JP5018960B2 - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
この発明は、複数の２次側巻線を有する複合型トランスを用い、その漏洩インダクタンスを利用することで、外付けのチョークコイルを不要とする絶縁型スイッチング電源装置に関するものである。
従来、一般的な絶縁型スイッチング電源装置としては、出力電流平滑用のロー・パス・フィルタとして、外付けインダクタと平滑コンデンサで構成されるものが一般的であった。また、外付けインダクタのインダクタンス値を小さくするために、トランスの２次側に生じる漏洩インダクタンスを積極的に利用することが知られており、トランスの磁気結合度を敢えて小さくすることで、意図的に漏洩インダクタンスを増大させる技術なども知られている。それらの一例として特許文献１〜４を示す。
下記の特許文献１は、図１（ａ）及び（ｂ）に示すように、絶縁トランスＴ２のコアにコアギャップＧＡＰ４を設けて意図的に漏洩インダクタンスが生じるように構成し、外付けインダクタＬを小型化できるようにしている。
下記の特許文献２は、図２に示すように、１次巻線と２次巻線が共に巻数Ｎである絶縁変圧器を有し、インダクタＬ２には絶縁変圧器から生じる意図的に増大させた漏洩インダクタンスを利用するものである。
下記の特許文献３は、図３に示すように、トランスＴ１の１次巻線５ａと３次巻線５ｃを疎結合させ、３次巻線５ｃの漏洩インダクタンスを大きくして外付けインダクタを外観上なくせるという技術である。
下記の特許文献４は、図４に示すように、トランスＴの漏れインダクタンスＬ１を利用して外付けのチョークコイルを不要にするという技術である。
特開２００１−２１８４５７号公報
特表２００３−５３３１６３号公報
国際公開ＷＯ２００４／０１９４７２号パンフレット
特開２００７−４３８５８号公報
ところが、特許文献１〜４に示されている絶縁型スイッチング電源装置においては、根本的な問題点がある。すなわち、トランスの漏洩インダクタンスを出力電流平滑用インダクタとして利用した場合、漏洩インダクタンスだけではインダクタンス値が小さく、出力電流を平滑する能力が低いので出力電流リップルが大きくなる。特に出力電圧を制御するために１次側スイッチ素子のオン時間比率が変化して、１次側スイッチ素子のオン期間に２次巻線に生じる電圧と、オフ期間に２次巻線に生じる電圧との差が大きくなると、出力電流リップルは増大する。
また、漏洩インダクタンス値を大きく取ろうとして、トランスのコアにエアギャップを設けるなどしてトランスの磁気結合度を意図的に小さくすると、エネルギー伝送のためのインダクタンス値も小さくなってしまい、結果的にトランス自体の大型化を招いてしまう。
さらに、トランスの漏洩インダクタンスを利用したり、外付けインダクタとしてチョークコイルを用いたりした場合、これらは磁性材料でできた磁性体をコアとして有しているので、これらの磁性体には出力電流に伴って直流磁束が発生し、磁気飽和を防ぐためにはトランスまたはチョークコイルの大型化が避けられないといった問題があった。
そこで、本発明の目的は、上述の問題を解消して、外付けインダクタとしてチョークコイルを必要とすることなく、かつ出力電流リップルを十分に低減でき、比較的小型なトランスを用いた絶縁型スイッチング電源装置を提供することにある。
この発明は前記課題を解決するために次のように構成する。
（１）直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｆ１と、第３の２次巻線ｎｆ２と、を少なくとも備えた第１のトランスＴと、
第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
前記直流電源入力部に対して直列に接続される、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路と、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第１のインダクタＬｒｆ１と、
前記第３の２次巻線ｎｆ２と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第２のインダクタＬｒｆ２と、前記第１のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第２のインダクタＬｒｆ２と、ロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１のオン／オフ動作に伴って１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は前記第２のキャパシタＣｏと閉ループを構成するように直列に接続され、
前記ロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるように構成したことを特徴とする。
（１）直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｆ１と、第３の２次巻線ｎｆ２と、を少なくとも備えた第１のトランスＴと、
第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
前記直流電源入力部に対して直列に接続される、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路と、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第１のインダクタＬｒｆ１と、
前記第３の２次巻線ｎｆ２と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第２のインダクタＬｒｆ２と、前記第１のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第２のインダクタＬｒｆ２と、ロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１のオン／オフ動作に伴って１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は前記第２のキャパシタＣｏと閉ループを構成するように直列に接続され、
前記ロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるように構成したことを特徴とする。
（２）前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは、互いの磁気極性が同極性になるように巻回され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、を有するフォワードコンバータを構成したことを特徴とする。
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、を有するフォワードコンバータを構成したことを特徴とする。
（３）前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは、互いの磁気極性が逆極性になるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓには、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第１のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間に放電を行い、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間に充電を行う第３のキャパシタＣｏ１と、からなる整流平滑回路を有するフライバックコンバータを構成したことを特徴とする。
前記第１の２次巻線ｎｓには、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第１のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間に放電を行い、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間に充電を行う第３のキャパシタＣｏ１と、からなる整流平滑回路を有するフライバックコンバータを構成したことを特徴とする。
（４）第４のキャパシタＣｒと、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続され、
前記第４のキャパシタと前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続されて構成されることを特徴とする。
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続され、
前記第４のキャパシタと前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続されて構成されることを特徴とする。
（５）第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第６のキャパシタＣｒ１と、
第７のキャパシタＣｒ２と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐのと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２からなる直列回路が互いに並列接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、ハーフブリッジ回路を構成したことを特徴とする。
第６のキャパシタＣｒ１と、
第７のキャパシタＣｒ２と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐのと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２からなる直列回路が互いに並列接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、ハーフブリッジ回路を構成したことを特徴とする。
（６）第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のスイッチング素子Ｑ３と、第８のキャパシタＣ３と、第５のダイオードＤ３の並列回路からなる第３のスイッチ回路Ｓ３と、
第４のスイッチング素子Ｑ４と、第９のキャパシタＣ４と、第６のダイオードＤ４の並列回路からなる第４のスイッチ回路Ｓ４と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４からなる直列回路が互いに並列接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、フルブリッジ回路を構成したことを特徴とする。
第３のスイッチング素子Ｑ３と、第８のキャパシタＣ３と、第５のダイオードＤ３の並列回路からなる第３のスイッチ回路Ｓ３と、
第４のスイッチング素子Ｑ４と、第９のキャパシタＣ４と、第６のダイオードＤ４の並列回路からなる第４のスイッチ回路Ｓ４と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４からなる直列回路が互いに並列接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、フルブリッジ回路を構成したことを特徴とする。
（７）前記トランスＴは、前記第１の１次巻線ｎｐが、互いに一端が接続された第２の１次巻線ｎｐ１と第３の１次巻線ｎｐ２から構成され、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第２の１次巻線ｎｐ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、
前記第３の１次巻線ｎｐ２と前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が、互いに並列接続されていることを特徴とする。
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第２の１次巻線ｎｐ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、
前記第３の１次巻線ｎｐ２と前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が、互いに並列接続されていることを特徴とする。
（８）第４の１次巻線ｎｉをさらに有する前記トランスＴと、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第４のキャパシタＣｒと、
第１０のキャパシタＣｅと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、
前記第４の１次巻線ｎｉに直列に接続された、前記第４の１次巻線ｎｉと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第４のインダクタＬｒｉと、をさらに有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第４の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１０のキャパシタＣｅからなる直列回路が接続され、
前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第４のキャパシタＣｒからなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐに対して並列に接続されたことを特徴とする。
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第４のキャパシタＣｒと、
第１０のキャパシタＣｅと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、
前記第４の１次巻線ｎｉに直列に接続された、前記第４の１次巻線ｎｉと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第４のインダクタＬｒｉと、をさらに有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第４の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１０のキャパシタＣｅからなる直列回路が接続され、
前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第４のキャパシタＣｒからなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐに対して並列に接続されたことを特徴とする。
（９）前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオフである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第１の２次巻線ｎｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第４の２次巻線ｎｏと、を有し、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとが直列接続され、
前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、を有し、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、が接続されたことを特徴とする。
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第４の２次巻線ｎｏと、を有し、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとが直列接続され、
前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、を有し、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、が接続されたことを特徴とする。
（１０）前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとの巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝２：１としたことを特徴とする。
ｎｓ：ｎｏ＝２：１としたことを特徴とする。
（１１）前記トランスＴは、前記第１の２次巻線ｎｓの一端に一端が接続された第４の２次巻線ｎｏを有し、前記第１の２次巻線ｎｓの他端に第２のダイオードＤｓ、前記第４の２次巻線ｎｏの他端に第３のダイオードＤｆが各々接続されたセンタータップ型整流回路を構成したことを特徴とする。
（１２）前記第１の２次巻線ｎｓの一端にカソードが接続され、アノードが第１１のキャパシタＣｏ２の一端に接続された第２のダイオードＤｓと、
前記第１の２次巻線ｎｓの前記一端にアノードが接続され、カソードが第３のキャパシタＣｏ１に接続された第３のダイオードＤｆと、
前記第１の２次巻線ｎｓの他端に、前記第１１のキャパシタＣｏ２の他端と、前記第３のキャパシタＣｏ１の他端が接続されて、倍電圧整流回路が構成されていることを特徴とする。
前記第１の２次巻線ｎｓの前記一端にアノードが接続され、カソードが第３のキャパシタＣｏ１に接続された第３のダイオードＤｆと、
前記第１の２次巻線ｎｓの他端に、前記第１１のキャパシタＣｏ２の他端と、前記第３のキャパシタＣｏ１の他端が接続されて、倍電圧整流回路が構成されていることを特徴とする。
（１３）前記第２の２次巻線ｎｆ１は、前記第１の２次巻線ｎｓの一端と前記第２のキャパシタＣｏの高電位側端子との間に接続され、前記第３の２次巻線ｎｆ２は、前記第１の２次巻線ｎｓの他端と前記第２のキャパシタＣｏの低電位側端子との間に接続されたことを特徴とする。
（１４）前記第１のトランスＴは、さらに第５の２次巻線ｎｆ３と第６の２次巻線ｎｆ４を含み、
前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に接続された、前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に接続された、前記第６の２次巻線ｎｆ４と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第７のインダクタＬｒｆ４と、
前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、
前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１とをさらに有し、
前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に接続された、前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に接続された、前記第６の２次巻線ｎｆ４と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第７のインダクタＬｒｆ４と、
前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、
前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１とをさらに有し、
前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
（１５）前記第１のトランスＴは、さらに第５の２次巻線ｎｆ３と第６の２次巻線ｎｆ４を含み、
前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
前記第４の２次巻線ｎｏに直列に前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、
前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に前記第６の２次巻線ｎｆ４の漏洩インダクタンスで構成される第７のインダクタＬｒｆ４と、前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１と、前記第５のインダクタンスＬｒｏと共に第３のロー・パス・フィルタを構成する第１１のキャパシタＣｏ２と、をさらに有し、
前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
前記第４の２次巻線ｎｏに直列に前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、
前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に前記第６の２次巻線ｎｆ４の漏洩インダクタンスで構成される第７のインダクタＬｒｆ４と、前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１と、前記第５のインダクタンスＬｒｏと共に第３のロー・パス・フィルタを構成する第１１のキャパシタＣｏ２と、をさらに有し、
前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
この発明によれば、
（ａ）磁性部品をトランスのみにできるため、外付けインダクタを用いる必要がなく、スイッチング電源装置の小型化を図ることができる。
（ａ）磁性部品をトランスのみにできるため、外付けインダクタを用いる必要がなく、スイッチング電源装置の小型化を図ることができる。
（ｂ）漏洩インダクタンスを作り出すために電圧変換に影響のない巻線を具備しているので、比較的大きな漏洩インダクタンスを得られ、十分に出力電流リップルを低減することができる。
（ｃ）２次巻線ｎｆ１とｎｆ２は出力電流が流れる向きに対して互いに逆極性に巻回されているので、直流磁束が打ち消され、磁気飽和の制約を大きく緩和できる。
（ｄ）漏洩インダクタンスは透磁率が小さく、磁気飽和に対する制約が小さいので、トランスを小型化でき、スイッチング電源装置の小型化が可能になる。
（ｅ）２次巻線ｎｆ１とｎｆ２によって、トランスの電圧が反転する際のスイッチングノイズを低減することができる。
（ｆ）２次巻線ｎｆ１とｎｆ２を、２次巻線ｎｓまたはｎｓ及びｎｏに対して、高電位側と低電位側にそれぞれ接続することで、コモンモードノイズに対する耐性が強化される。
Ｔ−複合型トランス
ｎｐ−第１の１次巻線
ｎｐ１−第２の１次巻線
ｎｐ２−第３の１次巻線
ｎｉ−第４の１次巻線
ｎｓ−第１の２次巻線
ｎｆ１−第２の２次巻線
ｎｆ２−第３の２次巻線
ｎｏ−第４の２次巻線
ｎｆ３−第５の２次巻線
ｎｆ４−第６の２次巻線
Ｌｒｆ１−第１のインダクタ
Ｌｒｆ２−第２のインダクタ
Ｌｒ−第３のインダクタ
Ｌｒｉ−第４のインダクタ
Ｌｒｏ−第５のインダクタ
Ｌｒｆ３−第６のインダクタ
Ｌｒｆ４−第７のインダクタ
Ｃ１−第１のキャパシタ
Ｃｏ−第２のキャパシタ
Ｃｏ１−第３のキャパシタ
Ｃｒ−第４のキャパシタ
Ｃ２−第５のキャパシタ
Ｃｒ１−第６のキャパシタ
Ｃｒ２−第７のキャパシタ
Ｃ３−第８のキャパシタ
Ｃ４−第９のキャパシタ
Ｃｅ−第１０のキャパシタ
Ｃｏ２−第１１のキャパシタ
Ｄ１−第１のダイオード
Ｄｓ−第２のダイオード
Ｄｆ−第３のダイオード
Ｄ２−第４のダイオード
Ｄ３−第５のダイオード
Ｄ４−第６のダイオード
Ｑ１−第１のスイッチング素子
Ｑ２−第２のスイッチング素子
Ｑ３−第３のスイッチング素子
Ｑ４−第４のスイッチング素子
Ｓ１−第１のスイッチ回路
Ｓ２−第２のスイッチ回路
Ｓ３−第３のスイッチ回路
Ｓ４−第４のスイッチ回路
Ｖｏ−出力電圧
Ｖｉ−直流電源入力部の入力電圧
Ｖｇｓ１−スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧
Ｖｇｓ２−スイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧
Ｖｄｓ１−スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧
Ｖｄｓ２−スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧
ｉｄ１−スイッチ回路Ｓ１に流れる電流の電流波形
ｉｄ２−スイッチ回路Ｓ２に流れる電流の電流波形
ｉｐ−第１の１次巻線ｎｐに流れる電流の電流波形
ｉＬ−第５のインダクタＬｒｏに流れる電流の電流波形
ｎｐ−第１の１次巻線
ｎｐ１−第２の１次巻線
ｎｐ２−第３の１次巻線
ｎｉ−第４の１次巻線
ｎｓ−第１の２次巻線
ｎｆ１−第２の２次巻線
ｎｆ２−第３の２次巻線
ｎｏ−第４の２次巻線
ｎｆ３−第５の２次巻線
ｎｆ４−第６の２次巻線
Ｌｒｆ１−第１のインダクタ
Ｌｒｆ２−第２のインダクタ
Ｌｒ−第３のインダクタ
Ｌｒｉ−第４のインダクタ
Ｌｒｏ−第５のインダクタ
Ｌｒｆ３−第６のインダクタ
Ｌｒｆ４−第７のインダクタ
Ｃ１−第１のキャパシタ
Ｃｏ−第２のキャパシタ
Ｃｏ１−第３のキャパシタ
Ｃｒ−第４のキャパシタ
Ｃ２−第５のキャパシタ
Ｃｒ１−第６のキャパシタ
Ｃｒ２−第７のキャパシタ
Ｃ３−第８のキャパシタ
Ｃ４−第９のキャパシタ
Ｃｅ−第１０のキャパシタ
Ｃｏ２−第１１のキャパシタ
Ｄ１−第１のダイオード
Ｄｓ−第２のダイオード
Ｄｆ−第３のダイオード
Ｄ２−第４のダイオード
Ｄ３−第５のダイオード
Ｄ４−第６のダイオード
Ｑ１−第１のスイッチング素子
Ｑ２−第２のスイッチング素子
Ｑ３−第３のスイッチング素子
Ｑ４−第４のスイッチング素子
Ｓ１−第１のスイッチ回路
Ｓ２−第２のスイッチ回路
Ｓ３−第３のスイッチ回路
Ｓ４−第４のスイッチ回路
Ｖｏ−出力電圧
Ｖｉ−直流電源入力部の入力電圧
Ｖｇｓ１−スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧
Ｖｇｓ２−スイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧
Ｖｄｓ１−スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧
Ｖｄｓ２−スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧
ｉｄ１−スイッチ回路Ｓ１に流れる電流の電流波形
ｉｄ２−スイッチ回路Ｓ２に流れる電流の電流波形
ｉｐ−第１の１次巻線ｎｐに流れる電流の電流波形
ｉＬ−第５のインダクタＬｒｏに流れる電流の電流波形
《第１の実施形態》
図５は第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図５に示すように、この絶縁型スイッチング電源装置は、直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部の両端に対して第１の１次巻線ｎｐと第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続されている。第１の１次巻線ｎｐは、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｆ１と、第３の２次巻線ｎｆ２とで複合型トランスＴを構成しており、第１の２次巻線ｎｓの一端は、第２の２次巻線ｎｆ１の一端及び第３のダイオードＤｆのカソードに接続され、他端が第２のダイオードＤｓのカソードに接続されている。第２の２次巻線ｎｆ１は、一端が第１の２次巻線ｎｓの高電位側に接続され、他端が出力端子の高電位側に接続される。第３の２次巻線ｎｆ２は、一端が第３のダイオードＤｆのアノード及び第２のダイオードＤｓのアノードに接続され、他端が出力端子の低電位側に接続される。また、出力端子間には平滑用コンデンサである第２のキャパシタＣｏが並列接続されている。
図５は第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図５に示すように、この絶縁型スイッチング電源装置は、直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部の両端に対して第１の１次巻線ｎｐと第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続されている。第１の１次巻線ｎｐは、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｆ１と、第３の２次巻線ｎｆ２とで複合型トランスＴを構成しており、第１の２次巻線ｎｓの一端は、第２の２次巻線ｎｆ１の一端及び第３のダイオードＤｆのカソードに接続され、他端が第２のダイオードＤｓのカソードに接続されている。第２の２次巻線ｎｆ１は、一端が第１の２次巻線ｎｓの高電位側に接続され、他端が出力端子の高電位側に接続される。第３の２次巻線ｎｆ２は、一端が第３のダイオードＤｆのアノード及び第２のダイオードＤｓのアノードに接続され、他端が出力端子の低電位側に接続される。また、出力端子間には平滑用コンデンサである第２のキャパシタＣｏが並列接続されている。
なお、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓはフォワード方式となるように構成されている。
ここで、第２の２次巻線ｎｆ１と第３の２次巻線ｎｆ２は、互いに巻数が等しく、磁気極性が逆極性になるように巻回されているので、各々の２次巻線に生じる電圧は相殺される。また、第２の２次巻線ｎｆ１に電流が流れることによって生じる直流磁束のうち、第３の２次巻線ｎｆ２と鎖交しない磁束は、漏洩インダクタンスである第１のインダクタＬｒｆ１として作用し、第３の２次巻線ｎｆ２に電流が流れることによって生じる直流磁束のうち、第２の２次巻線ｎｆ１と鎖交しない磁束は、漏洩インダクタンスである第２のインダクタＬｒｆ２として作用する。
上述のような構成によって、第１のスイッチ回路Ｓ１がオンしている期間においては、第３の２次巻線ｎｆ２→第２のダイオードＤｓ→第１の２次巻線ｎｓ→第２の２次巻線ｎｆ１という順で電流が流れ、第１の２次巻線ｎｓに生じる電圧のみが出力端子に出力される。また、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフしている期間においては、第３の２次巻線ｎｆ２→第３のダイオードＤｆ→第２の２次巻線ｎｆ１という順で電流が流れ、第２のキャパシタＣｏに充電されたエネルギーが出力端子に出力される。
前記第１のスイッチ回路Ｓ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接続回路で構成されている。
この第１のスイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタで構成することによって、その寄生ダイオードを第１のダイオードＤ１、寄生キャパシタを第１のキャパシタＣ１として利用することが可能である。このことによってこれらの個別部品としての実装を省略することができ、部品点数が削減できる。
第１のスイッチング素子Ｑ１のオン／オフタイミングは、例えば、出力電圧を検出するための出力電圧検出回路等を有し、予め決められた電圧を超えたことをフォトカプラ等の絶縁帰還手段を用いてフィードバックし、それに基づいてオン／オフ制御が行われる。
また、そのオン／オフ制御としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を用いた場合、スイッチング周波数は一定となるので、スイッチング動作にともなって発生するＥＭＩノイズ等の周波数成分も一定の周波数に集中するために、ノイズ対策が取りやすいという利点がある。
《第２の実施形態》
図６は第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であり、第１の実施形態における第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓとは磁気極性が逆極性になっている。すなわち、第１の実施形態がフォワード方式であったのに対し、第２の実施形態はフライバック方式となっている。これに伴い、第３のダイオードＤｆが不要となるが、電流リップルを効果的に低減するため、第３のダイオードＤｆに代わって、第３のキャパシタＣｏ１を接続することが好ましい。これによって、第３のキャパシタＣｏ１によって平滑された後に、第２の２次巻線ｎｆ１及び第１のインダクタンスＬｒｆ１と第２のキャパシタＣｏによるロー・パス・フィルタが挿入される回路構成となり、より電流リップルを低減させることができる。
図６は第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であり、第１の実施形態における第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓとは磁気極性が逆極性になっている。すなわち、第１の実施形態がフォワード方式であったのに対し、第２の実施形態はフライバック方式となっている。これに伴い、第３のダイオードＤｆが不要となるが、電流リップルを効果的に低減するため、第３のダイオードＤｆに代わって、第３のキャパシタＣｏ１を接続することが好ましい。これによって、第３のキャパシタＣｏ１によって平滑された後に、第２の２次巻線ｎｆ１及び第１のインダクタンスＬｒｆ１と第２のキャパシタＣｏによるロー・パス・フィルタが挿入される回路構成となり、より電流リップルを低減させることができる。
上述のような構成によって、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、第１のキャパシタＣ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１がオンしている期間においては、第３の２次巻線ｎｆ２→第３のキャパシタＣｏ１→第２の２次巻線ｎｆ１という順で電流が流れ、第３のキャパシタＣｏ１及び第２のキャパシタＣｏ２に充電されたエネルギーが出力端子に出力される。また、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフしている期間においては、第３の２次巻線ｎｆ２→第２のダイオードＤｓ→第１の２次巻線ｎｓ→第２の２次巻線ｎｆ１という順で電流が流れ、第１の２次巻線ｎｓに生じる電圧のみが出力端子に出力される。
その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
この第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の効果を有する。
この第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の効果を有する。
《第３の実施形態》
図７は第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示すように、この絶縁型スイッチング電源装置は、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び−側端子に対して、第３のインダクタＬｒと、第１の１次巻線ｎｐと、第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、第４のキャパシタＣｒと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、第４のキャパシタＣｒと第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路が、第１の１次巻線ｎｐまたは第１のスイッチ回路Ｓ２のどちらか一方に対して並列に接続されている。
図７は第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示すように、この絶縁型スイッチング電源装置は、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び−側端子に対して、第３のインダクタＬｒと、第１の１次巻線ｎｐと、第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、第４のキャパシタＣｒと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、第４のキャパシタＣｒと第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路が、第１の１次巻線ｎｐまたは第１のスイッチ回路Ｓ２のどちらか一方に対して並列に接続されている。
前記第１のスイッチ回路Ｓ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接続回路で構成されていて、前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第４のダイオードＤ２、および第５のキャパシタＣ２の並列接続回路で構成されている。
この第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２をＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタで構成することによって、その寄生ダイオードを第１のダイオードＤ１及び第４のダイオードＤ２、寄生キャパシタを第１のキャパシタＣ１及び第５のキャパシタＣ２として利用することが可能である。このことによってこれらの個別部品としての実装を省略することができ、部品点数が削減できる。
なお、第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２は、両方が同時にオンするとショートしてしまうため、必要最小限のデッドタイムを挟んで互いに相補的にオン／オフ動作をするように構成される。
また、複合型トランスＴの２次側には、第１の２次巻線ｎｓと、第４の２次巻線ｎｏが設けられており、第１の１次巻線ｎｐと第１の１次巻線ｎｓは同極性、第１の１次巻線ｎｐと第４の２次巻線ｎｏは逆極性となるように巻回されている。
複合型トランスＴの、第１の２次巻線ｎｓの一端は第２のダイオードＤｓのカソードに接続され、第１の２次巻線ｎｓの他端は第３のダイオードＤｆのカソードに接続され、第３のダイオードＤｆのアノードは第２のダイオードＤｓのアノードと接続される。また、第４の２次巻線ｎｏの一端は第４のダイオードＤｆのカソードと第１の２次巻線ｎｓの一端に接続され、第４の２次巻線ｎｏの他端は第３の２次巻線ｎｆ２の一端に接続される。
さらに第３の２次巻線ｎｆ２の他端は第２の２次巻線ｎｆ１の一端に接続され、第２の２次巻線ｎｆ１の他端は出力端子の高電位側に接続されている。また、出力端子間には平滑用の第２のキャパシタＣｏが並列に接続されている。
このような構成により、複合型トランスＴにおける第１の１次巻線ｎｐ及び第１の２次巻線ｎｓは、第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオフの期間において出力に電力を送るフォワード方式として動作するように巻線の極性が設定され、第４の２次巻線ｎｏは、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオンの期間において出力に電力を送るフライバック方式として動作するように巻線の極性が設定されるので、第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオフである期間中は、第２のダイオードＤｓ→第１の２次巻線ｎｓ→第４の２次巻線ｎｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１、という順に電流が流れ、出力電圧が供給される。
また、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間中は、第３のダイオードＤｆ→第４の２次巻線ｎｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１、という順に電流が流れ、出力電圧が供給される。
第３の実施形態においては、第２の２次巻線ｎｆ１及び第３の２次巻線ｎｆ２が、第１の２次巻線ｎｓ→第４の２次巻線ｎｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１の順で接続されているが、このような構成にすることでトランスを製造する際の巻線引き出し端子が最低３箇所と少なくでき、製造しやすいという利点がある。なお、第２の２次巻線ｎｆ１及び第３の２次巻線ｎｆ２の接続は逆の順序で接続されてもよい。
このように複合型トランスＴにて、第１のスイッチ回路Ｓ１のオン期間、またはオフ期間のいずれにおいても、１次側から２次側へのエネルギー伝送が実現できるため、必要最低限のデッドタイムを除いて、実質的にスイッチング周期の全領域に渡って１次側から２次側へのエネルギー伝送が可能となる。更に伝送経路が切り換わる短い期間であるデッドタイム期間においては、トランスの漏れ磁束で構成できる第１のインダクタＬｒｆ１、第２のインダクタＬｒｆ２、第５のインダクタＬｒｏにて、電流変動を抑制できるため出力のリップルノイズを大幅に低減でき、平滑用の第２のキャパシタＣｏを小型化できる。
なお、第３のインダクタＬｒもトランスの漏れ磁束で１次巻線ｎｐに対して直列に形成される漏洩インダクタンスである。これによって直流入力電圧Ｖｉに重畳しているノイズ成分を低減することができる。
また、１つの複合型トランスＴのうち、第１の２次巻線ｎｓに誘起される電圧をＶｏ１、第２の２次巻線ｎｏに誘起される電圧をＶｏ２、出力端子に出力される電圧をＶｏとすると、第１の２次巻線ｎｓと第２の２次巻線ｎｏの巻数比が、ｎｓ：ｎｏ＝２：１の場合、第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオフの時、出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｏ１−Ｖｏ２＝２Ｖｏ２−Ｖｏ２＝Ｖｏ２となり、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオンの時、出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｏ２となって、出力電圧Ｖｏのリップル成分をなくすことができる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
この第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
図８は、図７に示した絶縁型スイッチング電源装置の回路各部の波形図である。以下、図７を参照して回路動作を説明する。図８において、ｖｇｓ１、ｖｇｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート−ソース間電圧であり、実質的にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフを表す波形である。また、ｖｄｓ１、ｖｄｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧であり、実質的にキャパシタＣ１、Ｃ２の両端電圧波形である。さらに、ｉｄ１、ｉｄ２、ｉｐ、ｉＬはそれぞれスイッチ回路Ｓ１、Ｓ２、第１の１次巻線ｎｐ、第５のインダクタＬｒｏに流れる電流の電流波形である。
この絶縁型スイッチング電源装置の定格動作における動作は、１スイッチング周期Ｔｓにおいて時刻ｔ１〜ｔ７の６つの動作状態に分けることができる。以下に各状態に分けて回路動作について説明する。
（１）状態１ ｓｔａｔｅ１ ［ｔ１〜ｔ２］
初めに第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフした後、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１がゼロ電圧近傍になると、第１のダイオードＤ１がターンオンする。このタイミングで、第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
初めに第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフした後、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１がゼロ電圧近傍になると、第１のダイオードＤ１がターンオンする。このタイミングで、第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
（２）状態２ ｓｔａｔｅ２ ［ｔ２〜ｔ３］
第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐには電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉｄ１及び第１の１次巻線ｎｐに流れる電流ｉｐは１次関数的に増大する。この時、第１の２次巻線ｎｓはフォワードコンバータとして動作し、第４の２次巻線ｎｏは、フライバックコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第１の２次巻線ｎｓにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓがターンオンし、第４のダイオードＤｆはターンオフしている。
第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐには電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉｄ１及び第１の１次巻線ｎｐに流れる電流ｉｐは１次関数的に増大する。この時、第１の２次巻線ｎｓはフォワードコンバータとして動作し、第４の２次巻線ｎｏは、フライバックコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第１の２次巻線ｎｓにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓがターンオンし、第４のダイオードＤｆはターンオフしている。
よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第３のダイオードＤｓ→第１の２次巻線ｎｓ→第５のインダクタＬｒｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２のインダクタＬｒｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１→第１のインダクタＬｒｆ１という順番で流れる。
（３）状態３ ｓｔａｔｅ３ ［ｔ３〜ｔ４］
第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、第３のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第１のキャパシタＣ１が充電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は上昇する。また、同時に第５のキャパシタＣ２は放電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２は降下する。
第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、第３のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第１のキャパシタＣ１が充電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は上昇する。また、同時に第５のキャパシタＣ２は放電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２は降下する。
（４）状態４ ｓｔａｔｅ４ ［ｔ４〜ｔ５］
第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２がゼロ電圧近傍になると、第４のダイオードＤ２がターンオンする。このタイミングで、第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２がゼロ電圧近傍になると、第４のダイオードＤ２がターンオンする。このタイミングで、第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
（５）状態５ ｓｔａｔｅ５ ［ｔ５〜ｔ６］
第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐは［状態２］の時とは逆方向に励磁される。また、第２のスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ｉｄ２も１次関数的に増大する。この時、第１の２次巻線ｎｓはフォワードコンバータとして動作し、第４の２次巻線ｎｏはフライバックコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第４の２次巻線ｎｏにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓがターンオフし、第４のダイオードＤｓはターンオンする。よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第４のダイオードＤｆ→第４の２次巻線ｎｏ→第５のインダクタＬｒｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２のインダクタＬｒｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１→第１のインダクタＬｒｆ１という順番で流れる。
第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐは［状態２］の時とは逆方向に励磁される。また、第２のスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ｉｄ２も１次関数的に増大する。この時、第１の２次巻線ｎｓはフォワードコンバータとして動作し、第４の２次巻線ｎｏはフライバックコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第４の２次巻線ｎｏにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓがターンオフし、第４のダイオードＤｓはターンオンする。よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第４のダイオードＤｆ→第４の２次巻線ｎｏ→第５のインダクタＬｒｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２のインダクタＬｒｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１→第１のインダクタＬｒｆ１という順番で流れる。
（６）状態６ ｓｔａｔｅ６ ［ｔ６〜ｔ７］
第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、第３のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第５のキャパシタＣ２が充電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２は上昇する。また、同時に第１のキャパシタＣ１は放電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は降下する。この後、［状態１］の動作に戻る。
第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、第３のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第５のキャパシタＣ２が充電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２は上昇する。また、同時に第１のキャパシタＣ１は放電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は降下する。この後、［状態１］の動作に戻る。
第１のスイッチング素子Ｑ１、及び第２のスイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングは、例えば、出力電圧を検出するための出力電圧検出回路等を有し、予め決められた電圧を超えたことをフォトカプラ等の絶縁帰還手段を用いてフィードバックし、それに基づいてオン／オフ制御が行われる。
また、そのオン／オフ制御としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を用いた場合、スイッチング周波数は一定となるので、スイッチング動作にともなって発生するＥＭＩノイズ等の周波数成分も一定の周波数に集中するために、ノイズ対策が取りやすいという利点がある。
但し、本発明では、ＰＷＭ制御に限らず、ＰＡＭ（パルス振幅変調）制御やＰＦＭ（パルス周波数変調）等の各種制御方法やこれらを組み合わせた制御方式を用いることも可能である。
《第４の実施形態》
図９は第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示した回路と異なるのは、２次側回路がセンタータップ型整流回路である点である。すなわち図９では、第１の２次巻線ｎｓと第４の２次巻線ｎｏが同極性に巻回され、一端が共通接続され、他端は各々第２のダイオードＤｓと第３のダイオードＤｆを介して共通接続されている。また、第２の２次巻線ｎｆ１は一端が出力端子の高電位側に接続され、他端が第２のダイオードＤｓ及び第３のダイオードＤｆのカソードに接続される。また、第３の２次巻線ｎｆ２は一端が出力端子の低電位側に接続され、他端が第１の２次巻線ｎｓ及び第４の２次巻線ｎｏの共通接続点に接続されている。
図９は第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示した回路と異なるのは、２次側回路がセンタータップ型整流回路である点である。すなわち図９では、第１の２次巻線ｎｓと第４の２次巻線ｎｏが同極性に巻回され、一端が共通接続され、他端は各々第２のダイオードＤｓと第３のダイオードＤｆを介して共通接続されている。また、第２の２次巻線ｎｆ１は一端が出力端子の高電位側に接続され、他端が第２のダイオードＤｓ及び第３のダイオードＤｆのカソードに接続される。また、第３の２次巻線ｎｆ２は一端が出力端子の低電位側に接続され、他端が第１の２次巻線ｎｓ及び第４の２次巻線ｎｏの共通接続点に接続されている。
このような構成とすることで、第１のスイッチ回路Ｓ１がオンであり、第２のスイッチ回路Ｓ２がオフである期間、かつ第１のスイッチ回路Ｓ１がオフであり、第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間ともに、１次側から２次側へのエネルギー伝送が可能となる。
その他の構成は図７に示したものと同様である。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第５の実施形態》
図１０は第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示した回路と異なるのは、第２の２次巻線ｎｆ１及び第３の２次巻線ｎｆ２の接続順である。すなわち、図１０においては、第１の２次巻線ｎｓ及び第４の２次巻線ｎｏを挟んで、第２の２次巻線ｎｆ１が高電位側、第３の２次巻線ｎｆ２が低電位側に接続されている。
図１０は第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示した回路と異なるのは、第２の２次巻線ｎｆ１及び第３の２次巻線ｎｆ２の接続順である。すなわち、図１０においては、第１の２次巻線ｎｓ及び第４の２次巻線ｎｏを挟んで、第２の２次巻線ｎｆ１が高電位側、第３の２次巻線ｎｆ２が低電位側に接続されている。
このような構成にすることで、コモンモードノイズに対する耐性が強化できる。その他の構成は図３に示したものと同様である。このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第６の実施形態》
図１１は第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１１は第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図９に示した回路と異なるのは、１次側回路がハーフブリッジ回路となっている点である。すなわち、直流入力電圧Ｖｉに対して、第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、第６のキャパシタＣｒ１及び第７のキャパシタＣｒ２からなる直列回路がそれぞれ並列に接続され、第１の１次巻線ｎｐの一端が第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２の接続点に接続され、他端が第６のキャパシタＣｒ１と第７のキャパシタＣｒ２の接続点に接続されている。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第７の実施形態》
図１２は第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図１２に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１０に示した第５の実施形態の回路において、第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１を追加した構成である。このような構成とすることで、電流リップルをさらに低減することができる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
図１２は第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図１２に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１０に示した第５の実施形態の回路において、第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１を追加した構成である。このような構成とすることで、電流リップルをさらに低減することができる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第８の実施形態》
図１３は第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１３に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図９に示した第４の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒの位置が異なる。すなわち、図１３においては、第１の１次巻線ｎｐと、第４のキャパシタＣｒと、第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路に対して、第２のスイッチ回路Ｓ２が並列に接続されている。このような構成とすることで、第１の１次巻線ｎｐの両端電圧と第４のキャパシタＣｒの両端電圧の和が直流入力電圧Ｖｉに等しくなり、スイッチ回路Ｓ１の両端に印加される電圧を低く設定できるので、スイッチ回路Ｓ１に用いられるＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子の耐圧を小さくでき、小型化が可能となる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
図１３は第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１３に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図９に示した第４の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒの位置が異なる。すなわち、図１３においては、第１の１次巻線ｎｐと、第４のキャパシタＣｒと、第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路に対して、第２のスイッチ回路Ｓ２が並列に接続されている。このような構成とすることで、第１の１次巻線ｎｐの両端電圧と第４のキャパシタＣｒの両端電圧の和が直流入力電圧Ｖｉに等しくなり、スイッチ回路Ｓ１の両端に印加される電圧を低く設定できるので、スイッチ回路Ｓ１に用いられるＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子の耐圧を小さくでき、小型化が可能となる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第９の実施形態》
図１４は第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１４に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第６の実施形態に対して、１次側回路をハーフブリッジ回路ではなくフルブリッジ回路に構成した点で相違する。すなわち、第６のキャパシタＣｒ１及び第７のキャパシタＣｒ２に代えて第３のスイッチ回路Ｓ３及び第４のスイッチ回路Ｓ４を接続している。その他の点については、第６の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
図１４は第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１４に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第６の実施形態に対して、１次側回路をハーフブリッジ回路ではなくフルブリッジ回路に構成した点で相違する。すなわち、第６のキャパシタＣｒ１及び第７のキャパシタＣｒ２に代えて第３のスイッチ回路Ｓ３及び第４のスイッチ回路Ｓ４を接続している。その他の点については、第６の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
なお、第３のスイッチ回路Ｓ３及び第４のスイッチ回路Ｓ４についても、第１のスイッチ回路Ｓ１及び第２のスイッチ回路Ｓ２と同様、ＭＯＳＦＥＴ等を用いることが好ましい。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１０の実施形態》
図１５は第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１５は第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１５に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第６の実施形態に対して、１次側回路をハーフブリッジ回路ではなくプッシュプル回路に構成した点で相違する。すなわち、図１５に示したように、複合型トランスＴの１次巻線が第２の１次巻線ｎｐ１及び第３の１次巻線ｎｐ２から構成され、直流入力電圧Ｖｉに対して、第２の１次巻線ｎｐ１及び第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、第３の１次巻線ｎｐ２及び第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路がそれぞれ並列に接続されている。その他の点については、第６の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１１の実施形態》
図１６は第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１６に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図７に示した第３の実施形態と同じであり、２次側回路については図５に示した第１の実施形態と同じである。
図１６は第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１６に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図７に示した第３の実施形態と同じであり、２次側回路については図５に示した第１の実施形態と同じである。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１２の実施形態》
図１７は第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１７に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図７に示した第３の実施形態と同じであり、２次側回路については図６に示した第２の実施形態と同じである。
図１７は第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１７に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図７に示した第３の実施形態と同じであり、２次側回路については図６に示した第２の実施形態と同じである。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１３の実施形態》
図１８は第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１８に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１７に示した第１２の実施形態と比べて、２次側回路が倍電圧整流回路で構成されている点が異なる。
図１８は第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１８に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１７に示した第１２の実施形態と比べて、２次側回路が倍電圧整流回路で構成されている点が異なる。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１４の実施形態》
図１９は第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１９に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１８に示した第１３の実施形態と比べて、第１のトランスＴに第４の２次巻線ｎｏを加え、第３のダイオードＤｆの接続点を第４の２次巻線ｎｏの一端に変更したものであり、倍電圧整流回路であることには変わりがない。
図１９は第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図１９に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１８に示した第１３の実施形態と比べて、第１のトランスＴに第４の２次巻線ｎｏを加え、第３のダイオードＤｆの接続点を第４の２次巻線ｎｏの一端に変更したものであり、倍電圧整流回路であることには変わりがない。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１５の実施形態》
図２０は第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２０に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図１３に示した第８の実施形態と同じであり、２次側回路については図９に示した第４の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成しており、電流リップルをさらに低減するために第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。
図２０は第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２０に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図１３に示した第８の実施形態と同じであり、２次側回路については図９に示した第４の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成しており、電流リップルをさらに低減するために第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１６の実施形態》
図２１は第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２１に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１０に示した第５の実施形態と比べて、第１の１次巻線ｎｐに対して第４の１次巻線ｎｉが並列に接続された構成となっている。すなわち、直流入力電源Ｖｉの両端に対して、第３のインダクタＬｒと、第４の１次巻線ｎｉと、第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続され、第４の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、直流入力電源Ｖｉの−側端子との間に、第１の１次巻線ｎｐと第１０のキャパシタＣｅからなる直列回路が接続され、第１の１次巻線ｎｐに対して、第２のスイッチ回路Ｓ２と第４のキャパシタＣｒからなる直列回路が並列に接続されている。
図２１は第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２１に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１０に示した第５の実施形態と比べて、第１の１次巻線ｎｐに対して第４の１次巻線ｎｉが並列に接続された構成となっている。すなわち、直流入力電源Ｖｉの両端に対して、第３のインダクタＬｒと、第４の１次巻線ｎｉと、第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続され、第４の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、直流入力電源Ｖｉの−側端子との間に、第１の１次巻線ｎｐと第１０のキャパシタＣｅからなる直列回路が接続され、第１の１次巻線ｎｐに対して、第２のスイッチ回路Ｓ２と第４のキャパシタＣｒからなる直列回路が並列に接続されている。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１７の実施形態》
図２２は第１７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２２に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒ２の接続位置が異なる。すなわち、第４のキャパシタＣｒは第１の１次巻線ｎｐと第１０のキャパシタＣｅとの間に直列に接続されている。２次側回路については図１５に示した第１０の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成している。
図２２は第１７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２２に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒ２の接続位置が異なる。すなわち、第４のキャパシタＣｒは第１の１次巻線ｎｐと第１０のキャパシタＣｅとの間に直列に接続されている。２次側回路については図１５に示した第１０の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成している。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１８の実施形態》
図２３は第１８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２３に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒ２の接続位置が異なる。すなわち、第４のキャパシタＣｒは第４の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との間に直列に接続されている。２次側回路については図１５に示した第１０の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成している。
図２３は第１８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２３に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒ２の接続位置が異なる。すなわち、第４のキャパシタＣｒは第４の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との間に直列に接続されている。２次側回路については図１５に示した第１０の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成している。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１９の実施形態》
図２４は第１９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２４に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と同じであり、２次側回路については図１６に示した第１１の実施形態と同じである。
図２４は第１９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２４に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と同じであり、２次側回路については図１６に示した第１１の実施形態と同じである。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第１９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第１９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第２０の実施形態》
図２５は第２０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２５に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図９に示した第４の実施形態と同じであり、２次側回路については図９に示した第４の実施形態と比べて、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側に第５の２次巻線ｎｆ３が直列に接続され、第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側に第６の２次巻線ｎｆ４が直列に接続された構成となっており、第５の２次巻線ｎｆ３の高電位側端子と第６の２次巻線ｎｆ４の低電位側端子との間に、第２のキャパシタＣｏが接続され、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側端子と第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側端子との間に、第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが２段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
図２５は第２０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２５に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図９に示した第４の実施形態と同じであり、２次側回路については図９に示した第４の実施形態と比べて、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側に第５の２次巻線ｎｆ３が直列に接続され、第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側に第６の２次巻線ｎｆ４が直列に接続された構成となっており、第５の２次巻線ｎｆ３の高電位側端子と第６の２次巻線ｎｆ４の低電位側端子との間に、第２のキャパシタＣｏが接続され、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側端子と第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側端子との間に、第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが２段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第２０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第２０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第２１の実施形態》
図２６は第２１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２６に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図１０に示した第５の実施形態と同じであり、２次側回路については図１０に示した第５の実施形態と比べて、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側に第５の２次巻線ｎｆ３が直列に接続され、第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側に第６の２次巻線ｎｆ４が直列に接続された構成となっており、第５の２次巻線ｎｆ３の高電位側端子と第６の２次巻線ｎｆ４の低電位側端子との間に、第２のキャパシタＣｏが接続され、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側端子と第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側端子との間に、第１１のキャパシタＣｅが接続され、第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが３段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
図２６は第２１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２６に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図１０に示した第５の実施形態と同じであり、２次側回路については図１０に示した第５の実施形態と比べて、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側に第５の２次巻線ｎｆ３が直列に接続され、第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側に第６の２次巻線ｎｆ４が直列に接続された構成となっており、第５の２次巻線ｎｆ３の高電位側端子と第６の２次巻線ｎｆ４の低電位側端子との間に、第２のキャパシタＣｏが接続され、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側端子と第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側端子との間に、第１１のキャパシタＣｅが接続され、第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが３段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第２１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第２１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第２２の実施形態》
図２７は第２２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２７に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と同じであり、２次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４の２次巻線ｎｏ両端に、第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが２段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
図２７は第２２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図２７に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と同じであり、２次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４の２次巻線ｎｏ両端に、第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが２段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
この第２２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
この第２２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
Claims (15)
- 直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｆ１と、第３の２次巻線ｎｆ２と、を少なくとも備えた第１のトランスＴと、
第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
前記直流電源入力部に対して直列に接続される、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路と、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第１のインダクタＬｒｆ１と、
前記第３の２次巻線ｎｆ２と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第２のインダクタＬｒｆ２と、前記第１のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第２のインダクタＬｒｆ２と、ロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１のオン／オフ動作に伴って１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は前記第２のキャパシタＣｏと閉ループを構成するように直列に接続され、
前記ロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるように構成したことを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは、互いの磁気極性が同極性になるように巻回され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、を有するフォワードコンバータを構成したことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは、互いの磁気極性が逆極性になるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓには、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第１のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間に放電を行い、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間に充電を行う第３のキャパシタＣｏ１と、からなる整流平滑回路を有するフライバックコンバータを構成したことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 第４のキャパシタＣｒと、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続され、
前記第４のキャパシタと前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続されて構成されることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第６のキャパシタＣｒ１と、
第７のキャパシタＣｒ２と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐのと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２からなる直列回路が互いに並列接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、ハーフブリッジ回路を構成したことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のスイッチング素子Ｑ３と、第８のキャパシタＣ３と、第５のダイオードＤ３の並列回路からなる第３のスイッチ回路Ｓ３と、
第４のスイッチング素子Ｑ４と、第９のキャパシタＣ４と、第６のダイオードＤ４の並列回路からなる第４のスイッチ回路Ｓ４と、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４からなる直列回路が互いに並列接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、フルブリッジ回路を構成したことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記トランスＴは、前記第１の１次巻線ｎｐが、互いに一端が接続された第２の１次巻線ｎｐ１と第３の１次巻線ｎｐ２から構成され、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２を有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第２の１次巻線ｎｐ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、
前記第３の１次巻線ｎｐ２と前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が、互いに並列接続されていることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 第４の１次巻線ｎｉをさらに有する前記トランスＴと、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第４のキャパシタＣｒと、
第１０のキャパシタＣｅと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、
前記第４の１次巻線ｎｉに直列に接続された、前記第４の１次巻線ｎｉと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第４のインダクタＬｒｉと、をさらに有し、
前記直流電源入力部に対して、前記第４の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１０のキャパシタＣｅからなる直列回路が接続され、
前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第４のキャパシタＣｒからなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐに対して並列に接続されたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオフである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第１の２次巻線ｎｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第４の２次巻線ｎｏと、を有し、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとが直列接続され、
前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、を有し、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、が接続されたことを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとの巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝２：１としたことを特徴とする請求項９に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記トランスＴは、前記第１の２次巻線ｎｓの一端に一端が接続された第４の２次巻線ｎｏを有し、
前記第１の２次巻線ｎｓの他端に第２のダイオードＤｓ、前記第４の２次巻線ｎｏの他端に第３のダイオードＤｆが各々接続されたセンタータップ型整流回路を構成したことを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記第１の２次巻線ｎｓの一端にカソードが接続され、アノードが第１１のキャパシタＣｏ２の一端に接続された第２のダイオードＤｓと、
前記第１の２次巻線ｎｓの前記一端にアノードが接続され、カソードが第３のキャパシタＣｏ１に接続された第３のダイオードＤｆと、
前記第１の２次巻線ｎｓの他端に、前記第１１のキャパシタＣｏ２の他端と、前記第３のキャパシタＣｏ１の他端が接続されて、倍電圧整流回路が構成されていることを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記第２の２次巻線ｎｆ１は、前記第１の２次巻線ｎｓの一端と前記第２のキャパシタＣｏの高電位側端子との間に接続され、前記第３の２次巻線ｎｆ２は、前記第１の２次巻線ｎｓの他端と前記第２のキャパシタＣｏの低電位側端子との間に接続されたことを特徴とする請求項１乃至１２のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
- 前記第１のトランスＴは、さらに第５の２次巻線ｎｆ３と第６の２次巻線ｎｆ４を含み、
前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に接続された、前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に接続された、前記第６の２次巻線ｎｆ４と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第７のインダクタＬｒｆ４と、
前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、
前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１とをさらに有し、
前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。 - 前記第１のトランスＴは、さらに第５の２次巻線ｎｆ３と第６の２次巻線ｎｆ４を含み、
前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
前記第４の２次巻線ｎｏに直列に前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、
前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に前記第６の２次巻線ｎｆ４の漏洩インダクタンスで構成される第７のインダクタＬｒｆ４と、前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１と、前記第５のインダクタンスＬｒｏと共に第３のロー・パス・フィルタを構成する第１１のキャパシタＣｏ２と、をさらに有し、
前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする請求項９に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
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Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Family Cites Families (11)
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|---|---|---|---|---|
| JP3351400B2 (ja) * | 1999-01-18 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| US6163466A (en) * | 1999-09-16 | 2000-12-19 | Lucent Technologies, Inc. | Asymmetrical DC/DC converter having output current doubler |
| JP3796647B2 (ja) * | 2000-02-03 | 2006-07-12 | 横河電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US6304460B1 (en) * | 2000-05-05 | 2001-10-16 | Slobodan Cuk | Switching DC-to-DC converter utilizing a soft switching technique |
| WO2004019472A1 (ja) * | 2002-08-22 | 2004-03-04 | Sanken Electric Co., Ltd. | 直流変換装置 |
| JP4151015B2 (ja) | 2003-03-11 | 2008-09-17 | 株式会社デンソー | 絶縁型スイッチングｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US7057906B2 (en) * | 2003-03-11 | 2006-06-06 | Denso Corporation | Insulating switching DC/DC converter |
| JP4151014B2 (ja) | 2003-03-11 | 2008-09-17 | 株式会社デンソー | 絶縁型スイッチングｄｃ／ｄｃコンバータ |
| GB2415550B8 (en) * | 2004-01-30 | 2006-10-12 | Murata Manufacturing Co | Switching power supply apparatus |
| JP4124814B2 (ja) * | 2004-12-06 | 2008-07-23 | 株式会社デンソー | 入出力絶縁型ｄｃーｄｃコンバータ |
| JP4716813B2 (ja) * | 2005-08-05 | 2011-07-06 | 新電元工業株式会社 | 共振形コンバータ |
-
2009
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-
2010
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Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0919135A (ja) * | 1995-06-30 | 1997-01-17 | Mitsubishi Electric Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2004282918A (ja) * | 2003-03-17 | 2004-10-07 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2007508000A (ja) * | 2003-10-01 | 2007-03-29 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | 変圧器のためのリップル電流低減 |
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