JP4238871B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、入力電源からの供給電力を断続すると共にインダクタにより電力変換を行って所定の直流電圧を出力するスイッチング電源装置に関するものである。
一般にスイッチング電源装置の性能指標の１つとして高調波特性と力率特性がある。高調波特性はスイッチング電源装置からその入力電源ラインへ流れる高調波電流の抑制機能であり、他の機器へ悪影響を与えないように高調波電流の上限が規定されている。また、力率特性はスイッチング電源装置から入力を見た力率であり、電力系統の低損失化のためには高力率である程好ましい。
そこで、従来は特許文献１〜３に開示されているような構造のスイッチング電源装置が考案されている。
特許文献１のスイッチング電源装置の構成例を図１３に示す。図１３において、第１のスイッチ回路Ｓ１は第１のスイッチ素子Ｑ１，第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列回路で構成していて、第２のスイッチ回路Ｓ２は第２のスイッチ素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣ２の並列回路で構成している。
Ｔはトランスであり、その１次巻線Ｔ１とインダクタＬとの直列回路に第１のスイッチ回路Ｓ１と入力電源Ｅを直列に接続するとともに、第２のスイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとの直列回路を１次巻線Ｔ１とインダクタＬとの直列回路に対して並列に接続している。トランスＴの２次巻線Ｔ２には整流ダイオードＤｓと平滑コンデンサＣｏからなる整流平滑回路を設けている。２次側の整流ダイオードＤｓには並列にキャパシタＣｓを接続している。検出回路１４は負荷に供給される出力電圧Ｖｏおよび必要に応じて出力電流Ｉｏを検出する。制御回路１１はバイアス巻線Ｔ３の発生電圧を入力して、スイッチ素子Ｑ１に対して正帰還をかけることによって自励発振させる。制御回路１２はバイアス巻線Ｔ４の発生電圧を入力して、スイッチ素子Ｑ２のオフタイミングを制御することによりＱ２のオン期間を制御する。
特許文献２のスイッチング電源装置の構成例を図１４に示す。図１４において、交流電源２から供給される交流電圧を整流器４で整流し、平滑コンデンサ６で平滑することによって得られる整流電圧Ｖｉｎを、第１の電力変換部８および第２の電力変換部１０へ供給するようにしている。スイッチングトランジスタＱｓがオンになると、整流電圧ＶｉｎがチョークコイルＣＨとダイオードＤｂおよび高周波トランスＴの１次巻線Ｌ１に加わり、チョークコイルＣＨにエネルギーが蓄積される。スイッチングトランジスタＱｓがオフすると、チョークコイルＣＨのエネルギーによりダイオードＤｃ、１次巻線Ｌ１、およびコンデンサＣ１を通って電流が流れる。このスイッチングトランジスタＱｓのオンオフ動作を繰り返すことによって、トランスＴの２次巻線Ｌ２に誘起した電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣｏで平滑化して直流電圧Ｖｏを出力する。パルス幅制御回路１６は出力電圧Ｖｏの変動に応じてスイッチングトランジスタＱｓの通電時間制御を行ってＶｏを安定化させる。
特許文献３のスイッチング電源装置の構成例を図１５に示す。図１５において、全波整流回路２は入力端子１−１′から交流入力電圧を入力して整流電圧Ｅｉを出力する。第１のコンデンサ３はインダクタ２０の電流を第２のスイッチング素子６と第２のコンデンサ７を介して平滑し、直流電圧Ｅ３を供給する。第１のスイッチング素子４は前記整流電圧Ｅｉをインダクタ２０を介して、さらに第１のコンデンサ７の直流電圧Ｅ３をトランス５の１次巻線５１を介して、高周波スイッチングにより交流電圧に変換する。第２のスイッチング素子６と第１のスイッチング素子４は制御回路１１により交互にオンオフされる。第２のコンデンサ７は第２のスイッチング素子６のオン期間にトランス５に蓄積された励磁エネルギーの一部とインダクタ２０の電流を吸収し放出する。ダイオード８とコンデンサ９は整流平滑回路を構成し、２次巻線５２に発生する高周波交流電圧のフライバック電圧を整流平滑し、直流出力電圧Ｅｏを出力端子１０−１０′へ出力する。制御駆動回路１１は直流出力電圧Ｅｏを検出して第１のスイッチング素子４および第２のスイッチング素子６のオンオフ比を制御する。
特開平１１−１８７６６４号公報 特開平４−２１３５８号公報 特開平７−７５３３４号公報
ところが、特許文献１では、電圧クランプ回路により、ゼロ電圧スイッチング動作（以下ＺＶＳ動作という。）が行われ、高効率化を図ることができるが、高調波電流抑制機能はない。
特許文献２では、高調波電流抑制機能を有するが、ＺＶＳ動作を行わないためスイッチング損失が大きく回路効率が悪い。
特許文献３では、電圧クランプ回路により、ＺＶＳ動作が行われ、高調波電流抑制機能も有するが、スイッチング動作により発生する電流が商用交流電圧を整流するダイオード（図１５に示した全波整流回路２）に流れるため、そのダイオードでの損失が大きく、高調波電流の低減効果も小さい。そのため、商用交流電源ラインにローパスフィルタを設ける必要があり、スイッチング電源装置が大型化する。また、瞬時停電などにより商用交流電源が一時的に遮断された時にも出力を供給し続けられる時間（出力保持時間）を確保するためのコンデンサ３の電圧が制御されないため、その電圧が軽負荷時に大きく上昇し、部品の耐圧を超えるおそれが生じるという問題がある。
そこで、この発明の目的は、高調波電流の低減効果を高め、高調波特性および力率特性を改善するとともに、より高効率化を図ったスイッチング電源装置を提供することにある。
（１）この発明のスイッチング電源装置は、第１のスイッチ素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣｄｓ１の並列回路で構成された第１のスイッチ回路Ｓ１と、第２のスイッチ素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣｄｓ２の並列接続回路で構成された第２のスイッチ回路Ｓ２と、交流入力電圧を整流する少なくとも１つの整流素子により構成された入力側整流回路Ｄａと、該整流回路Ｄａにより整流された電圧が印加される第３のキャパシタＣａと、１次巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓを有するトランスＴと、その２次巻線Ｌｓに接続された整流平滑回路ＲＳと、１次巻線Ｌｐに直列に接続された第１のインダクタＬｒと、第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態となるオン期間に第３のキャパシタＣａの電圧が印加されるように接続された第２のインダクタＬｉと、該第２のインダクタＬｉに逆電流が流れるのを阻止する第３のダイオードＤｉと、第２のインダクタＬｉに蓄えられた励磁エネルギーにより充電され、且つ、第１のスイッチ回路Ｓ１のオン期間に１次巻線Ｌｐに電圧を印加するように接続された第４のキャパシタＣｉと、第１のインダクタＬｒと１次巻線Ｌｐと第２のスイッチ回路Ｓ２とともに閉ループを構成する第５のキャパシタＣｒと、第１・第２のスイッチ素子を両スイッチ素子が共にオフする期間を挟んで交互にオンオフ駆動するスイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２とを備え、
第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態となる前記オン期間に第２のインダクタＬｉに蓄えられたエネルギーを第２のスイッチ回路Ｓ２が導通状態となる期間に、当該第２のスイッチ回路Ｓ２を通して電流を流す電流経路を構成したことを特徴としている。
（２）この発明のスイッチング電源装置は、第１のスイッチ素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣｄｓ１の並列接続回路で構成された第１のスイッチ回路Ｓ１と、第２のスイッチ素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣｄｓ２の並列接続回路で構成された第２のスイッチ回路Ｓ２と、交流入力電圧を整流する少なくとも１つの整流素子により構成された入力側整流回路Ｄａと該整流回路Ｄａにより整流された電圧が印加される第３のキャパシタＣａと、１次巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓを有するトランスＴと、その２次巻線Ｌｓに接続された整流平滑回路ＲＳと、１次巻線Ｌｐに直列に接続された第１のインダクタＬｒと、第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態となるオン期間に第３のキャパシタＣａの電圧が印加されるように接続された第２のインダクタＬｉと、該第２のインダクタＬｉに逆電流が流れるのを阻止する第３のダイオードＤｉと、第２のインダクタＬｉに蓄えられた励磁エネルギーにより充電され、且つ、前記オン期間に１次巻線Ｌｐに電圧を印加するように接続された第４のキャパシタＣｉと、第１のスイッチ回路Ｓ１の両端に接続される直列回路を第２のスイッチ回路Ｓ２とで構成する第５のキャパシタＣｒと、第１・第２のスイッチ素子を両スイッチ素子が共にオフする期間を挟んで交互にオンオフ駆動するスイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２とを備え、
第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態となる前記オン期間に第２のインダクタＬｉに蓄えられたエネルギーを第２のスイッチ回路Ｓ２が導通状態となる期間に、当該第２のスイッチ回路Ｓ２を通して電流を流す電流経路を構成したことを特徴としている。
（３）この発明のスイッチング電源装置は、（１）または（２）において、トランスＴとは別の第２のトランスＴ２を設け、第２のインダクタＬｉを第２のトランスＴ２の入力巻線で構成し、第２のトランスＴ２の出力巻線Ｌｏと前記整流平滑回路ＲＳとの間に整流回路Ｄｓ２を設けたことを特徴としている。
（４）この発明のスイッチング電源装置は、（１）または（２）において、トランスＴとは別の第２のトランスＴ２を設け、第２のインダクタＬｉと直列に第２のトランスＴ２の入力巻線Ｌｉ１を接続し、第２のトランスＴ２の該出力巻線と前記整流平滑回路との間に整流回路を設けたことを特徴としている。
（５）この発明のスイッチング電源装置は、（１）または（２）において、トランスＴに３次巻線Ｌｔを設け、第２のインダクタＬｉと直列に接続したことを特徴としている。
（６）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（５）において、第３のキャパシタＣａが高調波成分の電流を遮断するローパスフィルタまたはローパスフィルタの一部を構成していることを特徴としている。
（７）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（６）において、入力側整流回路Ｄａと第４のキャパシタＣｉとの間に第４のダイオードＤｂを接続したことを特徴としている。
（８）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（７）において、第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点に第２のインダクタＬｉの一端を接続し、他端を第３のダイオードＤｉに接続し、第２のスイッチ回路Ｓ２と第４のキャパシタＣｒとの接続点と第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点に、第４のダイオードＤｃの両端を接続したことを特徴としている。
（９）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（８）において、トランスＴに単数または複数の駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２を設け、前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２が前記駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２に発生する電圧を用いて第１のスイッチ素子Ｑ１または第２のスイッチ素子Ｑ２を駆動することを特徴としている。
（１０）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（９）において、駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２と第１・第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子との間に抵抗Ｒｇ１，Ｒｇ２とコンデンサＣｇ１，Ｃｇ２との直列回路からなる遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２を備え、前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２が前記駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２に前記スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる電圧が発生してから遅延して該スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせることを特徴としている。
（１１）この発明のスイッチング電源装置は、（１０）において、第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の両端に印加される電圧が零電圧または零電圧付近まで低下してからターンオンするように前記遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２の遅延時間を設定したことを特徴としている。
（１２）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（１１）において、スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２が、駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる電圧が発生してから所定時間後にオンすることによりスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオフさせることを特徴としている。
（１３）この発明のスイッチング電源装置は、（１２）において、スイッチ手段をトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２で構成し、該トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の制御端子に時定数回路を構成するインピーダンス回路およびコンデンサＣｔ１，Ｃｔ２がそれぞれ接続されたことを特徴としている。
（１４）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（１３）において、スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２は、駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる電圧が発生してから、一定時間後にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオフさせるように時定数回路ＴＣ１，ＴＣ２を備えたことを特徴としている。
（１５）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（１４）において、トランスＴの有する漏れインダクタンスを第１のインダクタＬｒとして構成したことを特徴としている。
（１６）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（１５）において、第１のスイッチ回路Ｓ１または第２のスイッチ回路Ｓ２の少なくとも一方を電界効果トランジスタで構成したことを特徴としている。
（１７）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（１６）において、スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２が、２次巻線Ｌｓに接続された整流平滑回路ＲＳから得られる出力電圧を安定化するように第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を制御することを特徴としている。
（１８）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（１７）において、スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２が、第４のキャパシタＣｉの両端電圧に応じて第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間を制御することを特徴としている。
（１９）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（１８）において、スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２が、第４のキャパシタＣｉの両端電圧の上昇に応じて第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間を抑制し、軽負荷または無負荷時に発振期間と停止期間を周期的に繰り返す間欠発振動作モードに移行して、第４のキャパシタＣｉの両端電圧の上昇を抑制することを特徴としている。
（１）この発明によれば、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２がゼロ電圧スイッチング動作することによりスイッチング損失が大幅に低減される。また、入力される半波整流電圧または全波整流電圧をスイッチングして整流電圧に比例した電流を流すので、電流のピーク値が正弦波状となって高力率が得られる。また、第２のインダクタＬｉへの逆電流を阻止する第３のダイオードＤｉは特許文献３のように商用交流電圧の整流とスイッチング電流の整流の双方を行う必要が無く、スイッチング電流のみを整流すればよいので、高速スイッチング機能を満たして低損失化が図れる。さらに、入力側整流回路Ｄａには特許文献３のように商用交流電圧を整流するダイオードに高周波電流が流れないので高調波電流抑制機能が低下することもない。
（２）この発明によれば、第１のスイッチ回路Ｓ１の両端に接続される直列回路を第２のスイッチ回路Ｓ２とで構成する第５のキャパシタＣｒと、第１・第２のスイッチ素子を両スイッチ素子が共にオフする期間を挟んで交互にオンオフ駆動するスイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２とを備えたことにより、第５のキャパシタＣｒの印加電圧を大きくすることによって第５のキャパシタＣｒの容量を低減できる。
（３）この発明によれば、第２のトランスＴ２の入力巻線を第２のインダクタＬｉとし、第２のトランスＴ２の出力巻線を整流回路を介して整流平滑回路に接続したことにより、第２のトランスＴ２の入力巻線に蓄えられたエネルギーを第２のトランスＴ２により２次側に直接供給でき、トランスＴの電流が減少し、導通損失を低減でき、さらに高効率化が図れる。
（４）この発明によれば、第２のインダクタＬｉに直列に第２のトランスＴ２の入力巻線Ｌｉ１を接続し、第２のトランスＴ２の出力巻線と整流回路との間を別の整流回路を介して接続したことにより、第２のインダクタＬｉに印加される電圧を調整し入力電流の導通角を広げて高調波電流をさらに抑制でき、または逆に導通角を狭めてキャパシタＣｉの電圧上昇を抑制できる。
（５）この発明によれば、トランスＴの３次巻線Ｌｔを第２のインダクタＬｉに直列接続したことにより、Ｌｉに印加される電圧を調整して入力電流の導通角を広げて高調波電流をさらに抑制したり、逆に導通角を狭めてキャパシタＣｉの電圧上昇を抑制できる。
（６）この発明によれば、第３のキャパシタＣａが第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングによる高周波電流の入力電源ライン側への伝搬を防止するので、大きな高調波電流抑制効果が得られる。
（７）この発明によれば、入力側整流回路Ｄａと第４のキャパシタＣｉとの間に第４のダイオードＤｂを接続したことにより、起動時に第４のキャパシタＣｉに対して直接充電でき、定常状態に到るまでのトランスの偏磁現象等を防止することができる。
（８）この発明によれば、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフの期間に第４のダイオードＤｃと第２のスイッチ回路Ｓ２によって第２のインダクタＬｉを短絡することになるので、このインダクタＬｉに流れる電流が０となって第３のダイオードＤｉに印加される電圧を大幅に低減できる。そのため、この第３のダイオードＤｉとして低耐圧のものを使用できるようになる。
（９）この発明によれば、トランスＴに駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２を設け、その駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２に発生する電圧を用いて第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するようにしたことにより、自励発振動作が可能となる。
（１０）この発明によれば、遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２を設け、前記駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる電圧が発生してから遅延させてＱ１，Ｑ２をターンオンさせるようにしたことにより、デッドタイムが形成され、第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を適切なタイミングで交互にオンオフ駆動することができる。
（１１）この発明によれば、第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の両端に印加される電圧が零電圧または零電圧付近まで低下してからターンオンするように前記遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２の遅延時間を設定したことにより、ゼロ電圧スイッチング動作することになり、スイッチング損失を低減して高効率化を図れる。
（１２）この発明によれば、前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオフさせるスイッチ手段を備えたことにより、スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２の構成が簡単となり、少ない部品点数でスイッチング制御が可能となる。
（１３）この発明によれば、前記スイッチ手段をトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２で構成し、時定数回路を構成したことにより、第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の設定が容易となる。
（１４）この発明によれば、時定数回路ＴＣ１，ＴＣ２の作用により、駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる電圧が発生してから一定時間後にＱ１，Ｑ２がターンオフするので、ターンオフさせるタイミングを適切に設定してスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間を定めることができる。
（１５）この発明によれば、トランスＴの漏れインダクタンスを第１のインダクタＬｒとして利用することにより部品点数が削減できる。
（１６）この発明によれば、第１のスイッチ回路Ｓ１または第２のスイッチ回路Ｓ２の少なくとも一方を電界効果トランジスタで構成したことにより、ダイオードＤ１，Ｄ２を寄生ダイオードで、キャパシタＣｄｓ１，Ｃｄｓ２を寄生キャパシタでそれぞれ構成でき、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、およびキャパシタＣｄｓ１，Ｃｄｓ２の並列接続回路を少ない部品点数で構成できる。
（１７）この発明によれば、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間制御により出力電圧が安定化するので、定電圧電源装置が得られる。
（１８）この発明によれば、第４のキャパシタＣｉの両端電圧に応じて第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間が制御されるので、定電圧電源装置が得られる。
（１９）この発明によれば、スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２が第４のキャパシタＣｉの両端電圧の上昇に応じて第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間を抑制し、軽負荷または無負荷時に間欠発振動作モードに移行して、第４のキャパシタＣｉの両端電圧の上昇を抑制するようにしたので、第４のキャパシタＣｉの破損を防止するとともに、その低耐圧化および、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，２次側の整流ダイオードＤｓの低耐圧化が図れる。
第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について図１〜図３を参照して説明する。
図１はスイッチング電源装置の回路図である。図１においてＶｉｎは商用交流電源である。入力側整流回路Ｄａはダイオードブリッジからなり、ＥＭＩフィルタＥＭＩ−Ｆを介して商用交流電源Ｖｉｎを全波整流する。第１のスイッチ回路Ｓ１は、第１のスイッチ素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、第１のキャパシタＣｄｓ１からなる。同様に第２のスイッチ回路Ｓ２は、第２のスイッチ素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、第２のキャパシタＣｄｓ２からなる。これらのダイオードＤ１，Ｄ２はＦＥＴであるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の寄生ダイオード、キャパシタＣｄｓ１，Ｃｄｓ２はＱ１，Ｑ２の寄生キャパシタである。但し、必要な特性を得るためにＱ１，Ｑ２とは別にＤ１，Ｄ２，Ｃｄｓ１，Ｃｄｓ２を付加してもよい。
入力側整流回路Ｄａの整流電圧は第３のキャパシタＣａに印加される。トランスＴは１次巻線Ｌｐ、２次巻線Ｌｓ、駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２を備えている。トランスＴの２次巻線Ｌｓには整流ダイオードＤｓと平滑コンデンサＣｏからなる整流平滑回路ＲＳを接続している。整流ダイオードＤｓにはトランスＴの電圧が反転するときの共振用のコンデンサＣｓを並列接続している。このコンデンサＣｓとしては整流ダイオードＤｓの寄生容量を用いることもできる。またトランスＴの１次巻線Ｌｐには直列に第１のインダクタＬｒと第２のインダクタＬｉを接続している。このインダクタＬｒとしてはトランスＴの漏れインダクタンスを利用することもできる。
第２のスイッチ回路Ｓ２には第５のキャパシタＣｒを直列に接続している。この第２のスイッチ回路ＳＣ２、第５のキャパシタＣｒ、第１のインダクタＬｒおよびトランスＴの１次巻線Ｌｐとによって閉ループを構成している。また第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点に第２のインダクタＬｉの一端を接続し、その他端を第３のダイオードＤｉに接続している。また第２のスイッチ回路Ｓ２と第５のキャパシタＣｒとの接続点と、第３のダイオードＤｉと第２のインダクタＬｉとの接続点に、第４のダイオードＤｃの両端を接続している。

第１のスイッチ回路Ｓ１と第３のキャパシタＣａとの接続点と第１のインダクタＬｒの一端との間には第４のキャパシタＣｉを接続している。
第１・第２のスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２にはそれぞれスイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２を接続している。入力側整流回路Ｄａと第４のキャパシタＣｉとの間に第４のダイオードＤｂを接続している。
スイッチング制御回路ＳＣ１は第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート−ソース間に接続したトランジスタＴｒ１と遅延回路ＤＬ１と時定数回路ＴＣ１とを備えている。遅延回路ＤＬ１はコンデンサＣｇ１と抵抗Ｒｇ１の直列回路およびスイッチ素子Ｑ１の入力容量（不図示）によって構成している。第１のスイッチ素子Ｑ１は駆動巻線Ｌｂ１の誘起電圧によってターンオンされるが、遅延回路ＤＬ１によってＱ１のターンオンタイミングが遅延される。
時定数回路ＴＣ１は、抵抗Ｒｔ１、ダイオードＤｔ１、フォトカプラのフォトトランジスタＰｔ１から成るインピーダンス回路とコンデンサＣｔ１とからなる。この時定数回路ＴＣ１とトランジスタＴｒ１とによって第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフ制御を行う。
第２のスイッチング制御回路ＳＣ２も第１のスイッチング制御回路ＳＣ１と同様の構成であり、同様に作用する。
第１のスイッチング制御回路ＳＣ１のフォトカプラのフォトトランジスタＰｔ１には帰還回路ＦＢ１を接続している。この帰還回路ＦＢ１は整流平滑回路ＲＳから出力端子ＯＵＴへ出力される電圧Ｖｏを検出して、その電圧Ｖｏが安定化するように帰還制御する。第２の帰還回路ＦＢ２は第４のキャパシタＣｉの入力電圧Ｖｉを検出して、その入力電圧Ｖｉが軽負荷時に所定値より上昇しないように第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間が制御されるように帰還制御する。但し、キャパシタＣｉの電圧Ｖｉを制御する必要がない場合は、帰還回路ＦＢ２は省略してもよい。
第３のキャパシタＣａは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングによって生じる高周波電流を接地へ流す（シャントする）ので、その高周波電流が入力電源側へ戻るのを阻止する。また、インダクタ等を挿入して、そのインダクタンスとキャパシタＣａのキャパシタンスとによってローパスフィルタを構成してもよい。
次に、図１に示したスイッチング電源装置の回路動作について図２・図３を基に説明する。
図２は図１各部の波形図である。また、図３は商用電源の入力電圧Ｖｉｎ、入力電流ｉｉｎ、インダクタＬｉに流れる電流ｉｌの概略波形図である。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ信号（ゲート・ソース間電圧）をＶｇｓ１，Ｖｇｓ２、ドレイン・ソース間電圧をＶｄｓ１，Ｖｄｓ２、ドレイン電流をｉｄ１，ｉｄ２、整流ダイオードＤｓの電流をｉｓ、インダクタＬｉに流れる電流をｉｌ、トランスＴの励磁電流をｉｍとし、各状態の動作を示す。
(1)状態１ ｓｔａｔｅ１ ［ｔ１〜ｔ２］
ダイオードＤ１またはスイッチＱ１は導通しており、Ｄ１の導通時に駆動巻線Ｌｂ１の電圧によりＱ１がターンオンしてＺＶＳ動作が行われる。１次巻線Ｌｐには入力電圧Ｖｉが印加され励磁され、インダクタＬｉには全波整流電圧Ｖａｃが印加される。図２においてαｔｏｎはオン期間においてトランスＴの励磁電流ｉｍが負となる時間である。
時刻ｔ２でキャパシタＣｔ１の電圧がトランジスタＴｒ１のしきい値電圧となりＴｒ１がオン、Ｑ１がターンオフしてトランスＴの電圧（トランスＴの各巻線の電圧）が反転する。
(2)状態２ ｓｔａｔｅ２ ［ｔ２〜ｔ３］
トランスＴの１次巻線Ｌｐ、インダクタＬｒ、およびインダクタＬｉに流れていた電流によりキャパシタＣｄｓ１が充電され、キャパシタＣｄｓ２が放電される。時刻ｔ３で電圧Ｖｄｓ２が零電圧となりダイオードＤ２が導通する。トランスＴの２次側では電圧Ｖｓが零になると整流ダイオードＤｓが導通する。
(3)状態３ ｓｔａｔｅ３ ［ｔ３〜ｔ４］
ダイオードＤ２の導通時、駆動巻線Ｌｂ２の電圧によりスイッチＱ２はターンオンしてＺＶＳ動作が行われる。トランスＴの１次側ではインダクタＬｒとキャパシタＣｒが共振し、インダクタＬｉに蓄えられた励磁電流ｉｌによりキャパシタＣｉが充電される。トランスＴの２次側ではトランスＴの励磁エネルギーが２次巻線Ｌｓから放出され、ダイオードＤｓに流れる電流ｉｓは曲線波形となる。図２において、ｔｒ１はトランスＴのリセット時間である。時刻ｔ４で（ｔ３からｔｒ２経過後）電流ｉｌが零となると、キャパシタＣｉの充電は終了する。
(4)状態４ ｓｔａｔｅ４ ［ｔ４〜ｔ５］
電流ｉｌが零となると、ダイオードＤｃが導通して、スイッチ素子Ｑ２とともにインダクタＬｉの両端が短絡され、ダイオードＤｉへの印加電圧がクランプされる。状態３，状態４ではキャパシタＣｒの電圧Ｖｒは１次巻線ＬｐとインダクタＬｒとの直列回路に印加され、励磁電流ｉｍは直線的に減少する。励磁電流ｉｍは零となると負電流となり、状態１とは逆方向に１次巻線Ｌｐを励磁する。２次側では、電流ｉｓが零となるまで流れる。時刻ｔ５でキャパシタＣｔ２の電圧がＴｒ２のしきい値電圧となりＴｒ２がオンすると、スイッチＱ２がターンオフする。

(5)状態５ ｓｔａｔｅ５ ［ｔ５〜ｔ６］
トランスＴの２次側ではダイオードＤｓに逆電圧が印加されトランスＴの２次巻線Ｌｓの電圧が反転する。１次側では１次巻線ＬｐとインダクタＬｒに流れていた電流によりキャパシタＣｄｓ１が放電され、キャパシタＣｄｓ２が充電され、時刻ｔ６で電圧Ｖｄｓ１が零になるとＤ１が導通する。
以上の状態１〜５を繰り返す。
図１に示したスイッチング電源装置の回路特性は次のとおりである。
スイッチ素子Ｑ１またはダイオードＤ１が導通している期間をｔｏｎとし、スイッチ素子Ｑ２またはダイオードＤ２が導通している期間をｔｏｎ２とし、１周期をＴ、商用電源電圧の絶対値（商用電源の整流電圧）をＶａｃとし、トランスＴの２次巻線Ｌｓの巻線数に対する１次巻線Ｌｐの巻線数の比をｎとすると、トランスＴに印加される電圧積より次式が成り立つ。
Ｖｉ×ｔｏｎ＝ｎＶｏ×ｔｏｎ２ …(1)
また、インダクタＬｉに印加される電圧積より次式が成り立つ。
Ｖａｃ×ｔｏｎ＝（Ｖｉ＋ｎＶｏ−Ｖａｃ）×ｔｒ２ …(2)
上式において、時間ｔｒ２は、インダクタＬｉに流れる電流ｉｌがオフ期間において零となるまでの時間である。１商用電源電圧周期において、電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏはほぼ一定であるから、(1) 式よりｔｏｎを制御して、ｔｏｎ／ｔｏｎ２または時比率ｔｏｎ／Ｔを制御すれば出力電圧を安定化することができる。
また、瞬時入力電力ｐは、昇圧コンバータの一般式より次式で求まる。
ｐ＝（Ｖａｃ・ｔｏｎ）2 （Ｖｉ＋ｎＶｏ）／｛２ＬｉＴ（Ｖｉ＋ｎＶｏ−Ｖａｃ）｝
…(3)
ここで、(3) 式に(1) 式を代入して整理すると、
ｐ＝（Ｖａｃ・ｎＶｏ）2 ／｛２ＬｉＶｉ（Ｖｉ＋ｎＶｏ−Ｖａｃ）｝×ｔｏｎ２
…(4)
と表され、入力電力ｐは時間ｔｏｎ２に比例することが分かる。
また、(4) 式よりｔｏｎ２を一定とすると、入力電力ｐが小さくなる程、電圧Ｖｉが大きくなることが分かる。よって(4) 式より、ｔｏｎ２を制御して電圧Ｖｉを安定化できることが導かれる。
さらに、(2) 式で決まるｔｒ２がｔｏｎ２よりも短い場合において、インダクタＬｉに流れる電流ピーク値Ｉｌｐは次式で表される。
Ｉｌｐ＝（Ｖａｃ／Ｌｉ）×ｔｏｎ …(5)
ここで、１商用電源電圧周期においてオン期間ｔｏｎはほぼ一定であるから、
ｔｏｎ２＞ｔｒ２を満たす場合、電流ピーク値Ｉｌｐは全波整流電圧Ｖａｃに比例し、図３に示すように、商用交流電源の入力電流ｉｉｎはほぼ正弦波となり、入力電流の高調波成分が大幅に低減されるとともに力率が向上する。
また、１商用電源電圧周期においてオン期間ｔｏｎはほぼ一定となることから、出力電圧を安定化する制御回路の応答特性は良く、さらに、キャパシタＣｉに蓄えられた静電エネルギーにより、十分な出力電圧保持時間が確保できることが分かる。
さらに、高周波のスイッチング電流であるインダクタＬｉに流れる電流ｉｌは、キャパシタＣａを通って流れるため、入力側整流回路Ｄａには流れず、従来、入力側整流回路を構成する整流素子により発生していた逆回復時間や逆電圧等の要因による電力損失を大幅に低減することができる。
図１に示したスイッチング電源装置の効果はまとめると次のとおりである。
（１）スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はＺＶＳ動作により、スイッチング損失が大幅に低減される。
（２）ダイオードＤｉにはスイッチング電流が流れ、このスイッチング電流がキャパシタＣａに流れることにより、整流回路Ｄａにはスイッチング電流が流れず、損失を低減できる。また、ダイオードＤｉはスイッチング周波数に対応した高速動作が要求されるが、整流回路Ｄａ，Ｄｂは商用電源周波数に対応した低速動作の一般ダイオードで対応できる。
（３）スイッチ素子Ｑ１がオフの期間にダイオードＤｃとスイッチ素子Ｑ２でインダクタＬｉを短絡することによりインダクタＬｉに流れる電流が零になり、逆方向に電圧が印加されるのが抑制されるため、ダイオードＤｉに印加される電圧を大幅に低減できる。
（４）出力電圧Ｖｏは、帰還回路ＦＢ１の信号に基づいてスイッチ素子Ｑ１のオン期間を制御することにより安定化制御される。
（５）入力電圧Ｖｉは、帰還回路ＦＢ２の信号に基づいてスイッチ素子Ｑ２のオン期間を制御することにより制御される。このため、軽負荷時や無負荷時での入力電圧Ｖｉの上昇を抑制できる。
次に、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置について、図４を基に説明する。
図４はその回路図である。図１に示したスイッチング電源装置と異なり、この例では第２のスイッチ回路Ｓ２と第５のキャパシタＣｒの直列回路を第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続している。その他の構成は図１に示したものと同様である。なお図４ではトランスＴの駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２、帰還回路ＦＢ１，ＦＢ２については図示を省略している。またスイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２はブロック化して表している。
このような回路構成であっても第１の実施形態の場合と同様の効果を奏する。またキャパシタＣｒの印加電圧は大きくなるが、蓄える電荷量を一定として考えると、キャパシタＣｒの容量を低減できるため、キャパシタＣｒの小型化を図ることができる。
図５は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図１に示した構成と異なり、この図５に示す例では、第５のキャパシタＣｒを第４のキャパシタＣｉの一端と第１のインダクタＬｒとの間に接続している。また図１に示したダイオードＤｃをダイオードＤｉのカソードとスイッチ素子Ｑ２のドレインとの間に接続することができるが、それは省略している。その他は図１に示した場合と同様である。ただし図５ではトランスＴの駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２、スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２および帰還回路ＦＢ１，ＦＢ２については図示を省略している。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の効果が得られる。また、第１のインダクタＬｒに直列につながる第５のキャパシタＣｒと第４のキャパシタＣｉとの接続点に第２のスイッチ素子Ｑ２の一端を接続したので第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の印加電圧を低減でき、それらの電圧ストレスを低減できる。
図６は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図１に示したスイッチング電源装置と異なり、この図６に示す例では、図１に示した第４のダイオードＤｂを設けていない。図１に示した第４のダイオードＤｂは、それを設けることによって第４のキャパシタＣｉに充電電流を供給できるが、このダイオードＤｂとキャパシタＣｉとは所謂コンデンサインプット型の整流平滑回路を構成しているのではない。コンデンサＣｉはトランスＴの１次巻線ＬｐおよびインダクタＬｒによって充電される。したがって図１に示したダイオードＤｂは必須ではない。この図６の構成ではダイオードＤｂが不要となって部品点数の削減が図れる。ただ、このスイッチング電源装置の起動時や重負荷時においてコンデンサＣｉの両端電圧がコンデンサＣａの両端電圧より小さい状態でコンデンサＣｉを充電する電流がトランスＴを通るためトランスＴが偏磁する場合があるが、図１に示したようにダイオードＤｂを設ければ、起動時や重負荷時にコンデンサＣｉに対して直接充電できるため、上述の問題が生じない。
図７は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図１に示した例では第２のインダクタＬｉを第１・第２のスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の接続点と第３のダイオードＤｉとの間に設けたが、この図７の例では第１のスイッチ回路Ｓ１とキャパシタＣｉとの接続点とキャパシタＣａとの間に第２のインダクタＬｉを設けている。このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の効果が得られる。
図８は第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。この例ではトランスＴとは別に第２のトランスＴ２を設け、この第２のトランスＴ２の入力巻線Ｌｉを図１に示した第２のインダクタＬｉとして用いている。そして第２のトランスＴ２の出力巻線Ｌｏと整流平滑回路ＲＳとの間に整流回路Ｄｓ２を設けている。その他の部分は図１に示したものと同様である。なお図１におけるダイオードＤｂに相当するものは図８では図示していない。
このような構成により、インダクタＬｉに蓄えられたエネルギーがトランスＴ２の出力巻線Ｌｏから整流平滑回路ＲＳ側に供給できるため、その分トランスＴの電流が減少し、トランスＴの巻線等による導通損失が低減して、さらなる高効率化が図れる。なお、整流回路Ｄｓ２と整流回路Ｄｓを切り放して、異なる出力として供給することも可能である。
図９は第７の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。この例では第２のトランスＴ２を設け、その入力巻線Ｌｉ１に対して直列にインダクタＬｉを設けている。その他の部分は図８に示したものと同様である。
このような構成により、インダクタＬｉ１に蓄えられるエネルギーが整流平滑回路ＲＳ側に直接供給できるため、その分トランスＴの電流が減少し、トランスＴの巻線等による導通損失が低減して高効率化が図れる。なお、図８の場合と同様に、整流回路Ｄｓ２と整流回路Ｄｓを切り放して、異なる出力として供給することも可能である。
図１０は第８の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。この例ではトランスＴに３次巻線Ｌｔを設け、この３次巻線Ｌｔを第２のインダクタＬｉと直列に接続している。その他は図１に示したものと同様である。
この図１０に示すような構成によって第１の実施形態の場合と同様の効果を得ることができるとともに、トランスＴの３次巻線Ｌｔに発生する電圧を利用してインダクタＬｉに印加される電圧を調整して入力電流ｉｉｎの導通角（商用電源電圧の半周期内での導通期間）を調整して高調波電流の抑制と損失低減を両立することができる。また、３次巻線Ｌｔと１次巻線との巻数比を調整することにより上記導通角を狭めてキャパシタＣｉへ過大な電圧が印加されるのを抑制できる。
図１１は第９の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。この例ではインダクタＬｉをダイオードＤｂとキャパシタＣａとの間に設けている。また整流平滑回路ＲＳにダイオードＤｆとインダクタＬｆを追加してフォワードコンバータ形式としている。したがってトランスＴの２次巻線Ｌｓの極性は第１〜第８の実施形態の場合と逆である。その他の構成は図１に示したものと同様である。この図１１に示した構成によれば、インダクタＬｆに励磁エネルギーを蓄積するため、その分トランスＴを小型化できる。
なお、インダクタＬｉの位置を変えずに、２次側を図１のようにフライバックコンバータ形式とすることも可能である。さらに、図１，図４〜図１０において２次側を図１１同様にフォワードコンバータ形式とすることも可能である。
図１２は第１０の実施形態に係るスイッチング電源装置のスイッチング制御回路の構成例を示している。この例ではトランスＴの駆動巻線Ｌｂに抵抗Ｒｚ，ツェナダイオードＺＤ，ダイオードＤｚの直列回路を接続していて、ツェナダイオードＺＤとダイオードＤｚとの直列回路に抵抗ＲｔとキャパシタＣｔによる直列回路を並列に接続している。そしてキャパシタＣｔの電圧をトランジスタＴｒのベースに印加するようにしている。またトランジスタＴｒのベース・エミッタ間に設けたダイオードＤｂは、トランジスタＴｒのベース・エミッタ間への逆電圧の印加を防止する。
抵抗ＲｇとキャパシタＣｇの直列回路は遅延回路ＤＬを構成していて、スイッチ素子Ｑのターンオンを遅延させる。なおキャパシタＣｉｓｓはスイッチ素子Ｑの入力容量を図示している。
このように、抵抗ＲｔとキャパシタＣｔからなる時定数回路にはツェナダイオードＺＤによる一定電圧が供給されるので、駆動巻線Ｌｂの電圧変動の影響を受けない。またこの抵抗Ｒｔのインピーダンスを制御することによって、トランジスタＴｒがオンするタイミング、すなわちスイッチ素子Ｑのオン期間を制御することができる。
第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 同スイッチング電源装置の各部の波形図である。 入力電圧、入力電流、およびインダクタに流れる電流波形を示す図である。 第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 第７の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 第８の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 第９の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 第１０の実施形態に係るスイッチング電源装置のスイッチング制御回路の例を示す図である。 従来のスイッチング電源装置の回路図である。 従来のスイッチング電源装置の回路図である。 従来のスイッチング電源装置の回路図である。
符号の説明
ＥＭＩ−Ｆ −ＥＭＩフィルタ
Ｄａ−入力側整流回路
Ｑ１−第１のスイッチ素子
Ｄ１−第１のダイオード
Ｃｄｓ１−第１のキャパシタ
Ｓ１−第１のスイッチ回路
Ｑ２−第２のスイッチ素子
Ｄ２−第２のダイオード
Ｃｄｓ２−第２のキャパシタ
Ｓ２−第２のスイッチ回路
Ｃａ−第３のキャパシタ
Ｔ−トランス
Ｌｐ−１次巻線
Ｌｓ−２次巻線
Ｌｂ１，Ｌｂ２−駆動巻線
Ｄｓ−整流ダイオード
Ｃｏ−平滑コンデンサ
ＲＳ−整流平滑回路
Ｌｒ−第１のインダクタ
Ｌｉ−第２のインダクタ
Ｃｒ−第５のキャパシタ
Ｃｉ−第４のキャパシタ
ＳＣ１−第１のスイッチング制御回路
ＳＣ２−第２のスイッチング制御回路
Ｄｂ−第４のダイオード
Ｄｉ−第３のダイオード
Ｔｒ１，Ｔｒ２−トランジスタ
ＤＬ１，ＤＬ２−遅延回路
ＦＢ１，ＦＢ２−帰還回路
ＴＣ１，ＴＣ２−時定数回路

Claims (19)

  1. 第１のスイッチ素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣｄｓ１の並列接続回路で構成された第１のスイッチ回路Ｓ１と、
    第２のスイッチ素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣｄｓ２の並列接続回路で構成された第２のスイッチ回路Ｓ２と、
    交流入力電圧を整流する少なくとも１つの整流素子により構成された入力側整流回路Ｄａと、該整流回路Ｄａにより整流された電圧が印加される第３のキャパシタＣａと、
    １次巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓを有するトランスＴと、
    前記２次巻線Ｌｓに接続された整流平滑回路ＲＳと、
    前記１次巻線Ｌｐに直列に接続された第１のインダクタＬｒと、
    第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態となるオン期間に第３のキャパシタＣａの電圧が印加されるように接続された第２のインダクタＬｉと、
    該第２のインダクタＬｉに逆電流が流れるのを阻止する第３のダイオードＤｉと、
    第２のインダクタＬｉに蓄えられた励磁エネルギーにより充電され、且つ、前記オン期間に前記１次巻線Ｌｐに電圧を印加するように接続された第４のキャパシタＣｉと、
    第１のインダクタＬｒと前記１次巻線Ｌｐと第２のスイッチ回路Ｓ２とともに閉ループを構成する第５のキャパシタＣｒと、
    第１・第２のスイッチ素子を両スイッチ素子が共にオフする期間を挟んで交互にオンオフ駆動するスイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２とを備え、
    第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態となる前記オン期間に第２のインダクタＬｉに蓄えられたエネルギーを第２のスイッチ回路Ｓ２が導通状態となる期間に、当該第２のスイッチ回路Ｓ２を通して電流を流す電流経路を構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 第１のスイッチ素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣｄｓ１の並列接続回路で構成された第１のスイッチ回路Ｓ１と、
    第２のスイッチ素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣｄｓ２の並列接続回路で構成された第２のスイッチ回路Ｓ２と、
    交流入力電圧を整流する少なくとも１つの整流素子により構成された入力側整流回路Ｄａと該整流回路Ｄａにより整流された電圧が印加される第３のキャパシタＣａと、
    １次巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓを有するトランスＴと、
    前記２次巻線Ｌｓに接続された整流平滑回路ＲＳと、
    前記１次巻線Ｌｐに直列に接続された第１のインダクタＬｒと、
    第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態となるオン期間に第３のキャパシタＣａの電圧が印加されるように接続された第２のインダクタＬｉと、
    該第２のインダクタＬｉに逆電流が流れるのを阻止する第３のダイオードＤｉと、
    第２のインダクタＬｉに蓄えられた励磁エネルギーにより充電され、且つ、前記オン期間に前記１次巻線Ｌｐに電圧を印加するように接続された第４のキャパシタＣｉと、
    第１のスイッチ回路Ｓ１の両端に接続される直列回路を第２のスイッチ回路Ｓ２とで構成する第５のキャパシタＣｒと、
    第１・第２のスイッチ素子を両スイッチ素子が共にオフする期間を挟んで交互にオンオフ駆動するスイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２とを備え、
    第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態となる前記オン期間に第２のインダクタＬｉに蓄えられたエネルギーを第２のスイッチ回路Ｓ２が導通状態となる期間に、当該第２のスイッチ回路Ｓ２を通して電流を流す電流経路を構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 前記トランスＴとは別の第２のトランスＴ２を設け、第２のインダクタＬｉを第２のトランスＴ２の入力巻線で構成し、第２のトランスＴ２の出力巻線Ｌｏと前記整流平滑回路ＲＳとの間に整流回路Ｄｓ２を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記トランスＴとは別の第２のトランスＴ２を設け、第２のインダクタＬｉと直列に第２のトランスＴ２の入力巻線Ｌｉ１を接続し、第２のトランスＴ２の出力巻線Ｌｏと前記整流平滑回路ＲＳとの間に整流回路Ｄｓ２を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記トランスＴに３次巻線Ｌｔを設け、該３次巻線Ｌｔに第２のインダクタＬｉを直列に接続したことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  6. 第３のキャパシタＣａが高調波成分の電流を流してローパスフィルタまたはローパスフィルタの一部を構成することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 前記入力側整流回路Ｄａと第４のキャパシタＣｉとの間に第４のダイオードＤｂを接続したことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  8. 第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点に第２のインダクタＬｉの一端を接続し、他端を第３のダイオードＤｉに接続し、第２のスイッチ回路Ｓ２と第４のキャパシタＣｒとの接続点と、第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点に、第４のダイオードＤｃの両端を接続したことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  9. 前記トランスＴに単数または複数の駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２を設け、前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２は、前記駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２に発生する電圧を用いて第１のスイッチ素子Ｑ１または第２のスイッチ素子Ｑ２を駆動することを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  10. 前記駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２と第１・第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子との間に抵抗Ｒｇ１，Ｒｇ２とコンデンサＣｇ１，Ｃｇ２との直列回路からなる遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２を備え、前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２は、前記駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２に前記スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる電圧が発生してから遅延して該スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれターンオンさせることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  11. 第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の両端に印加される電圧が零電圧または零電圧付近まで低下してからターンオンするように前記遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２の遅延時間をそれぞれ設定したことを特徴とする請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
  12. 前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２は、前記駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２に前記スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる電圧が発生してから所定時間後にオンすることにより前記スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオフさせる、前記スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子に接続されたスイッチ手段を備えることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  13. 前記スイッチ手段をトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２で構成し、該トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の制御端子に時定数回路を構成するインピーダンス回路およびコンデンサＣｔ１，Ｃｔ２がそれぞれ接続されたことを特徴とする請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
  14. 前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２は、前記駆動巻線Ｌｂ１，Ｌｂ２に前記スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる電圧が発生してから、一定時間後に前記スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオフさせるように時定数回路ＴＣ１，ＴＣ２を備えたことを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  15. 前記トランスＴの有する漏れインダクタンスを第１のインダクタＬｒとして構成したことを特徴とする請求項１〜１４のいずれかに記載のスイッチング電源装置
  16. 第１のスイッチ回路Ｓ１または第２のスイッチ回路Ｓ２の少なくとも一方を電界効果トランジスタで構成したことを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  17. 前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２は、前記２次巻線Ｌｓに接続された整流平滑回路ＲＳから得られる出力電圧を安定化するように第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を制御することを特徴とする請求項１〜１６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  18. 前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２は、第４のキャパシタＣｉの両端電圧に応じて第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間を制御することを特徴とする請求項１〜１７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  19. 前記スイッチング制御回路ＳＣ１，ＳＣ２は、第４のキャパシタＣｉの両端電圧の上昇に応じて第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間を抑制し、軽負荷または無負荷時に発振期間と停止期間を周期的に繰り返す間欠発振動作モードに移行して、第４のキャパシタＣｉの両端電圧の上昇を抑制することを特徴とする請求項１〜１８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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