DE102006038474A1

DE102006038474A1 - Stromrichter

Info

Publication number: DE102006038474A1
Application number: DE102006038474A
Authority: DE
Inventors: Yukihiro Yokosuka Nishikawa
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2005-09-01
Filing date: 2006-08-17
Publication date: 2007-03-15
Also published as: KR101069795B1; KR20070026016A; US7596003B2; JP2007068359A; CN100561841C; JP4830408B2; CN1925296A; US20070047267A1

Abstract

Die Steuerschaltung (10a) zum Steuern eines Neben-(high-side)-Schaltelementes (2) in einem eine Halbbrücken-Struktur aufweisenden Trenn-Stromrichter gemäß der Erfindung beinhaltet eine erste Reihenschaltung aus einem Widerstand (103) und einer Diode (104), eine zweite Reihenschaltung aus einem Widerstand (105) und einer Diode (106), und einen Transistor (107); sie schaltet das Nebenschaltelement (2) unter Verwendung der in einer Transformatorwicklung (6b) erzeugten Spannung als Signalspannung ein und aus; und schaltet den Transistor (107) mit den in der ersten und zweiten Reihenschaltung erzeugten Spannungen ein und aus, und zwar so, dass in allen Operationsmodi die Gate-Spannung des Nebenschaltelementes (2), dessen Gate-Durchbruchspannung nicht übersteigt. Der Trenn-Stromrichter gemäß der Erfindung erleichtert das Reduzieren seiner Umwandlungsverluste und erzielt einen hohen Umwandlungswirkungsgrad.

Description

Die Erfindung betrifft einen Stromrichter, wie beispielsweise ein Schaltnetzteil, das eine Gleichspannung ausgibt, die gegenüber einer Versorgungsgleichspannung isoliert (potentialgetrennt) ist.

6 ist ein Blockschaltdiagramm eines herkömmlichen Stromwandlers. Der herkömmliche Stromwandler weist eine ähnliche Schaltungskonfiguration wie das Schaltnetzteil auf, das in [1], US 6,917,528 (JP 2004-153948), offenbart ist. In der in 6 dargestellten Schaltung werden ein Hauptschaltelement 1 und ein Nebenschaltelement 2 wiederholt abwechselnd ein- und ausgeschaltet derart, dass die Erregerenergie bei einschaltendem Hauptschaltelement 1 ('EIN') in einem Transformator 6 gespeichert wird, und bei ausschaltendem Hauptschaltelement 1 ('AUS') als Gleichstrom einer Last zugeführt wird.

Nachfolgend werden die Operationen der in 6 dargestellten Schaltung mit Bezug auf 7 beschrieben. 7 ist zeigt Signalverläufe, welche die Operationen der in 6 dargestellten Schaltung beschreiben. In den folgenden Beschreibungen sind das Haupt- und das Nebenschaltelement MOSFETs (Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren).

Nachfolgend Bezug nehmend auf 7 werden die Spannung zwischen Gate und Source (nachfolgend als "Gate-Source-Spannung" bezeichnet) VGS1, die Spannung zwischen Drain und Source (nachfolgend als "Drain-Source-Spannung" bezeichnet) VDS1 und der Drain-Strom ID1 des in 6 dargestellten Hauptschaltelementes 1 beschrieben. 7 zeigt auch die Gate-Source-Spannung VGS2, die Drain-Source-Spannung VDS2 und der Drain-Strom ID2 des in 6 dargestellten Nebenschaltelementes 2. Der Strom IDr einer Diode 8 in 6 ist in 7 ebenfalls dargestellt. Wie in 7 dargestellt, können die Operationen der in 6 dargestellten Schaltung vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t6 in mehrere Zeitabschnitte unterteilt werden.

Zustand 1: t1 bis t2

Wenn die Gate-Source-Spannung VGS1 des Hauptschaltelementes 1 eine Gate-Schwellenspannung VGS(th) (nach oben) in dem Zustand überschreitet, bei dem die Gate-Eingangskapazität des Hauptschaltelementes 1 über einen Widerstand 18 durch die in der dritten Wicklung 6f des Transformators 6 erzeugten Spannung aufgeladen ist und die Body-Diode im Hauptschaltelement 1 elektrisch leitend ist, derart, dass die Drain-Source-Spannung VDS1 Null ist, führt das Hauptschaltelement 1 ein Nullspannungseinschalten in dem Zustand durch, bei dem ein Strom durch seine Body-Diode fließt. Der Drain-Strom ID1 des Hauptschaltelementes 1 ist gleich groß wie der Erregerstrom des Transformators 6 und steigt linear an. Da die Gate-Source-Spannung VGS2 des Nebenschaltelementes 2 bedingt durch die in der vierten Wicklung 6b des Transformators 6 erzeugte Spannung negativ ist, ist das Nebenschaltelement 2 AUS.

Zustand 2: t2 bis t3

Wenn die Spannung, die durch den Drain-Strom ID1 des Hauptschaltelementes 1 über einem Widerstand 17 erzeugt wird, die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter eines Transistors 21 überschreitet, schaltet der Transistor 21 EIN. Da die Gate-Eingangskapazität des Hauptschaltelements 1 entladen wird, schaltet das Hauptschaltelement 1 AUS, die Drain-Source-Spannung VDS1 des Hauptschaltelementes 1 steigt an und die Drain-Source-Spannung VDS2 des Nebenschaltelemente 2 sinkt.

Zustand 3: t3 bis t4

Die Diode 8 wird elektrisch leitend, und die im Transformator 6 gespeicherte Erregerenergie wird zu dessen Sekundärseite hin abgegeben. Anschließend steigt die Spannung über der vierten Wicklung 6b des Transformators an und wechselt von negativ nach positiv.

Zustand 4: t4 bis t40

Wenn die Spannung über der Transformatorwicklung 6b die Gate-Schwellenspannung VGS(th) des Nebenschaltelementes 2 übersteigt, führt das Nebenschaltelement 2 ein Nullspannungseinschalten in dem Zustand durch, bei dem ein Strom durch seine Body-Diode fließt.

Zustand 5: t40 bis t5

Wenn die gesamte im Transformator 6 gespeicherte Erregerenergie abgegeben ist, sperrt die Diode 8, und die Spannung über der vierten Wicklung 6b des Transformators beginnt zu sinken.

Zustand 6: t5 bis t6

Wenn die Spannung über der vierten Wicklung 6b des Transformators die Gate-Schwellenspannung VGS(th) des Nebenschaltelementes 2 unterschreitet, schaltet das Nebenschaltelement 2 AUS. Die Drain-Source-Spannung VDS2 des Nebenschaltelementes 2 steigt an und die Drain-Source-Spannung VDS1 des Hauptschaltelementes 1 sinkt.

Zustand 7: ab t6

Die Drain-Source-Spannung VDS1 des Hauptschaltelementes 1 ist auf Null gesetzt und die Drain-Source-Spannung VDS2 des Nebenschaltelementes 2 ist auf die Spannung einer Gleichstromversorgung 3 gesetzt.

Für die anschließenden Operationen erfolgt eine Rückkehr auf die Operationen von Zustand 1, und es erfolgt eine Wiederholung der selbsterregten Schwingungen unter Wiederholung der Zustände 1 bis 6.

Da die Haupt- und Nebenschaltelemente in der in 6 dargestellten Schaltung ein Nullspannungseinschalten durchführen, werden keine Einschaltverluste verursacht. Da die magnetische Energie, die in der Streuinduktivität des Transformators und der einer Drossel 5 gespeichert ist, zur Gleichstromversorgung oder zur Sekundärseite des Transformators rückgespeist wird, wird ein Stromrichter erhalten, der geringe Verluste verursacht und einen hohen Umwandlungswirkungsgrad aufweist.

Zwar ist für das Nebenschaltelement in 6 keine Steuerschaltung vorgesehen, jedoch wird ein Stromrichter, der eine Steuerschaltung beinhaltet, die einen Transistor und eine Verzögerungsschaltung beinhaltet, und die zum Steuern des Nebenschaltelementes dient, in [2], US 6,469,913 (JP 2002-112544 A) beschrieben.

Es ist erforderlich, die Schaltung, die ein Nebenschaltelement mit der Hilfswicklung (vierte Wicklung 6b) eines Transformators wie zuvor beschrieben ansteuert, so auszulegen, dass die Spannung, die zwischen Gate und Source des Nebenschaltelementes anliegt, die Durchbruchspannung des Gate nicht überschreitet. Wenn das Nebenschaltelement ein MOSFET ist, liegt die Durchbruchspannung des Gate für gewöhnlich bei ca. ±30 V.

Unmittelbar nachdem das Hauptschaltelement 1 mit dem Umschalten durch die Gleichstromversorgung 3 beginnt, ist die Spannung über einem Kondensator 4 null. Daher ist der Maximalwert VGSmax der Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 durch die folgende Formel (1) gegeben: VGSmax = (Spannung der Gleichstromversorgung 3) × (Anzahl der Windungen der vierten Wicklung 6b) ÷ (Anzahl der Windungen der Primärwicklung 6a) (1)

In Abhängigkeit vom EIN-Tastverhältnis des Hauptschaltelementes 1 kann die durch die Formel (1) beschriebene Spannung zwischen Gate- und Source des Nebenschaltelementes 2 anliegen.

Beispielsweise entsteht, wenn die Gleichstromversorgung 3 durch Gleichrichten der Spannung eines öffentlichen Wechselstromnetzes realisiert wird, eine von Land zu Land unterschiedliche Spannung, da die Netzspannungen verschieden sind. Daher wird, wenn man ein Schaltnetzteil erzielen möchte, das sich in allen Ländern verwenden lässt, der Bereich der über der Gleichstromversorgung 3 anliegenden Spannung unvermeidlich groß. Wie die zuvor angegebene Formel (1) klar zeigt, ist es sehr schwierig, eine solche Auslegung vorzunehmen, dass die maximale Gate-Source-Spannung VGSmax über den gesamten Spannungsbereich der Gleichstromversorgung 3 niemals die Gate-Durchbruchspannung überschreitet.

Um das zuvor beschriebene Problem zu umgehen, kann eine Zener-Diode zwischen Gate- und Source des Nebenschaltelementes 2 geschaltet werden, um die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 auf die Zener-Spannung zu begrenzen, und ein Zener-Strom kann über einen Widerstand 16 fließen, der mit dem Gate-Anschluss des Nebenschaltelementes 2 verbunden ist, wenn die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 begrenzt wird. Da jedoch das Nebenschaltelement 2 bei größerem Widerstandswert des Widerstandes 16 größere Schaltverluste bedingt, ist der Widerstandswert des Widerstandes 16 für gewöhnlich auf einige 10 bis einige 100 Ω festgelegt. Daher ergibt sich ein hoher Zener-Strom, wenn die Gate-Source-Spannung durch die Zener-Diode begrenzt wird, was wiederum einen niedrigen Umwandlungswirkungsgrad nach sich zieht.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Stromwandler bereitzustellen, der es erleichtert, die Steueranschlussspannung (Gate-Spannung) eines Nebenschaltelementes so zu steuern, dass diese niedriger ist als die Gate-Durchbruchspannung, und zwar in einem weiten Eingangsgleichspannungsbereich oder in verschiedenen Operationsmodi, wodurch dessen Verluste verringert werden und ein hoher Umwandlungswirkungsgrad erzielt wird.

Die zuvor beschriebene Aufgabe kann mit einem Stromrichter gemäß Patentanspruch 1 gelöst werden. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Durch Steuern der Steueranschlussspannung (Gate-Anschlussspannung) des Nebenschaltelementes überschreitet die am Nebenschaltelement anliegende Spannung niemals die Gate-Durchbruchspannung von diesem, und zwar gemäß der Erfindung ungeachtet des Versorgungsgleichspannungsgesamtbereiches sowie der Operationen des Nebenschaltelementes, und die elektrische Leistung, die durch das Steuern der Steueranschlussspannung des Nebenschaltelementes verbraucht wird, ist gering. Daher erleichtert der Stromrichter gemäß der Erfindung das Reduzieren der in diesem auftretenden Verluste und weist einen hohen Umwandlungswirkungsgrad auf.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert; es sind:
1 ein Blockschaltdiagramm eines Stromrichters gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
2 ein typisches Beispiel der Nebensteuerschaltung in 1;
3 Signalverläufe, die die Operationen des Stromwandlers gemäß der in 1 dargestellten ersten Ausführungsform beschreiben;
4 ein weiteres typisches Beispiel der Nebensteuerschaltung in 1;
5 noch ein weiteres typisches Beispiel der Nebensteuerschaltung in 1;
6 ein Blockschaltdiagramm eines herkömmlichen Stromrichters;
7 Signalverläufe, die die Operationen des in 6 gezeigten herkömmlichen Stromrichters beschreiben.
1 ist ein Blockschaltdiagramm eines Stromrichters gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Der in 1 dargestellte Stromrichter ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Nebensteuerschaltung 10, eine Hauptsteuerschaltung 13, eine Spannungsregelschaltung 14 und eine Anlaufschaltung 15 zu dem in 6 dargestellten herkömmlichen Stromrichter hinzugefügt sind. Daher werden Bauelemente, welche den in 6 dargestellten Bauelementen entsprechen, nicht erneut beschrieben, sondern es werden nachfolgend hauptsächlich die Bauelemente beschrieben, die sich von den in 6 dargestellten Bauelementen unterscheiden.
Die Anlaufschaltung 15 lädt zu Anfang einen Kondensator 12 auf, der einer Hauptsteuerschaltung 13 einen Versorgungssteuerstrom zuführt. Die Anlaufschaltung 15 ist aus Widerständen oder einer Umschaltschaltung aufgebaut.
Wenn der Kondensator 12 aufgeladen ist, derart, dass seine Spannung groß genug ist, dass die Hauptsteuerschaltung 13 zum Arbeiten veranlasst wird, führt die Hauptsteuerschaltung 13 dem Hauptschaltelement 1 einen Anlaufimpuls zu, um das Hauptschaltelement 1 zu veranlassen, mit dem Ein- und Ausschalten zu beginnen. Nachdem das Anlaufen des Hauptschaltelementes 1 erfolgt ist, erfolgt durch die Hauptsteuerschaltung 13 das Einschalten des Hauptschaltelementes 1 zu dem Zeitpunkt, zu dem die in der dritten Wicklung 6c des Transformators 6 erzeugte Spannung von negativ nach positiv wechselt. Die Hauptsteuerschaltung 13 bewirkt das Ausschalten des Hauptschaltelementes 1 basierend auf dem von der Spannungsregelschaltung 14 ausgegebenen Rückführsignal, so dass die Spannung, die einer Last zugeführt wird, die mit beiden Enden eines sekundärseitigen Kondensators 7 verbunden ist, konstant wird. Alternativ erfolgt durch die Hauptsteuerschaltung 13 ein Ausschalten des Hauptschaltelementes 1 zu dem Zeitpunkt, der durch die in der Hauptsteuerschaltung 13 festgelegte maximale Anschalt-Impulsbreite bestimmt ist, oder zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung der dritten Wicklung 6c von positiv nach negativ wechselt. Dabei ist die Polarität der Spannung in jeder Wicklung des Transformators 6 so definiert, dass die Spannung, die in Richtung zu dem den Anfangspunkt der Wicklungswindungen markierenden Punkt hin erzeugt wird, positiv ist. Die Spannung, die durch Gleichrichten und Glätten der in der dritten Wicklung 6c erzeugten Spannung mit einer Diode 11 und einem Kondensator 12 erzielt wird, wird der Hauptsteuerschaltung 13 als Speisespannung zugeführt.
Wenn das Hauptschaltelement 1 abschaltet, wechselt die Spannung der Wicklung 6b von negativ nach positiv. Die Nebensteuerschaltung 10 bewirkt ein Ein- und Ausschalten des Nebenschaltelementes 2, und zwar unter Verwendung der Spannung der Wicklung 6b als Signal, um die Haupt- und Nebenschaltelemente 1 und 2 abwechselnd ein- und auszuschalten. Demzufolge werden positive und negative Spannungen abwechselnd in jeder Wicklung des Transformators 6 erzeugt. Es erfolgt mit den Dioden 8, 9 und dem Kondensator 7 ein Vollwellen-Gleichrichten der Spannung der Sekundärwicklung, die eine Mittelabgriffstruktur aufweist, und die vollwellen-gleichgerichtete Spannung wird einer Last zugeführt. Alternativ kann ein Halbwellen-Gleichrichten der Spannung der Sekundärwicklung durchgeführt werden, um die Versorgungsspannung für die Last zu erzielen. Die Streuinduktivität des Transformators 6 kann als Ersatz für die Drossel 5 verwendet werden, wie das bei dem Beispiel von 1 (Drossel 5 weggelassen) im Vergleich zu 6 der Fall ist.
2 zeigt ein typisches Beispiel 10a der Nebensteuerschaltung 10 in 1. (Nachfolgend wird das typische Beispiel 10a der Nebensteuerschaltung 10 einfach als "Nebensteuerschaltung 10a" bezeichnet).
In der in 2 dargestellten Nebensteuerschaltung 90a ist die Reihenschaltung aus einer Diode 104 und einem Widerstand 103 mit dem Gate des Nebenschaltelementes 2 über einen Widerstand 101 verbunden. Der Emitter eines Transistors 107 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 101 und 103 verbunden und der Kollektor des Transistors 107 ist mit der Wicklung 6b verbunden. Die Reihenschaltung aus Diode 104 und Widerstand 103 stellt die Ladegeschwindigkeit der Gate(Steueranschluss)-Eingangskapazität des Nebenschaltelementes 2 ein und steuert das Ein- und Ausschalten des Transistors 107.
Die Reihenschaltung aus einer Diode 106 und einem Widerstand 105 ist parallel zur Wicklung 6b geschaltet und der Verbindungspunkt der Diode 106 und des Widerstands 105 ist mit der Basis des Transistors 107 verbunden. Diese Schaltungskonfiguration erleichtert es, die Ladegeschwindigkeit der Gate-Eingangskapazität des Nebenschaltelementes 2 anzupassen und den Transistor 107 so zu steuern, dass die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 nicht negativ wird. Ein Widerstand 102 ist ein Entladewiderstand, der zwischen die Wicklung 6b und den Verbindungspunkt der Widerstände 101 und 103 geschaltet ist, um zu verhindern, dass ein irrtümliches Einschalten des Nebenschaltelementes 2 bedingt durch die instabile Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2, die verursacht wird, wenn keine Spannung in der Wicklung 6b erzeugt wird, erfolgt. Alternativ kann der Widerstand 102 parallel zwischen Gate und Source des Nebenschaltelementes 2 geschaltet sein. Und weiter kann alternativ der Widerstand 102 weggelassen werden, wenn der Widerstandswert des Widerstands 105 gering ist.
Nachfolgend werden die Operationen des in 1 dargestellten Stromrichters mit Bezug auf 3 beschrieben.
In 3 werden die Drain-Source-Spannung VDS1 des Hauptschaltelementes 1 in 1, die Drain-Source-Spannung VDS2, der Drain-Strom ID2, die Gate-Source-Spannung VGS2 und der Gate-Strom IG2 des Nebenschaltelementes 2 in 1 beschrieben. Ebenfalls werden in 3 die Spannung VP2 der Wicklung 6b, die Gate-Schwellenspannung VGS(th) des Nebenschaltelementes 2, der Strom IR1 des Widerstands 103 in 2, der Basis-Strom IB1 des Transistors 107 in 2, der Kollektor-Strom IC1 des Transistors 107 und der Strom IR2 des Widerstands 105 beschrieben. Die Operationen des Stromrichters gemäß der ersten Ausführungsform werden nachfolgend mit Bezug auf 3 separat ab dem Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t8 beschrieben.
Zustand 1: t1 bis t2
Wenn ein Ausschalten des Hauptschaltelementes 1 erfolgt, steigt die Drain-Source-Spannung VDS1 des Hauptschaltelementes 2 an und die Drain-Source-Spannung VDS2 des Nebenschaltelementes 2 sinkt. In Zusammenhang mit dem Anstieg der Drain-Source-Spannung VDS1 steigt ebenfalls die Spannung VP2 der Wicklung 6b.
Zustand 2: t2 bis t3
Beim Übergang der Spannung VP2 der Wicklung 6b ins Positive wird die Diode 104 elektrisch leitend und die Gate-Eingangskapazität des Nebenschaltelementes 2 wird mit der Spannung VP2 über die Diode 104, den Widerstand 103 und den Widerstand 101 aufgeladen. Die Gate-Eingangskapazität wird mit einer primären Verzögerung bezüglich der Spannung der Wicklung 6b mit der Zeitkonstante aufgeladen, die durch den Gate-Eingangskapazitätswert und den Reihenwiderstandswert der Widerstände 103 und 101 bestimmt ist. Die Zeitkonstante ist so festgelegt, dass kein großer Kurzschlussstrom durch das gleichzeitige Einschalten von Haupt- und Nebenschaltelementen 1 und 2 verursacht werden kann.
Zustand 3: t3 bis t4
Wenn die Drain-Source-Spannung VDS2 des Nebenschaltelementes 2 Null erreicht, wird die Body-Diode es Nebenschaltelementes 2 elektrisch leitend und der Drain-Strom ID2 von diesem fließt mit negativer Polarität.
Zustand 4: t4 bis t5
Wenn die Gate-Source-Spannung VGS2 des Nebenschaltelementes 2 die Gate-Schwellenspannung VGS(th) überschreitet, erfolgt ein Einschalten des Nebenschaltelementes 2 bei Nullspannung.
Zustand 5: t5 bis t6
Wenn die Gate-Source-Spannung VGS2 des Nebenschaltelementes 2 so groß wird wie die Spannung VP2 der Wicklung 6b, arbeitet der Transistor 107 im aktiven Bereich, so dass die Gate-Source-Spannung VGS2 und die Wicklungsspannung VP2 fast gleich groß sein können. Detailliert wird, wenn die Wicklungsspannung VP2 größer ist als die Gate-Source-Spannung VGS2, die Diode 104 elektrisch leitend, und die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 107 wird fast Null, wodurch ein Ausschalten des Transistors 107 erfolgt. Wenn die Wicklungsspannung VP2 niedriger ist als die Gate-Source-Spannung VGS2, schaltet die Diode 104 ab und die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 107 wechselt zum Negativen hin, wodurch ein Einschalten des Transistors 107 erfolgt.
Zustand 6: t6 bis t7
Wenn die Gate-Source-Spannung VGS2 des Nebenschaltelementes 2 die Gate-Schwellenspannung VGS(th) unterschreitet, erfolgt ein Ausschalten des Nebenschaltelementes 2, die Drain-Source-Spannung VDS2 des Nebenschaltelementes 2 steigt an und die Drain-Source-Spannung VDS1 des Hauptschaltelementes 1 sinkt. Im Zusammenhang mit dem Absinken der Drain-Source-Spannung VDS1 erfolgt ein rasches Absinken der Spannung VP2 der Wicklung 6b. Demzufolge wird die Differenz zwischen der Wicklungsspannung VP2 und der Gate-Source-Spannung VGS2 des Nebenschaltelementes 2 rasch groß. Bedingt durch das rasche Vergrößern der Spannungsdifferenz steigt der Basisstrom IB1 des Transistors 107 rasch an, wodurch die elektrische Ladung, die in der Gate-Eingangskapazität des Nebenschaltelementes 2 gespeichert ist, rasch entladen wird, bis die Gate-Source-Spannung VGS2 des Nebenschaltelementes 2 Null wird.
Zustand 7: t7 bis t8
Wenn die Spannung VP2 der Wicklung 6b zum Negativen hin wechselt, wird die Diode 106 elektrisch leitend und der Strom IR2 des Widerstands 105 wird so groß wie der Wert, der durch das Teilen der Spannung VP2 durch den Widerstandswert des Widerstands 105 erzielt wird. Da die Spannung zwischen Basis und Emitter des Transistors 107 fast Null ist und der Transistor 107 ausgeschaltet ist, wird die Gate-Source-Spannung VGS2 des Nebenschaltelementes 2 auf Null gehalten.
Anschließend erfolgt ein Wiederholen der Zustände t1 bis t7.
Da die Gate-Source-Spannung VGS2 des Nebenschaltelementes 2 Null ist, wie zuvor beschrieben wurde, während die Spannung VP2 der Wicklung 6b negativ ist, überschreitet die Gate-Source-Spannung VGS2 niemals die negative Gate-Durchbruchspannung. Der Strom, der von der Wicklung 6b in diesem Zeitraum zugeführt wird, ist durch den Widerstandswert des Widerstands 105 begrenzt. Da der Widerstandswert des Widerstands 105 vorzugsweise zwischen einigen kΩ bis einigen 10 kΩ liegt, was niedrig genug ist, dass ein Strom von einigen mA zur Basis des Transistors 107 fließt, sind die verursachten Verluste gering. Demzufolge verursacht der Stromrichter gemäß der ersten Ausführungsform geringe Verluste und weist einen hohen Umwandlungswirkungsgrad auf.
4 zeigt ein weiteres typisches Beispiel 10b der Nebensteuerschaltung 10 in 1. (Nachfolgend wird das typische Beispiel 10b der Nebensteuerschaltung 10 einfach als "Nebensteuerschaltung 10b" bezeichnet).
Nachfolgend Bezug nehmend auf 4 ist die Parallelschaltung eines Widerstands 108 und einer Diode 109 mit dem einen Ende der Wicklung 6b verbunden, und eine Klemm-Schaltung 200a ist mit dem anderen Ende der Parallelschaltung verbunden. Das andere Ende der Klemm-Schaltung 200a ist mit dem Gate des Nebenschaltelementes 2 über den Widerstand 101 verbunden.
Die Klemm-Schaltung 200a hat eine ähnliche Konfiguration wie der sogenannte Reihenregler. In der Klemm-Schaltung 200a ist die Zener-Spannung Vz einer Zener-Diode 203 so gewählt, dass die Spannung der Wicklung 6b die Summe aus der Zener-Spannung Vz und der Spannung VBE zwischen Basis und Emitter eines Transistors 201 überschreitet, der Transistor 201 kann in seinem aktiven Bereich arbeiten, die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 kann konstant (Vz + VBE) sein, und die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 kann dessen Gate-Durchbruchspannung auf der positiven Seite nicht überschreiten.
Da der Transistor 201 im Sättigungsgebiet arbeitet, bei dem die Spannung der Wicklung 6b niedriger ist als (Vz + VBE), ist die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 fast gleich groß wie die Spannung der Wicklung 6b. Eine Diode 202 verhindert, dass eine umgekehrte Vorspannung zwischen Kollektor und Emitter der Transistors 201 angelegt wird.
Gemeinsam mit dem Widerstand 101 erfolgt durch den Widerstand 108 die Einstellung der Ladegeschwindigkeit der Gate-Eingangskapazität des Nebenschaltelementes 2. Gemeinsam mit dem Widerstand 101 erfolgt durch die Diode 109 eine Anpassung der Entladegeschwindigkeit der Gate-Eingangskapazität des Nebenschaltelementes 2. Da der Widerstand 102 in gleicher Weise wie in 2 arbeitet, entfällt hier eine Wiederholung der Beschreibung.
Wie zuvor beschrieben, wird, sogar wenn eine positive Spannung, die oberhalb der Gate-Durchbruchspannung des Nebenschaltelementes 2 liegt, in der Wicklung 6b erzeugt wird, die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 bei (Vz + VBE) gekappt. In diesem Fall sind, da der von der Wicklung 6b zugeführte Strom durch einen Widerstand 204 begrenzt ist und da der Widerstandswert des Widerstands 204 zwischen einigen kΩ bis einigen Zehn kΩ beträgt, was niedrig genug ist, um einen Strom von ca. einigen mA der Basis des Transistors 201 zuzuführen, die verursachten Verluste gering. Demzufolge verursacht die Nebensteuerschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform geringe Verluste und weist einen hohen Umwandlungswirkungsgrad auf.
5 zeigt noch ein weiteres typisches Beispiel 10c der Nebensteuerschaltung 10 in 1. (Nachfolgend wird das typische Beispiel 10c der Nebensteuerschaltung 10 einfach als "Nebensteuerschaltung 10c" bezeichnet).
Nachfolgend Bezug nehmend auf 5 ist die Klemm-Schaltung 200a zwischen den Widerstand 103 und den Emitter des Transistors 107 von 2 geschaltet. Die Nebensteuerschaltung 10c arbeitet in gleicher Weise wie die Nebensteuerschaltung 10a in 2, wenn die Spannung der Wicklung 6b negativ ist. Die Nebensteuerschaltung 10c arbeitet in gleicher Weise wie die Nebensteuerschaltung 10b in 4, wenn die Spannung der Wicklung 6b positiv ist. Daher entfällt hier eine detaillierte Beschreibung der Nebensteuerschaltung 10c.
In der in 5 dargestellten Schaltung überschreitet die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 2 niemals dessen Gate-Durchbruchspannung, ungeachtet der Spannung der Wicklung 6b, und die dadurch bedingten Verluste sind gering.
Demzufolge verursacht die Nebensteuerschaltung gemäß der dritten Ausführungsform geringe Verluste und weist einen hohen Umwandlungswirkungsgrad auf.

Claims

Stromrichter aufweisend: eine Gleichstromversorgung (3); eine Reihenschaltung, die ein Hauptschaltelement (1) und ein Nebenschaltelement (2) aufweist und zwischen den positiven und den negativen Anschluss der Gleichstromversorgung (3) geschaltet ist; einen Trenntransformator (6), der eine erste Wicklung (6a) auf seiner Primärseite und eine zweite Wicklung (6d) auf seiner Sekundärseite aufweist, wobei die erste Wicklung (6a) zwischen den positiven Anschluss der Gleichstromversorgung und den Verbindungspunkt zwischen Hauptschaltelement (1) und Nebenschaltelement (2) geschaltet ist, und zwar über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator (4) und einer Induktivität (5), und wobei die zweite Wicklung (6d) über eine Gleichricht- und Glättungsschaltung (7, 9) mit einer Last verbunden ist; eine Hauptsteuerschaltung (13), welche das Hauptschaltelement (1) ein- und ausschaltet; und eine Nebensteuerschaltung (10; 10a; 10b; 10c), welche das Nebenschaltelement (2) ein- und ausschaltet; wobei die Haupt- und die Nebensteuerschaltung (13, 10; 10a; 10b; 10c) das Haupt- und das Nebenschaltelement (1, 2) abwechselnd ein- und ausschalten, wodurch die in der zweiten Wicklung (6d) erzeugte Spannung mittels der Gleichricht- und Glättungsschaltung (7, 9) in eine Gleichspannung umgewandelt wird, mit der die Last gespeist wird; der Trenntransformator (6) weiter eine dritte Wicklung (6c) und eine vierte Wicklung (6b) auf seiner Primärseite beinhaltet; die Hauptsteuerschaltung (13) das Hauptschaltelement (1) unter Verwendung der Spannung der dritten Wicklung (6c) als Signalspannung ein- und ausschaltet, wodurch die die Last speisende Gleichspannung auf einen bestimmten Wert gesteuert wird; die Hauptsteuerschaltung (13) die Spannung, die durch Gleichrichten und Glätten der in der dritten Wicklung (6c) erzeugten Spannung erzielt wird, als Speisespannung verwendet; die Nebensteuerschaltung (10; 10a; 10b; 10c) das Nebenschaltelement (2) unter Verwendung der in der vierten Wicklung (6b) erzeugten Spannung als Signalspannung ein- und ausschaltet, und die Nebensteuerschaltung (10; 10a; 10b; 10c) die Steueranschlussspannung des Nebenschaltelementes (2) steuert.
Stromrichter nach Anspruch 1, bei dem die Nebensteuerschaltung (10a) eine erste Reihenschaltung, die eine erste Diode (104) und einen ersten Widerstand (103) beinhaltet, eine zweite Reihenschaltung, die eine zweite Diode (106) und einen zweiten Widerstand (105) beinhaltet, und einen ersten Transistor (107) aufweist; und der erste Transistor (107) die Steueranschlussspannung des Nebenschaltelementes (2) basierend auf den in der ersten und der zweiten Reihenschaltung erzeugten Signalspannungen steuert.
Stromrichter nach Anspruch 1, bei dem die Nebensteuerschaltung (10c) einen zweiten Transistor (201) aufweist; und der zweite Transistor (201) so gesteuert wird, dass verhindert wird, dass die Steueranschlussspannung des Nebenschaltelementes (2) einen vorbestimmten Wert überschreitet.
Stromrichter nach Anspruch 1, bei dem die Nebensteuerschaltung eine dritte Reihenschaltung, die eine dritte Diode und einen dritten Widerstand beinhaltet, eine vierte Reihenschaltung, die eine vierte Diode und einen vierte Widerstand beinhaltet, sowie einen dritten Transistor und einen vierten Transistor aufweist; der dritte Transistor die Steueranschlussspannung des Nebenschaltelementes (2) basierend auf den in der dritten und der vierten Reihenschaltung erzeugten Signalspannungen steuert; und der vierte Transistor basierend auf den in der dritten und der vierten Reihenschaltung erzeugten Signalspannungen so gesteuert wird, dass verhindert wird, dass die Steueranschlussspannung des Nebenschaltelementes (2) einen vorbestimmten Wert überschreitet.