자(2)의 게이트-소스간 전압이 게이트 내압을 넘지 않고, 또한 손실도 매우 적다.
따라서, 제3 실시예에 따른 부 제어 회로는 저손실이면서 고효율로 구성할 수 있다.
부 스위칭 소자의 제어 단자(게이트 단자)의 전압을 제어함으로써, 전체 DC 전원 전압 범위와 부 스위칭 소자의 동작에 상관없이, 본 발명에 따라 부 스위칭 소자에 인가되는 전압이 게이트 내압을 넘지 않을 뿐만 아니라, 부 스위칭 소자의 제어 단자 전압의 제어로 소비되는 전력이 적다. 따라서, 본 발명에 따른 전력 변환 장치는 저손실이면서 고효율을 도모하는 것이 가능해진다.

Claims (4)

  1. 전력 변환 장치에 있어서,
    DC 전원;
    상기 DC 전원의 플러스극과 마이너스극 사이에 순차 접속되고, 주 스위칭 소자와 부 스위칭 소자를 포함하는 직렬 회로;
    상기 DC 전원의 플러스극과, 상기 주 스위칭 소자 및 상기 부 스위칭 소자의 상호 접속점과의 사이에, 커패시터와 인덕터를 포함하는 직렬 회로를 통해 접속된 1차측 제1 권선과, 정류 평활 회로를 통해 부하에 접속되는 2차측 제2 권선을 포함하는 절연 변압기;
    상기 주 스위칭 소자를 온, 오프하는 주 제어 회로; 및
    상기 부 스위칭 소자를 온, 오프하는 부 제어 회로
    를 포함하고,
    상기 주 제어 회로 및 상기 부 제어 회로는 상기 주 스위칭 소자 및 상기 부 스위칭 소자를 교대로 온, 오프하여, 상기 제2 권선에 발생된 전압을 상기 정류 평활 회로를 통해 DC 전력으로 변환시켜 상기 부하에 공급하고,
    상기 절연 변압기는 상기 1차측에 제3 권선과 제4 권선을 더 포함하고,
    상기 주 제어 회로는 상기 제3 권선의 전압을 신호 전압으로서 상기 주 스위칭 소자를 온, 오프시켜, 상기 부하에 공급되는 상기 DC 전압을 일정값으로 조정하고, 상기 제3 권선에 발생된 전압을 정류 평활하여 획득된 전압을 제어 전원으로 하며,
    상기 부 제어 회로는 상기 제4 권선에 발생된 전압을 신호 전압으로서 상기 부 스위칭 소자를 온, 오프시키고, 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압을 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 부 제어 회로는, 제1 다이오드와 제1 저항을 포함하는 제1 직렬 회로와, 제2 다이오드와 제2 저항을 포함하는 제2 직렬 회로와, 제1 트랜지스터를 포함하고, 상기 부 제어 회로는 상기 제4 권선에 발생된 전압을 신호 전압으로서 상기 부 스위칭 소자를 온, 오프시키며, 상기 제1 트랜지스터는 상기 제1 직렬 회로와 상기 제2 직렬 회로에 발생된 상기 신호 전압들에 기초하여 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압을 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 부 제어 회로는 제2 트랜지스터를 포함하고, 상기 부 제어 회로는 상기 제4 권선에 발생된 전압을 신호 전압으로서 상기 부 스위칭 소자를 온, 오프시키며, 상기 제2 트랜지스터는 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압이 소정값을 초과하지 않도록 제어되는 것인 전력 변환 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 부 제어 회로는 제3 다이오드와 제3 저항을 포함하는 제3 직렬 회로와, 제4 다이오드와 제4 저항을 포함하는 제4 직렬 회로와, 제3 트랜지스터와, 제4 트랜지스터를 포함하고, 상기 부 제어 회로는 상기 제4 권선에 발생 된 전압을 신호 전압으로서 상기 부 스위칭 소자를 온, 오프시키며, 상기 제3 트랜지스터는 상기 제3 직렬 회로와 상기 제4 직렬 회로에 발생된 신호 전압들에 기초하여 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압을 제어하고, 상기 제4 트랜지스터는 상기 제3 직렬 회로와 상기 제4 직렬 회로에 발생된 상기 신호 전압들에 기초하여, 상기 부 스위칭 소자의 상기 제어 단자 전압이 소정값을 초과하지 않도록 제어되는 것인 전력 변환 장치.
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