WO2012073707A1 - スイッチング電源回路 - Google Patents

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細谷達也
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply circuit that outputs a voltage from each of a plurality of output units.
  • the output voltage of a second output unit is stabilized in addition to a feedback circuit that feedback-controls a primary side according to the output voltage of the first output unit.
  • the present invention relates to a switching power supply circuit including a circuit that performs the above-described operation.
  • Patent Documents 1 to 3 disclose switching power supply circuits that output voltages respectively from a plurality of output units.
  • a rectified voltage or a rectified and smoothed voltage is input to generate a second output (sub output) voltage separately from the first output (main output) of the converter. Accordingly, the second output voltage is adjusted by controlling the switching element on the second output side.
  • the period for supplying power from the primary side to the secondary side of the transformer is determined by the resonance frequency determined by the current resonance capacitor and the leakage inductance of the transformer (paragraph of Patent Document 1). [0034]).
  • the second output line is provided with an output control switching element and an output control circuit for controlling the ON / OFF pulse width (paragraph [0028] of Patent Document 1).
  • FIG. 1A is a schematic diagram of a switching power supply circuit disclosed in Patent Document 1
  • FIG. 1B is an internal block diagram of an output control circuit.
  • This switching power supply circuit includes an output control MOS-FET (between the cathode of the second output rectifier diode (15) constituting the second rectifier smoothing circuit (17) and the second output smoothing capacitor (16). 40) for output control based on the voltage of the second output smoothing capacitor (16) between the second DC output terminal (18, 19) and the gate of the output control MOS-FET (40).
  • An output control circuit (41) for controlling on / off of the MOS-FET (40) is provided.
  • the output control MOS-FET (40) is turned on / off at the same switching frequency in synchronization with the on-period of the first main MOS-FET (1).
  • the main control circuit (14) fixes the ON period of the first main MOS-FET (1), and based on the output voltage Vo1 of the first rectifying and smoothing circuit (9), the second main MOS- By changing the ON period of the FET (2), the ON duty of the first main MOS-FET (1) is controlled.
  • the output control circuit (41) generates a voltage generated in the second secondary winding (5c) of the transformer (5) when the first main MOS-FET (1) is turned on.
  • the voltage fluctuation detection circuit (42) for detecting Vt22 and the voltage Vo2 of the second output smoothing capacitor (16) are detected, and an error signal Ve2 between the detected voltage and the reference voltage defining the second output voltage value is obtained.
  • a PWM control circuit (44) that outputs a pulse train signal Vpt having a ratio, and an RS flip-flop that is set by the detection signal Vtd of the voltage fluctuation detection circuit (42) and reset by the pulse train signal Vpt of the PWM control circuit (44) 45) and the output signal of the RS flip-flop (45), the output control MOS-FET (40) And a drive circuit (46) for applying an operation signal Vs2 to the gate.
  • the output control MOS-FET 40 is PWM controlled according to the second output voltage Vo2, and the second output voltage Vo2 is stabilized.
  • the switching power supply circuit disclosed in Patent Document 2 controls a first output voltage by a frequency modulator having a secondary side control means for controlling a duty cycle of a pulse train, and thins out the number of pulse voltage waves. And the second output voltage is controlled.
  • the switching power supply circuit disclosed in Patent Document 3 is provided with a switch circuit at the secondary winding output of the transformer of the output system other than the output system performing the main feedback, and further detects the output voltage, and the pulse width control circuit
  • the secondary winding of the transformer of the output system other than the output system that performs the main feedback is generated by generating a pulse signal at the output signal and synchronizing the pulse signal with the pulse control signal of the output system that performs the main feedback.
  • the output ON width is controlled to stabilize the output voltage.
  • the switching power supply circuits disclosed in Patent Documents 1 to 3 require a PWM control circuit for generating a pulse train signal having a duty ratio based on the error signal of the second output voltage detection circuit. It is complicated overall.
  • an object of the present invention is to provide a switching power supply circuit that simplifies the circuit configuration and reduces the size and cost while maintaining high accuracy of the output voltage of the second output unit.
  • the configuration of the switching power supply circuit of the present invention is as described in the claims. It is typically configured as follows.
  • the switching power supply device includes a transformer including a primary winding Np, a first secondary winding Ns1, and a second secondary winding Ns2, and a first connected in series to the primary winding Np.
  • a switching element Q1 a first rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes the output of the first secondary winding Ns1 to generate a first output voltage Vo1, and rectifies and smoothes the output of the second secondary winding Ns2.
  • a second rectifying / smoothing circuit for generating the second output voltage Vo2, a first feedback circuit FB1 for generating a feedback signal corresponding to the first output voltage Vo1, and the first switching element Q1 based on the feedback signal.
  • a switching control circuit CNT1 for stabilizing the first output voltage Vo1 and a switching power supply circuit comprising:
  • the rectifying circuit CR2 of the second rectifying / smoothing circuit includes the rectifying switch element Qs and the rectifying switch element Qs when the input voltage is higher than the second output voltage Vo2 and the second output voltage Vo2 is lower than a predetermined voltage.
  • Drive control circuit (Ds2, CNT2, FB2), and the rectifying circuit of the second rectifying / smoothing circuit controls the number of pulses of the pulse current flowing through the second rectifying / smoothing circuit per unit time. The output voltage Vo2 is stabilized.
  • the input voltage (that is, the second secondary winding voltage) to the second rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes the output of the second secondary winding of the transformer is higher than the second output voltage Vo2, and the second Since the rectifying switch element Qs conducts when the output voltage Vo2 is lower than the predetermined voltage, the number of pulses of the pulse current flowing through the rectifying switch element Qs is controlled per unit time, and the second output voltage Vo2 is highly accurate. Is done.
  • the rectifying switch element Qs becomes a ZVS (zero voltage switch) operation by turning on the rectifying switch element Qs before the timing when the voltage is applied to both ends. Therefore, almost no switching loss, noise, and surge current are generated at turn-on. As a result, the amount of heat generation is suppressed, and the power supply device can be reduced in size and weight. Further, there is no instability of the switching operation due to the influence of noise, and the accuracy of the output voltage can be maintained.
  • the switching power supply circuit according to claim 2 is connected in series to the rectifying switch element Qs to the rectifying circuit CR2 of the second rectifying and smoothing circuit, and allows the voltage of the second secondary winding to flow in the forward direction.
  • Two rectifier elements Ds2 are provided. With this configuration, since the rectifying switch element Qs is turned off after the second rectifying element Ds2 becomes non-conductive, a ZCS (zero current switch) operation is performed. Therefore, almost no switching loss, noise, and surge voltage are generated during turn-off. As a result, the rectifying switch element Qs does not need to have a high withstand voltage, the conduction loss is small, the heat generation amount is suppressed, and the power supply device can be reduced in size and weight. Further, there is no instability of the switching operation due to the influence of noise, and the accuracy of the output voltage can be maintained.
  • the second rectifying and smoothing circuit includes a secondary inductor Lrs2 that delays the rising of the current flowing into the rectifying circuit CR2 of the second rectifying and smoothing circuit.
  • the rectifying switch element Qs when the rectifying switch element Qs is turned on, the rise of the current flowing through the rectifying circuit CR2 of the second rectifying / smoothing circuit is delayed by the secondary-side inductor Lrs2, and the current flows through the rectifying circuit CR2 of the second rectifying / smoothing circuit.
  • the rectifying switch element Qs can be reliably turned on, so that a ZVS (zero voltage switch) operation is performed. Therefore, almost no switching loss occurs even at the turn-on.
  • the drive control circuit uses a winding voltage generated in the winding of the transformer when the rectifier circuit CR2 of the second rectifying and smoothing circuit is turned on, for example.
  • the rectifying switch element Qs is made conductive. With this configuration, a drive control DC power source for driving the rectifying switch element Qs becomes unnecessary, and a reduction in size and weight can be achieved. In addition, since a fixed loss due to a direct current does not occur, high-efficiency operation is possible.
  • the rectifier circuit CR2 of the second rectification smoothing circuit of the second rectification smoothing circuit has a small load current (for example, a light load) to which the second output voltage Vo2 is applied. ) Operate to limit the forward current conduction time. With this configuration, the forward current conduction time is limited by the rectifying switch Qs to suppress the voltage increase of the output voltage Vo2, and the ripple voltage is reduced.
  • a switching power supply circuit includes a second switching element Q2 connected to a position forming a closed loop together with the primary winding Np, and the switching control circuit CNT1 includes the first switching element Q1 and the second switching element Q2.
  • the switching element Q2 is alternately turned on / off with a short dead time.
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 can realize a ZVS (zero voltage switching) operation, and can reduce switching loss and increase efficiency.
  • the restriction on the ON / OFF timing of the rectifying switch element Qs can be relaxed, and the rectifying switch element Qs is driven.
  • the configuration of the control circuit (Ds2, CNT2, FB2) can be simplified.
  • FIG. 1A is a schematic diagram of a switching power supply circuit disclosed in Patent Document 1, and FIG. 1B is an internal block diagram of an output control circuit.
  • FIG. 2A is a circuit diagram of the switching power supply circuit 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a circuit diagram of the rectifier circuit CR2 of the second rectifying / smoothing circuit in the switching power supply circuit 101.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of the switching power supply circuit 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 3B is a diagram showing a specific circuit configuration of the rectifying circuit CR2 of the second rectifying and smoothing circuit.
  • FIG. 4 is a main waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit 102.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 104 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 105 according to the fifth embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 106 according to the sixth embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 107 according to the seventh embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 108 according to the eighth embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 109 according to the ninth embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 110 according to the tenth embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 111 according to the eleventh embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 112 according to the twelfth embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 113 according to the thirteenth embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 114 according to the fourteenth embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 115 according to the fifteenth embodiment.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 116 according to the sixteenth embodiment.
  • FIG. 2A is a circuit diagram of the switching power supply circuit 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a circuit diagram of a rectification circuit (hereinafter, “second rectification circuit”) CR2 of the second rectification smoothing circuit in the switching power supply circuit 101.
  • the switching power supply circuit 101 includes a transformer T having a primary winding Np, a first secondary winding Ns1, and a second secondary winding Ns2, and a first switching element Q1 connected in series to the primary winding Np.
  • a first rectifying / smoothing circuit for rectifying and smoothing the output of the first secondary winding Ns1 to generate the first output voltage Vo1, and a second output voltage for rectifying and smoothing the output of the second secondary winding Ns2
  • a second rectifying / smoothing circuit that generates Vo2
  • a first feedback circuit FB1 that generates a feedback signal corresponding to the first output voltage Vo1, and a first output voltage that controls the first switching element Q1 based on the feedback signal.
  • a first switching control circuit CNT1 that stabilizes Vo1.
  • the first rectifying and smoothing circuit is configured by the first rectifying element Ds1 and the capacitor Co1 connected to the first secondary winding Ns1.
  • the rectifying switch element Qs connected to the second secondary winding Ns2 and the second switching control circuit CNT2 constitute a second rectifier circuit CR2, and the second rectifier circuit CR2 and the capacitor Co2 constitute the second rectifier circuit CR2.
  • a rectifying and smoothing circuit is configured.
  • the second switching control circuit CNT2 controls the rectifying switch element Qs.
  • the second switching control circuit CNT2 includes two comparators CP1, CP2, a reference voltage circuit Vr, and an AND gate AN1.
  • the comparator CP1 outputs an H level when the second output voltage Vo2 is lower than the voltage of the reference voltage circuit Vr.
  • the comparator CP2 outputs an H level when the voltage Vi2 of the second secondary winding Ns2 is higher than the second output voltage Vo2.
  • the AND gate AN1 outputs H level when the outputs of the comparators CP1 and CP2 are both H level, and turns on the rectifying switch element Qs.
  • the PWM control circuit as disclosed in Patent Documents 1 to 3 is unnecessary, and the control circuit for outputting the second output voltage can be simplified.
  • the rectifying switch element Qs when the first switching element Q1 is turned off, a reverse polarity voltage is generated in the second secondary winding Ns2.
  • the rectifying switch element Qs When the rectifying switch element Qs is on during the off period of the first switching element Q1, the pulse current flows without restriction. When the rectifying switch element Qs is off, no pulse current flows. That is, by controlling on / off of the rectifying switch element Qs, the number of pulses of the pulse current can be controlled to stabilize the second output voltage Vo2.
  • FIG. 4 is a main waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit 102.
  • the switching power supply circuit 102 includes a transformer T having a primary winding Np, a first secondary winding Ns1, and a second secondary winding Ns2, and a first switching element Q1 connected in series to the primary winding Np.
  • First switching element Q2 connected to the position forming a closed loop with primary winding Np, and first switching element Q1 and second switching element Q2 that are alternately turned on and off with a short dead time.
  • a control circuit CNT1 and a first feedback circuit FB1 are provided.
  • a resonance inductor Lr and a resonance capacitor Cr are provided in series with the primary winding Np.
  • a resonance circuit is constituted by the resonance inductor Lr and the resonance capacitor Cr.
  • the switching power supply circuit 102 rectifies and smoothes the output of the first secondary winding Ns1 to generate the first output voltage Vo1, and rectifies the output of the second secondary winding Ns2.
  • a second rectifying / smoothing circuit that smoothes and generates the second output voltage Vo2 is provided.
  • a first rectifying and smoothing circuit is configured by the first rectifying element Ds1 and the capacitor Co1 connected to the first secondary winding Ns1.
  • the second rectifying / smoothing circuit is constituted by the second rectifying circuit CR2 and the capacitor Co2 connected to the second secondary winding Ns2.
  • the second rectifier circuit CR2 includes a rectifier switch element Qs, a second switching control circuit CNT2 that controls the rectifier switch element Qs, and a feedback circuit FB2.
  • the second rectifier circuit CR2 includes a second rectifier element Ds2 that is connected in series to the rectifier switch element Qs and allows the voltage of the second secondary winding Ns2 to flow in the forward direction.
  • the second rectifying / smoothing circuit includes a secondary inductor Lrs2 that delays the rising of the current flowing into the second rectifying circuit CR2.
  • the secondary inductor Lrs2 is an inductor connected to the leakage inductance of the transformer T or the second secondary winding Ns2 of the transformer T.
  • the first rectifying / smoothing circuit includes an inductor Lrs1.
  • the inductor Lrs1 is a leakage inductance of the transformer T.
  • the operation of the switching power supply circuit 102 shown in FIG. 3A is as follows.
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are alternately turned on / off with a short dead time under the control of the first switching control circuit CNT1.
  • the switching frequency at this time is equal to or substantially equal to the resonance frequency by the resonance inductor Lr and the resonance capacitor Cr.
  • the first feedback circuit FB1 negatively feeds back a signal generated by comparing the first output voltage Vo1 and the reference voltage to the first switching control circuit CNT1.
  • the first output voltage Vo1 is maintained at a predetermined voltage regardless of the load current flowing through the load to which the first output voltage Vo1 is applied and regardless of the voltage fluctuation of the input power supply Vi.
  • the second feedback circuit FB2 negatively feeds back a signal generated by comparing the second output voltage Vo2 and the reference voltage to the second switching control circuit CNT2.
  • the operation of the second feedback circuit FB2 and the second switching control circuit CNT2 is as follows.
  • the rectifying switch element Qs When the output voltage Vo2 is lower than the reference voltage, the rectifying switch element Qs is in a conducting state, the second rectifying circuit CR2 is conducting, a current is slowly raised by the inductor Lrs2, and the output voltage Vo2 is supplied. Since the rectifying switch element Qs is in a conductive state, the pulse current flowing through the rectifying switch element Qs during the off period of the first switching element Q1 is not limited.
  • the rectifying switch element Qs When the output voltage Vo2 is higher than the reference voltage, the rectifying switch element Qs is non-conductive, the second rectifier circuit CR2 is non-conductive, and the rectifying switch element Qs is pulsed during the off period of the first switching element Q1. No current flows.
  • the conduction / non-conduction of the rectifying switch element Qs is controlled based on the voltage information of the second output voltage Vo2.
  • the rise of the current flowing through the second rectifier circuit CR2 is delayed by the inductor Lr2, and the rectifier switch element Qs is reliably turned on before the current starts to flow through the second rectifier element.
  • the rectifier switch element Qs becomes non-conductive after the current is interrupted by the reverse bias of the second rectifier element Ds2.
  • the rectifying switch element Qs operates with the voltage generated in the transformer T, the rectifying switch element Qs operates in synchronization with the switching frequency of the first switching element Q1 and the second switching element Q2.
  • FIG. 3B is a diagram showing a specific circuit configuration of the second rectifier circuit CR2 shown in FIG.
  • a light emitting element paired with a light receiving element PC of a photocoupler is provided at the output portion of the second feedback circuit FB2 in the second rectifier circuit CR2.
  • a circuit other than the second feedback circuit FB2, the second rectifier element Ds2, and the rectifier switch element Qs in the second rectifier circuit CR2 is the second switching control circuit CNT2 in FIG.
  • the operation of the switching power supply circuit 102 is as follows. (1) [ON period of first switching element Q1] When the second output voltage Vo2 is generated, the capacitor Cb is charged through a parallel circuit including the Zener diode Dz, the resistor Rg, the resistor Rg2, and the capacitor Cg.
  • the second switching element Q2 When the second switching element Q2 is turned off, the voltage of the second secondary winding Ns2 is inverted, the second rectifier element Ds2 is turned off, and the second rectifier circuit CR2 is turned off. Thereafter, the first switching element Q1 is turned on. At this time, the transistor Tr is not turned on before the second rectifier circuit CR2 is turned off.
  • the capacitor Cb is charged by the voltage of the capacitor Cb through the diode Dp, the light receiving element PC, and the resistor Rt.
  • the transistor Tr When the base-emitter voltage of the transistor Tr exceeds the threshold voltage of about 0.6 V, the transistor Tr is turned on and rectified. No voltage is applied between the gate and source of the switch element Qs, the rectifier switch element Qs is turned off, and the second rectifier circuit CR2 maintains the non-conduction state. Therefore, no pulse current flows through the rectifying switch element Qs during the off period of the first switching element Q1. Thereafter, the first switching element Q1 is turned on.
  • the diode Dbe prevents the capacitor Ct from being charged with a reverse voltage.
  • the rectifying switch element Qs When the current of the load to which the second output voltage Vo2 is applied is a normal load current, as shown in FIG. 4, the rectifying switch element Qs is turned on at the rise of the voltage of the second secondary winding Ns2. A non-turn-on state (tooth loss state) occurs, and the second output voltage Vo2 is stabilized by controlling the number of pulses of the pulse current with the frequency of occurrence of the tooth loss state.
  • the charging time constant for the capacitor Ct becomes small, and the voltage of the capacitor Ct quickly becomes 0.6V after the rectifying switch element Qs is turned on.
  • the transistor Tr is turned on and the rectifying switch element Qs is turned off. That is, at a light load, the ON time of the switch element Qs is shortened. Therefore, as shown in FIG. 4, the switch element Qs is turned off within the period in which the voltage of the secondary winding Ns2 is generated.
  • the waveform at the normal load in FIG. 4 is obtained at the normal load, and the waveform at the light load in FIG. 4 or the mixed waveform of the waveform at the normal load and the light load in FIG. Become.
  • the ZCS operation zero current switch
  • the ZCS operation may not be performed, but it is a light load and is cut off by the rectifying switching element Qs. Therefore, switching loss and noise at the time of turn-off are not a problem.
  • the rectifying switch element Qs does not need to have a high withstand voltage, and by using an element with low conduction loss (low withstand voltage), the amount of heat generation can be suppressed and the power supply device can be reduced in size and weight. Further, there is no instability of the switching operation due to the influence of noise, and the accuracy of the output voltage can be maintained.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 103 according to the third embodiment.
  • This switching power supply circuit 103 is an example in which the rectifying switch element Qs is driven and controlled using a voltage generated in the drive winding Nb1 provided in the transformer T. Further, the second output voltage Vo2 is an example lower than the first output voltage Vo1.
  • the operation of the switching power supply circuit 103 is as follows. (1) [On period of the second switching element Q2 (when the second output voltage Vo2 is lower than a predetermined voltage and the second rectifier circuit CR2 is in a conductive state)] When the first switching element Q1 is turned off, the voltage of the drive winding Nb1 is applied between the gate and the source of the rectifying switch element Qs via the resistor Rg, and the rectifying switch element Qs is turned on. Due to the inductor Lrs2, the current rises slowly with a delay from the voltage, the second rectifier circuit CR2 becomes conductive, and the second output voltage Vo2 is supplied while the capacitor Co2 is charged.
  • the second switching element Q2 When the second switching element Q2 is turned off, the voltage of the second secondary winding Ns2 is inverted, the second rectifier element Ds2 is turned off, and the second rectifier circuit CR2 is turned off. Thereafter, the first switching element Q1 is turned on.
  • the rectifying switch element Qs can be directly turned on by the voltage of the drive winding Nb1, the capacitor Cb shown in FIG. 3B is not necessary.
  • the voltage suitable for driving and controlling the rectifying switch element Qs can be set by the number of turns of the drive winding Nb1 provided in the transformer T, the rectifying switch element Qs can be driven at the optimum timing, thereby further reducing the loss. it can.
  • the other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 104 according to the fourth embodiment.
  • the switching power supply circuit 104 includes a surge voltage absorbing capacitor Cs in parallel with the second rectifier element Ds2 in the second rectifier circuit CR2.
  • Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • the rectifying switch element Qs when the current flowing through the inductor Lrs2 is suddenly interrupted by the rectifying switch element Qs in a transient change such as when the voltage of the input power supply Vi or the second output voltage Vo2 changes suddenly. It is possible to suppress the surge voltage generated at both ends of the rectifying switch element Qs and to suppress the occurrence of excessive voltage stress.
  • the other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 105 according to the fifth embodiment.
  • the switching power supply circuit 105 is an example in which the first secondary winding Ns1 and the second secondary winding Ns2 are configured as separate windings. Further, this is an example in which the first secondary winding Ns1 and the second secondary winding Ns2 are configured as opposite polarity windings. Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • the first output voltage Vo1 is obtained from the first secondary winding Ns1 during the ON period of the first switching element Q1, and the second rectifier circuit is supplied during the ON period of the second switching element Q2.
  • the output voltage Vo2 is obtained from the second secondary winding Ns2.
  • the voltage of the second output voltage Vo2 can be controlled with high accuracy by the second rectifier circuit CR2.
  • the transformer since energy is transmitted from the primary side to the secondary side in any ON period of the first switching element Q1 and the second switching element Q2, the transformer can be reduced in size. The other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 106 according to the sixth embodiment.
  • This switching power supply circuit 106 includes two first secondary windings Ns11 and Ns12 in a transformer T, and a center tap rectifier circuit including diodes Ds11 and Ds12 and a capacitor Co1 is configured at the output thereof.
  • Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 107 according to the seventh embodiment.
  • the switching power supply circuit 107 is an example in which the first secondary winding Ns1 and the second secondary winding Ns2 are configured as separate insulated windings.
  • the first secondary winding Ns1 and the second secondary winding Ns2 are configured as windings having the same polarity.
  • Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 can be obtained as outputs that are insulated from each other.
  • the other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 108 according to the eighth embodiment.
  • a voltage doubler rectifier circuit including diodes Ds11 and Ds12 and capacitors Cs1 and Cs2 is connected to the first secondary winding Ns1, and the voltage of the second secondary winding Ns2 is connected to the second rectifier circuit CR2.
  • This is an example in which the control is performed.
  • Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • the size of the transformer can be reduced.
  • the first secondary winding Ns1 for obtaining the first output voltage Vo1 can be constituted by one secondary winding. The other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 109 according to the ninth embodiment.
  • the switching power supply circuit 109 has a configuration in which a full-wave rectifier circuit including four diodes Ds1 is connected to the first secondary winding Ns1, and the voltage of the second secondary winding Ns2 is controlled by the second rectifier circuit CR2. It is an example. Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • the ninth embodiment energy is transmitted from the primary side to the secondary side in the on-period of each of the first switching element Q1 and the second switching element Q2, so that the transformer can be reduced in size.
  • the first secondary winding Ns1 for obtaining the first output voltage Vo1 can be constituted by one secondary winding. The other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 110 according to the tenth embodiment.
  • This switching power supply circuit 110 is an example in which a plurality of secondary side rectifier circuits CR2, CR3, CR4 are provided. Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • the plurality of rectifier circuits CR2, CR3, and CR4 are provided and controlled individually, the plurality of second output voltages Vo2, Vo3, and Vo4 can be controlled with high accuracy.
  • the other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 111 according to the eleventh embodiment.
  • the second rectifier circuit CR2 includes two diodes Ds21 and Ds22 and one rectifier switch element Qs, and the center tap rectifies the voltage of the second secondary windings Ns21 and Ns22.
  • the two output voltage Vo2 is controlled by the second rectifier circuit CR2.
  • the transformer T is provided with drive windings Nb1 and Nb2, and is configured to control the rectifying switch element Qs based on a voltage signal subjected to center tap rectification.
  • Other configurations are the same as those shown in the second embodiment and the third embodiment.
  • each of the first secondary windings Ns11 and Ns12 and the second secondary windings Ns21 and Ns22 is a center tap rectifier circuit. Since energy can be transmitted from the primary side to the secondary side during each on period of the two switching elements Q2, the size of the transformer can be reduced.
  • the ripple voltage at the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 can be reduced.
  • Other effects are the same as those described in the first to third embodiments.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 112 according to the twelfth embodiment.
  • the switching power supply circuit 112 includes four diodes Ds2 and one rectifying switch element Qs in the second rectifier circuit CR2, and full-wave rectifies the voltage of the second secondary winding Ns2 to obtain an output voltage Vo2.
  • the output voltage Vo2 is controlled by the rectifier circuit CR2.
  • Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • the first secondary winding Ns1 can transmit energy from the primary side to the secondary side in the on periods of the first switching element Q1 and the second switching element Q2, respectively.
  • the transformer T can be reduced in size. Further, the ripple voltage at each of the first voltage output and the second voltage output can be reduced.
  • the ripple voltage at the second output voltage Vo2 can be further reduced.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 113 according to the thirteenth embodiment.
  • the switching power supply circuit 113 includes two diodes Ds21 and Ds22 and two rectifying switch elements Qs1 and Qs2 in the second rectifier circuit CR2, and performs second voltage rectification on the voltage of the second secondary winding Ns2. In this example, the output voltage Vo2 is obtained.
  • Other configurations are the same as those shown in the second embodiment.
  • the first secondary winding Ns1 is connected to each of the first switching element Q1 and the second switching element Q2.
  • the transformer T can be reduced in size.
  • the ripple voltage at each of the first voltage output and the second voltage output can be reduced.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 114 according to the fourteenth embodiment.
  • the position of the resonance capacitor Cr on the primary side is different from the circuits shown in the second to thirteenth embodiments. That is, the series circuit of the resonant capacitor Cr and the second switching element Q2 is connected in parallel to the series circuit of the primary winding Np and the inductor Lr.
  • the primary side of the transformer has a half-bridge configuration
  • the fourteenth embodiment has a topology of flyback + active clamp circuit. That is, the second switching element Q2 acts as a clamp element, and the excitation of the transformer T is forcibly reset to prevent the generation of a high voltage and improve the conversion efficiency. Therefore, the control characteristic of the output voltage with respect to the change of the input voltage is improved.
  • the other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 115 according to the fifteenth embodiment.
  • the switching power supply circuit 115 is an example in which a flyback converter is configured without providing the second switching element Q2 on the primary side of the transformer T.
  • the main switching element since the main switching element is single, it is suitable for a small switching power supply circuit having a relatively low current capacity.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 116 according to the sixteenth embodiment.
  • This switching power supply circuit 116 is an example in which a forward converter is configured without providing the second switching element Q2 on the primary side of the transformer T.
  • the main switching element since the main switching element is single, it is suitable for a small switching power supply circuit having a relatively low current capacity.
  • Cs Surge voltage absorption capacitor Cs1, Cs2 ... Capacitors Ct... Capacitor Dbe, Dp ... Diode Ds1 ... Diode (first rectifier) Ds11, Ds12 ... Diode Ds2 ... Diode (second rectifier) Ds21 ... Diode Dz ... Zener diode FB1 ...

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Abstract

　スイッチング電源回路（１０１）は、トランス（T）と、第１スイッチング素子（Q1）と、第１の二次巻線（Ns1）の出力を整流平滑して第１出力電圧Vo1を発生する第１整流平滑回路と、第２の二次巻線（Ns2）の出力を整流平滑して第２出力電圧Vo2を発生する第２整流平滑回路と、第１出力電圧Vo1に応じた帰還信号を発生する第１帰還回路（FB1）と、第１スイッチング制御回路（CNT1）と、を備えている。第２整流回路（CR2）は、第２の二次巻線（Ns2）の電圧Vi2が第２出力電圧Vo2より高く、且つ第２出力電圧Vo2が基準電圧回路Vrの電圧より低いとき整流スイッチ素子（Qs）をオンさせ、第２整流回路（CR2）を通って流れるパルス電流のパルス数を単位時間あたりにおいて制御することにより第２出力電圧Vo２を安定させる。これにより、第２出力部の出力電圧の高精度化を維持しつつ、回路構成を簡素化して、小型、低コスト化を図る。

Description

スイッチング電源回路
　本発明は複数の出力部からそれぞれ電圧を出力するスイッチング電源回路に関し、特に、第１出力部の出力電圧に応じて一次側をフィードバック制御するフィードバック回路以外に第２出力部の出力電圧を安定化する回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
　複数の出力部からそれぞれ電圧を出力するスイッチング電源回路が特許文献１～３に開示されている。何れの特許文献も整流された電圧または整流平滑された電圧を入力して、コンバータの第１出力（主出力）とは別に第２出力（副出力）電圧を発生し、この第２出力電圧に応じて第２出力側のスイッチング素子を制御することにより第２出力電圧を調整するように構成されている。
　特許文献１に開示されたスイッチング電源回路は、トランスの一次側から二次側に電力を供給する期間が電流共振用コンデンサとトランスの漏洩インダクタンスで決まる共振周波数により決定される（特許文献１の段落［００３４］）。また、第２の出力ラインには、出力制御用スイッチング素子およびそのオン・オフのパルス幅を制御する出力制御回路が設けられている（特許文献１の段落［００２８］）。
　図１（Ａ）は特許文献１に示されているスイッチング電源回路の概略図、図１（Ｂ）は出力制御回路の内部のブロック図である。このスイッチング電源回路は、第２の整流平滑回路(17)を構成する第２の出力整流ダイオード(15)のカソードと第２の出力平滑コンデンサ(16)との間に出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)を接続し、第２の直流出力端子(18,19)と出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)のゲートとの間に第２の出力平滑コンデンサ(16)の電圧に基づいて出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)のオン・オフを制御する出力制御回路(41)を設けたものである。出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)は、第１の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のオン期間に同期して且つ同一のスイッチング周波数でオン・オフ動作される。また、主制御回路(14)は、第１の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のオン期間を固定すると共に、第１の整流平滑回路(9)の出力電圧Vo1に基づいて第２の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン期間を変化させることにより、第１の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のオン・デューティを制御する。
　図１（Ｂ）に示すように、出力制御回路(41)は、第１の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のオン時にトランス(5)の第２の二次巻線(5c)に発生する電圧Vt22を検出する電圧変動検出回路(42)と、第２の出力平滑コンデンサ(16)の電圧Vo2を検出してその検出電圧と第２の出力電圧値を規定する基準電圧との誤差信号Ve2を出力する第２の出力電圧検出回路(43)と、電圧変動検出回路(42)の検出信号Vtdにより駆動され且つ第２の出力電圧検出回路(43)の誤差信号Ve2に基づいて制御されるデューティ比を有するパルス列信号Vptを出力するＰＷＭ制御回路(44)と、電圧変動検出回路(42)の検出信号Vtdによりセットされ且つＰＷＭ制御回路(44)のパルス列信号VptによりリセットされるＲＳフリップフロップ(45)と、ＲＳフリップフロップ(45)の出力信号により出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)のゲートに作動信号Vs2を付与する駆動回路(46)とから構成される。
　この構成により、第２出力電圧Vo2に応じて出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)がＰＷＭ制御され、第２出力電圧Vo2が安定化される。
　特許文献２に開示されたスイッチング電源回路は、パルス列のデューティサイクルを制御する二次側制御手段を備えた周波数変調器により、第１出力電圧を制御するものであり、パルス電圧波の数を間引いて第２出力電圧を制御するように構成されている。
　特許文献３に開示されたスイッチング電源回路は、メインのフィードバックを行っている出力系以外の出力系のトランスの二次巻線出力にスイッチ回路を設け、さらに出力電圧を検出し、パルス幅制御回路でパルス信号を発生させてこのパルス信号をメインのフィードバックを行っている出力系のパルス制御信号と同期させることにより、メインのフィードバックを行っている出力系以外の出力系のトランスの二次巻線出力のＯＮ幅を制御し、出力電圧を安定化するようにしたものである。
国際公開ＷＯ２００６／０６１９２４号 特開平３－７０６２号公報 特開２０００－２１７３５６号公報
　特許文献１～３に開示されているスイッチング電源回路においては、第２の出力電圧検出回路の誤差信号に基づいたデューティ比のパルス列信号を生成するためのＰＷＭ制御回路が必要であり、制御回路が全体に複雑である。
　そこで本発明は、第２出力部の出力電圧の高精度化を維持しつつ回路構成を簡素化して小型低コスト化を図ったスイッチング電源回路を提供することを目的としている。
　本発明のスイッチング電源回路の構成は特許請求の範囲に記載のとおりである。典型的には次のように構成される。
　請求項１に係るスイッチング電源装置は、一次巻線Np、第１の二次巻線Ns1および第２の二次巻線Ns2を備えたトランスと、前記一次巻線Npに直列接続された第１スイッチング素子Q1と、前記第１の二次巻線Ns1の出力を整流平滑して第１出力電圧Vo1を発生する第１整流平滑回路と、前記第２の二次巻線Ns2の出力を整流平滑して第２出力電圧Vo2を発生する第２整流平滑回路と、前記第１出力電圧Vo1に応じた帰還信号を発生する第１帰還回路FB1と、前記帰還信号に基づいて前記第１スイッチング素子Q1を制御するとともに前記第１出力電圧Vo1を安定させるスイッチング制御回路CNT1と、を備えたスイッチング電源回路において、
　前記第２整流平滑回路の整流回路CR2は、整流スイッチ素子Qsと、入力電圧が前記第２出力電圧Vo2より高く、且つ前記第２出力電圧Vo2が所定電圧よりも低いときに前記整流スイッチ素子Qsを導通させる駆動制御回路（Ds2，CNT2，FB2）とを備え、前記第２整流平滑回路の整流回路は、自身を通って流れるパルス電流のパルス数を単位時間あたりにおいて制御することにより前記第２出力電圧Vo2を安定させることを特徴とする。
　この構成により、次の効果を奏する。
　(a)トランスの第２の二次巻線の出力を整流平滑する第２整流平滑回路への入力電圧（すなわち第２の二次巻線電圧）が第２出力電圧Vo2より高く、且つ第２出力電圧Vo2が所定電圧よりも低いときに整流スイッチ素子Qsが導通するので、整流スイッチ素子Qsを通って流れるパルス電流のパルス数が単位時間あたりにおいて制御されて第２出力電圧Vo2が高精度化される。
　(b)トランスに発生する電圧で整流スイッチ素子Qsが動作するので、整流スイッチ素子Qsの動作は第１スイッチング素子のスイッチングに同期した動作となる。そのため、同期信号の発生回路や伝達回路が不要であり、小型化を図ることができる。また、複数のスイッチング周波数が混在することによる干渉がなく、音鳴りやノイズの発生を抑制することができる。
　(c)第２出力電圧Vo2が印加される負荷の電流の増大、減少に応答して整流スイッチ素子Qsが動作するので、負荷変化に対する高速応答が可能となる。
　(d)整流スイッチ素子Qsは、両端に電圧が印加されるタイミングより以前に整流スイッチ素子Qsをターンオンさせることにより、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチ）動作となる。そのため、ターンオンの際のスイッチング損失およびノイズ、サージ電流が殆ど発生しない。これにともない発熱量が抑えられて電源装置の小型軽量化が図れる。また、ノイズの影響によるスイッチング動作の不安定性が無く、出力電圧の精度が維持できる。
　請求項２に係るスイッチング電源回路は、前記第２整流平滑回路の整流回路CR2に、前記整流スイッチ素子Qsに対して直列接続され、前記第２の二次巻線の電圧を順方向に流す第２整流素子Ds2を備える。この構成により、第２整流素子Ds2が非導通となってから整流スイッチ素子Qsがターンオフするので、ＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）動作となる。そのため、ターンオフの際のスイッチング損失およびノイズ、サージ電圧が殆ど発生しない。これにともない、整流スイッチ素子Qsに高耐圧性が不要となり、導通損失が少なく発熱量が抑えられて電源装置の小型軽量化が図れる。また、ノイズの影響によるスイッチング動作の不安定性が無く、出力電圧の精度が維持できる。
　請求項３に係るスイッチング電源回路は、前記第２整流平滑回路が、第２整流平滑回路の整流回路CR2に流入する電流の立ち上がりを遅らせる二次側インダクタLrs2を備えている。そのことによって、整流スイッチ素子Qsのターンオンの際に、二次側インダクタLrs2により第２整流平滑回路の整流回路CR2に流れる電流の立ち上がりが遅れ、第２整流平滑回路の整流回路CR2に電流が流れ始める前に整流スイッチ素子Qsは確実に導通させることができるので、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチ）動作となる。そのため、ターンオンの際にもスイッチング損失が殆ど発生しない。
　請求項６に係るスイッチング電源回路は、前記駆動制御回路（Ds2，CNT2，FB2）が、例えば前記第２整流平滑回路の整流回路CR2の導通時に前記トランスの巻線に発生する巻線電圧を用いて前記整流スイッチ素子Qsを導通させる。この構成により、整流スイッチ素子Qsを駆動するための駆動制御用直流電源が不要となり、小型軽量化を図ることができる。また、直流電流による固定損失が発生しない為に高効率動作が可能となる。
　請求項１６に係るスイッチング電源回路は、前記第２整流平滑回路の前記第２整流平滑回路の整流回路CR2が、例えば前記第２出力電圧Vo2が印加される負荷の電流が小さい（軽負荷である）場合に順方向電流の導通時間を制限するように動作する。この構成により、順方向電流の導通時間が整流スイッチQsによって制限されて出力電圧Vo2の電圧上昇を抑制し、またリップル電圧が低減される。
　請求項２０に係るスイッチング電源回路は、前記一次巻線Npとともに閉ループを構成する位置に接続された第２スイッチング素子Q2を備え、前記スイッチング制御回路CNT1は、前記第１スイッチング素子Q1と前記第２スイッチング素子Q2とを短いデッドタイムを挟んで交互にオン・オフする。この構成により、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2はＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作を実現することができ、スイッチング損失を低減して高効率化を図ることができる。また、整流スイッチ素子Qsに流れる電流波形を半波の正弦波状の共振波形とした場合には、整流スイッチ素子Qsのオン、オフのタイミングの制約を緩和することができ、整流スイッチ素子Qsの駆動制御回路（Ds2，CNT2，FB2）の構成を簡素化できる。
　本発明によれば、第２出力部の出力電圧の高精度化が維持されつつ回路構成が簡素化された小型低コストなスイッチング電源回路が構成できる。
図１（Ａ）は特許文献１に示されているスイッチング電源回路の概略図、図１（Ｂ）は出力制御回路の内部のブロック図である。 図２（Ａ）は第１の実施形態に係るスイッチング電源回路１０１の回路図である。図２（Ｂ）は、スイッチング電源回路１０１内の第２整流平滑回路の整流回路CR2の回路図である。 図３（Ａ）は第２の実施形態に係るスイッチング電源回路１０２の回路図である。図３（Ｂ）は第２整流平滑回路の整流回路CR2の具体的な回路構成を示す図である。 図４はスイッチング電源回路１０２の動作を示す主要な波形図である。 図５は第３の実施形態に係るスイッチング電源回路１０３の回路図である。 図６は第４の実施形態に係るスイッチング電源回路１０４の回路図である。 図７は第５の実施形態に係るスイッチング電源回路１０５の回路図である。 図８は第６の実施形態に係るスイッチング電源回路１０６の回路図である。 図９は第７の実施形態に係るスイッチング電源回路１０７の回路図である。 図１０は第８の実施形態に係るスイッチング電源回路１０８の回路図である。 図１１は第９の実施形態に係るスイッチング電源回路１０９の回路図である。 図１２は第１０の実施形態に係るスイッチング電源回路１１０の回路図である。 図１３は第１１の実施形態に係るスイッチング電源回路１１１の回路図である。 図１４は第１２の実施形態に係るスイッチング電源回路１１２の回路図である。 図１５は第１３の実施形態に係るスイッチング電源回路１１３の回路図である。 図１６は第１４の実施形態に係るスイッチング電源回路１１４の回路図である。 図１７は第１５の実施形態に係るスイッチング電源回路１１５の回路図である。 図１８は第１６の実施形態に係るスイッチング電源回路１１６の回路図である。
《第１の実施形態》
　図２（Ａ）は第１の実施形態に係るスイッチング電源回路１０１の回路図である。図２（Ｂ）は、スイッチング電源回路１０１内の第２整流平滑回路の整流回路（以下、「第２整流回路」）CR2の回路図である。
　スイッチング電源回路１０１は、一次巻線Np、第１の二次巻線Ns1および第２の二次巻線Ns2を備えたトランスTと、一次巻線Npに直列接続された第１スイッチング素子Q1と、第１の二次巻線Ns1の出力を整流平滑して第１出力電圧Vo1を発生する第１整流平滑回路と、第２の二次巻線Ns2の出力を整流平滑して第２出力電圧Vo2を発生する第２整流平滑回路と、第１出力電圧Vo1に応じた帰還信号を発生する第１帰還回路FB1と、この帰還信号に基づいて第１スイッチング素子Q1を制御するとともに第１出力電圧Vo1を安定させる第１スイッチング制御回路CNT1と、を備えている。
　第１の二次巻線Ns1に接続されている第１整流素子Ds1およびキャパシタCo1によって前記第１整流平滑回路が構成されている。また、第２の二次巻線Ns2に接続されている整流スイッチ素子Qsおよび第２スイッチング制御回路CNT2によって第２整流回路CR2が構成され、この第２整流回路CR2とキャパシタCo2とによって前記第２整流平滑回路が構成されている。第２スイッチング制御回路CNT2は整流スイッチ素子Qsを制御する。
　図２（Ｂ）に示すように、第２スイッチング制御回路CNT2は二つのコンパレータCP1，CP2、基準電圧回路Vr、およびＡＮＤゲートAN1を備えている。コンパレータCP1は、第２出力電圧Vo2が基準電圧回路Vrの電圧より低いときＨレベルを出力する。コンパレータCP2は、第２の二次巻線Ns2の電圧Vi2が第２出力電圧Vo2より高いときＨレベルを出力する。ＡＮＤゲートAN1はコンパレータCP1，CP2の出力が共にＨレベルであるときＨレベルを出力し、整流スイッチ素子Qsをオンさせる。
　第１の実施形態によれば、特許文献１～３に示されたようなＰＷＭ制御回路が不要であり、第２出力電圧を出力するための制御回路が簡素化できる。
　また、第１スイッチング素子Q1がターンオフすると第２の二次巻線Ns2に逆極性の電圧が発生する。第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsがオンのときにはパルス電流が制限されずに流れる。整流スイッチ素子Qsがオフのときには、パルス電流は流れない。つまり整流スイッチ素子Qsのオン・オフを制御することでパルス電流のパルス数を制御して第２出力電圧Vo2を安定させることができる。
《第２の実施形態》
　図３（Ａ）、図３（Ｂ）は第２の実施形態に係るスイッチング電源回路１０２の回路図である。図４はスイッチング電源回路１０２の動作を示す主要な波形図である。
　スイッチング電源回路１０２は、一次巻線Np、第１の二次巻線Ns1および第２の二次巻線Ns2を備えたトランスTと、一次巻線Npに直列接続された第１スイッチング素子Q1と、一次巻線Npとともに閉ループを構成する位置に接続された第２スイッチング素子Q2と、第１スイッチング素子Q1と第２スイッチング素子Q2とを短いデッドタイムを挟んで交互にオン・オフする第１スイッチング制御回路CNT1と、第１帰還回路FB1を備えている。トランスTの一次側には、一次巻線Npに対して直列に共振インダクタLrおよび共振キャパシタCrを備えている。この共振インダクタLrと共振キャパシタCrとによって共振回路を構成している。
　また、スイッチング電源回路１０２は、第１の二次巻線Ns1の出力を整流平滑して第１出力電圧Vo1を発生する第１整流平滑回路と、第２の二次巻線Ns2の出力を整流平滑して第２出力電圧Vo2を発生する第２整流平滑回路を備えている。第１の二次巻線Ns1に接続されている第１整流素子Ds1およびキャパシタCo1によって第１整流平滑回路が構成されている。また、第２の二次巻線Ns2に接続されている第２整流回路CR2およびキャパシタCo2によって第２整流平滑回路が構成されている。第２整流回路CR2は整流スイッチ素子Qs、この整流スイッチ素子Qsを制御する第２スイッチング制御回路CNT2および帰還回路FB2を備えている。また、前記第２整流回路CR2は、整流スイッチ素子Qsに対して直列接続され、第２の二次巻線Ns2の電圧を順方向に流す第２整流素子Ds2を備えている。
　第２整流平滑回路には、第２整流回路CR2に流入する電流の立ち上がりを遅らせる二次側インダクタLrs2を備えている。この二次側インダクタLrs2はトランスTの漏れインダクタンス、またはトランスTの第２の二次巻線Ns2に接続したインダクタである。第１整流平滑回路にはインダクタLrs1を備えている。このインダクタLrs1はトランスTの漏れインダクタンスである。
　図３（Ａ）に示したスイッチング電源回路１０２の作用は次のとおりである。
　第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2は第１スイッチング制御回路CNT1の制御により短いデッドタイムを挟んで交互にオン・オフされる。この時のスイッチング周波数は共振インダクタLrと共振キャパシタCrによる共振周波数に等しいかほぼ等しい。
　第１スイッチング素子Q1がターンオフすると第１の二次巻線Ns1に逆極性の電圧が発生する。第１の二次巻線Ns1には、インダクタLrs1により緩やかに電流が立ち上がり、第１出力電圧Vo1が供給される。
　第１帰還回路FB1は第１出力電圧Vo1と基準電圧との比較により生成した信号を第１スイッチング制御回路CNT1へ負帰還する。この制御により、第１出力電圧Vo1が印加される負荷に流れる負荷電流に関わらず、また入力電源Viの電圧変動に関わらず、第１出力電圧Vo1は所定電圧に保たれる。
　一方、第１スイッチング素子Q1がターンオフすると第２の二次巻線Ns2にも逆極性の電圧が発生する。第２の二次巻線Ns2には、インダクタLrs2により緩やかに電流が立ち上がり、第２整流回路CR2で整流され、キャパシタCo2により平滑されて、第２出力電圧Vo2が供給される。このように第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsにはパルス電流が流れる。
　第２帰還回路FB2は第２出力電圧Vo2と基準電圧との比較により生成した信号を第２スイッチング制御回路CNT2へ負帰還する。第２帰還回路FB2および第２スイッチング制御回路CNT2による動作は次のとおりである。
　出力電圧Vo2が基準電圧よりも低いときは、整流スイッチ素子Qsが導通状態となっていて、第２整流回路CR2は導通し、インダクタLrs2により緩やかに電流が立ち上がり、出力電圧Vo2が供給される。整流スイッチ素子Qsが導通状態であるため、第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsに流れるパルス電流は制限されない。出力電圧Vo2が基準電圧よりも高いときは、整流スイッチ素子Qsが非導通状態となっていて、第２整流回路CR2は非導通となり、第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsにパルス電流は流れない。このように、整流スイッチ素子Qsの導通／非導通は第２出力電圧Vo2の電圧情報に基づいて制御される。
　また、第２整流回路CR2に流れる電流の立ち上がりはインダクタLr2により遅れ、第２整流素子に電流が流れ始める前に整流スイッチ素子Qsは確実に導通している。
　また、第２整流素子Ds2に流れる電流が逆方向電流となると、第２整流素子Ds2が逆バイアスになることによって電流が遮断された後、整流スイッチ素子Qsは非導通となる。
　更に、トランスTに発生する電圧で整流スイッチ素子Qsが動作するため、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のスイッチング周波数に同期して整流スイッチ素子Qsが動作する。
　図３（Ｂ）は図３（Ａ）に示した第２整流回路CR2の具体的な回路構成を示す図である。
　図３（Ｂ）において、第２整流回路CR2内の第２帰還回路FB2の出力部にはフォトカプラの受光素子PCと対をなす発光素子を備えている。この第２整流回路CR2内の第２帰還回路FB2、第２整流素子Ds2および整流スイッチ素子Qs以外の回路が、図３（Ａ）中の第２スイッチング制御回路CNT2である。
　スイッチング電源回路１０２の動作は次のとおりである。
　(1)［第１スイッチング素子Q1のオン期間］
　第２出力電圧Vo2が生じることによって、ツェナーダイオードDz、抵抗Rg、抵抗Rg2およびキャパシタCgからなる並列回路を介してキャパシタCbが充電される。
　(2-1)［第２スイッチング素子Q2のオン期間（第２出力電圧Vo2が所定電圧より低く、第２整流回路CR2が導通状態のとき）］
　第１スイッチング素子Q1がターンオフすると、第２の二次巻線Ns2の電圧は反転し、第２スイッチング素子Q2がターンオンする。キャパシタCbの電圧は抵抗Rg2とキャパシタCgからなる並列回路および抵抗Rgを介して整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間に加えられ、整流スイッチ素子Qsがターンオンする。インダクタLrs2によって電流は電圧より遅れて緩やかに立ち上がり、第２整流回路CR2は導通状態となって、キャパシタCo2が充電されながら第２出力電圧Vo2が供給される。このように第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsにはパルス電流が制限されずに流れる。
　第２スイッチング素子Q2がターンオフすると第２の二次巻線Ns2の電圧は反転し、第２整流素子Ds2は非導通となって、第２整流回路CR2は非導通状態となる。その後、第１スイッチング素子Q1がターンオンする。このときには、第２整流回路CR2が非導通状態となる前にトランジスタTrがオンすることはない。
　(2-2)［第２スイッチング素子Q2のオン期間（第２出力電圧Vo2が所定電圧より高く、第２整流回路CR2が非導通状態のとき）］
　第２出力電圧Vo2が所定電圧より高い場合は、受光素子PCのインピーダンスは小さくなる。
　第１スイッチング素子Q1がターンオフすると、第２の二次巻線Ns2の電圧は反転し、第２スイッチング素子 Q2がターンオンする。
　キャパシタCbの電圧により、ダイオードDp、受光素子PCおよび抵抗Rtを介してキャパシタCtが充電され、トランジスタTrのベース・エミッタ間電圧がしきい値電圧約0.6Vを超えるとトランジスタTrはオンとなり、整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間に電圧は加わらず、整流スイッチ素子Qsはオフとなって、第２整流回路CR2は非導通状態を維持する。そのため、第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsにパルス電流は流れない。その後、第１スイッチング素子Q1がターンオンする。ダイオードDbeはキャパシタCtに逆電圧の充電を防止する。
　第２出力電圧Vo2が印加される負荷の電流が通常負荷電流であるときには、図４に示したように、第２の二次巻線Ns2の電圧の立ち上がりで整流スイッチ素子Qsがターンオンする状態とターンオンしない状態（歯抜け状態）とが発生し、この歯抜け状態の発生頻度でパルス電流のパルス数を制御して第２出力電圧Vo2が安定化される。
　第２出力電圧Vo2が印加される負荷の電流が小さい（軽負荷）の場合、キャパシタCtに対する充電時定数が小さくなって、整流スイッチ素子Qsのターンオン後、キャパシタCtの電圧は速やかに0.6Vに達してトランジスタTrがオンし、整流スイッチ素子Qsはターンオフする。すなわち、軽負荷では、スイッチ素子Qsのオン時間が短縮化される。そのため、図４に示したとおり、二次巻線Ns2の電圧が発生している期間内でスイッチ素子Qsがターンオフする。
　このように通常負荷では、図４の通常負荷時の波形となり、軽負荷では、図４の軽負荷時の波形もしくは図４の通常負荷時の波形と軽負荷時の波形との混在の波形となる。
　なお、二次巻線Ns2の電圧が発生している期間内でスイッチ素子QsがターンオフするとＺＣＳ動作（ゼロ電流スイッチ）とはならない場合があるが、軽負荷であって整流スイッチ素子Qsで遮断される電流値が小さいことから、ターンオフの際のスイッチング損失およびノイズは問題とならない。
　第２の実施形態によれば、次の効果を奏する。
　(a)トランスTの第２の二次巻線Ns2の電圧が第２出力電圧Vo2より高く、且つ第２出力電圧Vo2が所定電圧よりも低いときに整流スイッチ素子Qsが導通するので、整流スイッチ素子Qsを通って流れるパルス電流のパルス数が単位時間あたりにおいて制御されて第２出力電圧Vo2が高精度化される。
　(b)整流スイッチ素子Qsのターンオンの際に、インダクタLrs2により第２整流回路CR2に流れる電流の立ち上がりが遅れ、第２整流回路CR2に電流が流れ始める前に整流スイッチ素子Qsは確実に導通させることができるので、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチ）動作となる。また、第２整流素子Ds2が非導通となってから整流スイッチ素子Qsがターンオフするので、ＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）動作となる。そのため、ターンオンの際およびターンオフの際のスイッチング損失およびノイズ、サージ電圧が殆ど発生しない。これにともない、整流スイッチ素子Qsに高耐圧性が不要となり、導通損失の少ない（低耐圧の）素子を用いることで発熱量が抑えられて電源装置の小型軽量化が図れる。また、ノイズの影響によるスイッチング動作の不安定性が無く、出力電圧の精度が維持できる。
　(c)トランスに発生する電圧で整流スイッチ素子Qsが動作するので、整流スイッチ素子Qsの動作を第１スイッチング素子のスイッチングに同期した動作となる。そのため、同期信号の発生回路や伝達回路が不要であり小型化を図ることができる。また、複数のスイッチング周波数が混在することによる干渉がなく、音鳴りやノイズの発生を抑制することができる。
　(d)第２出力電圧Vo2が印加される負荷の電流の増大、減少に応答して整流スイッチ素子Qsが動作するので、負荷変化に対する高速応答が可能となる。
　(e)トランスTの第２の二次巻線Ns2に発生する交流電圧で整流スイッチ素子Qsが動作するため、駆動制御用の直流電源が不要であり、そのため小型軽量化を図ることができる。また、直流電源を設けることによる固定損失が発生しないため高効率動作が可能となる。
《第３の実施形態》
　図５は第３の実施形態に係るスイッチング電源回路１０３の回路図である。このスイッチング電源回路１０３は、整流スイッチ素子QsをトランスTに設けた駆動巻線Nb1に発生する電圧を用いて駆動制御する例である。また、第２出力電圧Vo2は第１出力電圧Vo1よりも低い例である。
　スイッチング電源回路１０３の動作は次のとおりである。
　(1)［第２スイッチング素子Q2のオン期間（第２出力電圧Vo2が所定電圧より低く、第２整流回路CR2が導通状態のとき）］
　第１スイッチング素子Q1がターンオフすると、駆動巻線Nb1の電圧は抵抗Rgを介して、整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間に電圧が印加され、整流スイッチ素子Qsがターンオンする。インダクタLrs2によって電流は電圧より遅れて緩やかに立ち上がり、第２整流回路CR2は導通状態となって、キャパシタCo2が充電されながら第２出力電圧Vo2が供給される。
　第２スイッチング素子Q2がターンオフすると第２の二次巻線Ns2の電圧は反転し、第２整流素子Ds2は非導通となって、第２整流回路CR2は非導通状態となる。その後第１スイッチング素子Q1がターンオンする。
　(2)［第２スイッチング素子Q2のオン期間（第２出力電圧Vo2が所定電圧より高く、第２整流回路CR2が非導通状態のとき）］
　第２出力電圧Vo2が所定電圧より高い場合は、受光素子PCのインピーダンスは小さくなる。駆動巻線Nb1の電圧は、抵抗Rg2および受光素子PCを介してキャパシタCtが充電される。キャパシタCtの電圧がトランジスタTrのベース・エミッタ間のしきい値電圧約0.6Vを超えるとトランジスタTrはオンする。トランジスタTrがオンすると、整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間に電圧は加わらず、整流スイッチ素子Qsはオフとなって、第２整流回路CR2は非導通状態を維持する。その後、第１スイッチング素子Q1がターンオンする。
　その他の作用は第２の実施形態と同様である。
　第３の実施形態によれば、駆動巻線Nb1の電圧で整流スイッチ素子Qsを直接ターンオンさせることができるので、図３（Ｂ）に示したキャパシタCbは不要である。また、整流スイッチ素子Qsを駆動制御するのに適した電圧をトランスTに設けられた駆動巻線Nb1の巻数で設定できるため、最適なタイミングで整流スイッチ素子Qsを駆動でき、そのため損失をより低減できる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第４の実施形態》
　図６は第４の実施形態に係るスイッチング電源回路１０４の回路図である。このスイッチング電源回路１０４は、第２整流回路CR2において、第２整流素子Ds2と電気的に並列にサージ電圧吸収用キャパシタCsを備えている。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　第４の実施形態によれば、入力電源Viの電圧や第２出力電圧Vo2が急に変化した場合などの過渡変化において、インダクタLrs2に流れる電流が整流スイッチ素子Qsにより急峻に遮断された際に整流スイッチ素子Qsの両端に発生するサージ電圧を抑制し、過大な電圧ストレスが発生するのを抑制できる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第５の実施形態》
　図７は第５の実施形態に係るスイッチング電源回路１０５の回路図である。このスイッチング電源回路１０５は、第１の二次巻線Ns1と第２の二次巻線Ns2を別の巻線として構成した例である。また、第１の二次巻線Ns1と第２の二次巻線Ns2とを逆極性の巻線として構成した例である。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　第５の実施形態によれば、第１スイッチング素子Q1のオン期間では第１の二次巻線Ns1から第１出力電圧Vo1を得て、第２スイッチング素子Q2がオンの期間では第２整流回路CR2の導通時に、第２の二次巻線Ns2から出力電圧Vo2を得る。第２出力電圧Vo2の電圧は第２整流回路CR2で高精度に制御できる。また、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のいずれのオン期間においても一次側から二次側にエネルギーが伝送されるため、トランスの小型化が図れる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第６の実施形態》
　図８は第６の実施形態に係るスイッチング電源回路１０６の回路図である。このスイッチング電源回路１０６は、トランスTに二つの第１の二次巻線Ns11，Ns12を備え、その出力に、ダイオードDs11，Ds12およびキャパシタCo1によるセンタータップ整流回路を構成したものである。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　このように、第１の二次巻線にセンタータップ整流回路を構成することで、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のそれぞれのオン期間において一次側から二次側へエネルギーを伝送することができるため、トランスの小型化が図れる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第７の実施形態》
　図９は第７の実施形態に係るスイッチング電源回路１０７の回路図である。このスイッチング電源回路１０７は、第１の二次巻線Ns1と第２の二次巻線Ns2とを絶縁された別の巻線として構成した例である。また、第１の二次巻線Ns1と第２の二次巻線Ns2を同じ極性の巻線として構成した例である。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　第７の実施形態によれば、第１出力電圧Vo1と第２出力電圧Vo2を互いに絶縁された出力として得ることができる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第８の実施形態》
　図１０は第８の実施形態に係るスイッチング電源回路１０８の回路図である。このスイッチング電源回路１０８は、第１の二次巻線Ns1にダイオードDs11，Ds12およびキャパシタCs1，Cs2による倍電圧整流回路を接続し、第２の二次巻線Ns2の電圧を第２整流回路CR2で制御する構成とした例である。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　第８の実施形態によれば、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のそれぞれのオン期間において一次側から二次側へエネルギーが伝送されるため、トランスの小型化が図れる。また、第１出力電圧Vo1を得るための第１の二次巻線Ns1は一つの二次巻線で構成できる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第９の実施形態》
　図１１は第９の実施形態に係るスイッチング電源回路１０９の回路図である。このスイッチング電源回路１０９は、第１の二次巻線Ns1に、四つのダイオードDs1による全波整流回路を接続し、第２の二次巻線Ns2の電圧を第２整流回路CR2で制御する構成とした例である。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　第９の実施形態によれば、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のそれぞれのオン期間において一次側から二次側へエネルギーが伝送されるため、トランスの小型化が図れる。また、第１出力電圧Vo1を得るための第１の二次巻線Ns1は一つの二次巻線で構成できる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第１０の実施形態》
　図１２は第１０の実施形態に係るスイッチング電源回路１１０の回路図である。このスイッチング電源回路１１０は、複数の二次側整流回路CR2、CR3、CR4を備えて構成した例である。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　第１０の実施形態によれば、複数の整流回路CR2、CR3、CR4を備え、それらが個別に制御されるので、複数の第２出力電圧Vo2、Vo3、Vo4をそれぞれ高精度に制御できる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第１１の実施形態》
　図１３は第１１の実施形態に係るスイッチング電源回路１１１の回路図である。このスイッチング電源回路１１１は、第２整流回路CR2が2つのダイオードDs21、Ds22および一つの整流スイッチ素子Qsを備え、第２の二次巻線Ns21、Ns22の電圧をセンタータップ整流する構成とし、第２出力電圧Vo2を第２整流回路CR2で制御する構成とした例である。また、トランスTに駆動巻線Nb1，Nb2を備え、センタータップ整流した電圧信号を基に、整流スイッチ素子Qsを制御するように構成した例である。その他の構成は第２の実施形態および第３の実施形態で示したものと同様である。
　第１１の実施形態によれば、第１の二次巻線Ns11とNs12、および第２の二次巻線Ns21とNs22は、それぞれセンタータップ整流回路とすることで、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のそれぞれのオン期間において一次側から二次側へエネルギーを伝送することができるため、トランスの小型化が図れる。
　また、第１出力電圧Vo1および第２出力電圧Vo2におけるリップル電圧を低減できる。その他は第１～第３の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第１２の実施形態》
　図１４は第１２の実施形態に係るスイッチング電源回路１１２の回路図である。このスイッチング電源回路１１２は、第２整流回路CR2に四つのダイオードDs2と一つの整流スイッチ素子Qsを備え、第２の二次巻線Ns2の電圧を全波整流して出力電圧Vo2を得て、出力電圧Vo2を整流回路CR2で制御する構成とした例である。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　第１２の実施形態によれば、第１の二次巻線Ns1は第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のそれぞれのオン期間において一次側から二次側へエネルギーを伝送することができ、トランスTの小型化が図れる。また、第１電圧出力および第２電圧出力のそれぞれにおけるリップル電圧を低減できる。
　第２の二次巻線Ns2の電圧は全波整流されるため、第２出力電圧Vo2におけるリップル電圧はさらに低減できる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第１３の実施形態》
　図１５は第１３の実施形態に係るスイッチング電源回路１１３の回路図である。このスイッチング電源回路１１３は、第２整流回路CR2に二つのダイオードDs21、Ds22と二つの整流スイッチ素子Qs1，Qs2を備え、第２の二次巻線Ns2の電圧を倍電圧整流することによって第２出力電圧Vo2を得る構成とした例である。その他の構成は第２の実施形態で示したものと同様である。
　第１３の実施形態によれば、第２の二次巻線Ns2の電圧は倍電圧整流されるため、第１の二次巻線Ns1は第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のそれぞれのオン期間において一次側から二次側へエネルギーが伝送され、トランスTの小型化が図れる。また、第１電圧出力および第２電圧出力のそれぞれにおけるリップル電圧を低減できる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第１４の実施形態》
　図１６は第１４の実施形態に係るスイッチング電源回路１１４の回路図である。このスイッチング電源回路１１４は、第２～第１３の実施形態で示した回路に比べて一次側の共振キャパシタCrの位置が異なる。すなわち、共振キャパシタCrと第２スイッチング素子Q2の直列回路が一次巻線NpとインダクタLrとの直列回路に対して並列接続されている。
　第２～第１３の実施形態ではトランスの一次側がハーフブリッジ構成であったのに対し、第１４の実施形態はフライバック＋アクティブクランプ回路というトポロジーである。すなわち、第２スイッチング素子Q2がクランプ素子として作用し、トランスTの励磁が強制的にリセットされて高電圧の発生が防止されるとともに変換効率が向上する。そのため、入力電圧の変化に対する出力電圧の制御特性が改善される。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
《第１５の実施形態》
　図１７は第１５の実施形態に係るスイッチング電源回路１１５の回路図である。このスイッチング電源回路１１５は、トランスTの一次側に第２スイッチング素子Q2を設けずにフライバックコンバータを構成した例である。
　第１５の実施形態によれば、主スイッチング素子が単一であるので、電流容量が比較的低い小型のスイッチング電源回路に適する。
《第１６の実施形態》
　図１８は第１６の実施形態に係るスイッチング電源回路１１６の回路図である。このスイッチング電源回路１１６は、トランスTの一次側に第２スイッチング素子Q2を設けずにフォワードコンバータを構成した例である。
　第１６の実施形態によれば、主スイッチング素子が単一であるので、電流容量が比較的低い小型のスイッチング電源回路に適する。
AN1…ＡＮＤゲート
Cb，Cg…キャパシタ
CNT1…第１スイッチング制御回路
CNT2…第２スイッチング制御回路
Co1，Co2…キャパシタ
CP1，CP2…コンパレータ
Cr…共振キャパシタ
CR2…第２整流回路（第２整流平滑回路の整流回路）
Cs…サージ電圧吸収用キャパシタ
Cs1，Cs2…キャパシタ
Ct…キャパシタ
Dbe，Dp…ダイオード
Ds1…ダイオード（第１整流素子）
Ds11，Ds12…ダイオード
Ds2…ダイオード（第２整流素子）
Ds21…ダイオード
Dz…ツェナーダイオード
FB1…第１帰還回路
FB2…第２帰還回路
Lr…共振インダクタ
Lr2…インダクタ
Lrs1，Lrs2…二次側インダクタ
Nb1，Nb2…駆動巻線
Np…一次巻線
Ns1…第１の二次巻線
Ns11，Ns12…第１の二次巻線
Ns2…第２の二次巻線
Ns21…第２の二次巻線
PC…受光素子
Q1…第１スイッチング素子
Q2…第２スイッチング素子
Qs…整流スイッチ素子
Qs1，Qs2…整流スイッチ素子
Rg…抵抗
Rg2…抵抗
T…トランス
Tr…トランジスタ
Vi…入力電源
Vo1…第１出力電圧
Vo2…第２出力電圧
Vr…基準電圧回路
１０１～１１６…スイッチング電源回路

Claims (23)

  1. 　一次巻線、第１の二次巻線および第２の二次巻線を備えたトランスと、前記一次巻線に直列接続された第１スイッチング素子と、前記第１の二次巻線の出力を整流平滑して第１出力電圧を発生する第１整流平滑回路と、前記第２の二次巻線の出力を整流平滑して第２出力電圧を発生する第２整流平滑回路と、前記第１出力電圧に応じた帰還信号を発生する第１帰還回路と、前記帰還信号に基づいて前記第１スイッチング素子を制御するとともに前記第１出力電圧を安定させるスイッチング制御回路と、を備えたスイッチング電源回路において、
    　前記第２整流平滑回路の整流回路は、整流スイッチ素子と、入力電圧が前記第２出力電圧より高く、且つ前記第２出力電圧が所定電圧よりも低いときに前記整流スイッチ素子を導通させる駆動制御回路とを備え、
    　前記第２整流平滑回路の整流回路は、自身を通って流れるパルス電流のパルス数を単位時間あたりにおいて制御することにより前記第２出力電圧を安定させることを特徴とするスイッチング電源回路。
  2. 　前記第２整流平滑回路の整流回路には、前記整流スイッチ素子に対して直列接続され、前記第２の二次巻線の電圧を順方向に流す第２整流素子を備えた、請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  3. 　前記第２整流平滑回路は、前記第２整流平滑回路の整流回路に流入する電流の立ち上がりを遅らせる二次側インダクタを備えた、請求項１または２に記載のスイッチング電源回路。
  4. 　前記二次側インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスである、請求項３に記載のスイッチング電源回路。
  5. 　前記第２整流平滑回路の整流回路は、前記第２整流素子に対して電気的に並列にサージ電圧吸収用キャパシタを備えた、請求項１～４のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  6. 　前記駆動制御回路は、前記第２整流平滑回路の整流回路が導通する際に前記トランスの巻線に発生する巻線電圧を用いて前記整流スイッチ素子を導通させる、請求項１～５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  7. 　前記巻線電圧を発生する巻線は、前記第２出力電圧を得るための電流を供給する前記トランスの前記第２の二次巻線である、請求項６に記載のスイッチング電源回路。
  8. 　前記巻線電圧を発生する巻線は、前記トランスの二次側に備えられた駆動巻線である、請求項７に記載のスイッチング電源回路。
  9. 　前記巻線電圧を発生する巻線は、前記トランスの二次側に備えられた極性の異なる二つの駆動巻線である、請求項８に記載のスイッチング電源回路。
  10. 　前記第１の二次巻線と前記第２の二次巻線は逆極性の巻線である、請求項１～９のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  11. 　前記第１の二次巻線は、センタータップを備える二つの二次巻線で構成され、前記第１整流平滑回路はセンタータップ整流平滑回路である、請求項１～９のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  12. 　前記第１整流平滑回路は倍電圧整流回路である、請求項１～９のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  13. 　前記第１整流平滑回路は全波整流回路である、請求項１～９のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  14. 　前記第１の二次巻線と前記第２の二次巻線は互いに絶縁された別の巻線である、請求項１～１３のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  15. 　前記第２の二次巻線は複数備え、前記第２整流平滑回路は前記複数の二次巻線に接続された複数の整流平滑回路である、請求項１～１４のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  16. 　前記第２整流平滑回路の前記第２整流平滑回路の整流回路は、前記第２出力電圧が印加される負荷の電流が小さい場合は、順方向電流の導通時間を制限するように動作する、請求項１～１５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  17. 　前記第２の二次巻線は、センタータップを備える二つの二次巻線で構成され、前記第２整流平滑回路の整流回路は二つのダイオードと一つの整流スイッチ素子を備え、前記二次巻線の電圧をセンタータップ整流する、請求項１～１６のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  18. 　前記第２整流平滑回路の整流回路は全波整流回路である、請求項１～１６のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  19. 　前記第２整流平滑回路の整流回路は倍電圧整流回路である、請求項１～１６のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  20. 　前記一次巻線とともに閉ループを構成する位置に接続された第２スイッチング素子を備え、前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを短いデッドタイムを挟んで交互にオン・オフする、請求項１～１９のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  21. 　前記一次巻線に対して直列に、共振インダクタ、およびこの共振インダクタとともに共振回路を構成する共振キャパシタを備えた、請求項２０に記載のスイッチング電源回路。
  22. 　前記共振キャパシタと前記第２スイッチング素子との直列回路が前記一次巻線と前記共振インダクタとの直列回路に対して並列に接続されて、前記閉ループが構成された、請求項２１に記載のスイッチング電源回路。
  23. 　前記共振インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスである、請求項２１または２２に記載のスイッチング電源回路。
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