WO2013018787A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2013018787A1
WO2013018787A1 PCT/JP2012/069423 JP2012069423W WO2013018787A1 WO 2013018787 A1 WO2013018787 A1 WO 2013018787A1 JP 2012069423 W JP2012069423 W JP 2012069423W WO 2013018787 A1 WO2013018787 A1 WO 2013018787A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching element
output voltage
rectifying
switching
voltage
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/069423
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
鵜野良之
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to JP2013526928A priority Critical patent/JP5768886B2/ja
Priority to CN201280037798.6A priority patent/CN103718445B/zh
Publication of WO2013018787A1 publication Critical patent/WO2013018787A1/ja
Priority to US14/168,132 priority patent/US9071155B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device having a plurality of outputs, and more particularly to a switching power supply device that can control two outputs simultaneously with high accuracy.
  • Patent Literatures 1 and 2 are disclosed as switching power supply devices having a plurality of outputs.
  • Patent Document 1 includes two transformer secondary windings, each of which is provided with a rectifying and smoothing circuit, and is configured to detect the output voltage of one of the secondary windings and perform feedback control. A circuit is shown.
  • Patent Document 2 discloses a switching power supply circuit having a current resonance converter configuration.
  • the switching power supply circuit described in Patent Document 2 is shown in FIG.
  • This switching power supply circuit is a current resonance type switching regulator having switching elements S1 and S2 and a control circuit 2 for controlling converter transformer 3 and switching elements S1 and S2.
  • the converter transformer 3 includes a primary winding Np to which an input voltage is applied as the switching elements S1 and S2 are turned on / off, a control voltage secondary winding Ns2 for supplying the operating voltage Vcc to the control circuit 2, and a DC output.
  • a secondary winding Ns1 for output voltage for extracting Vo is provided, and a full-wave rectifier circuit is configured on each secondary side.
  • the control circuit 2 complementarily drives the switching elements S1 and S2 with a duty of about 50% with a dead time during which both switch elements are turned off, and controls the output voltage Vo by frequency control.
  • control is performed so that the voltage of one rectified and smoothed output (control output side) of the two secondary windings of the transformer is stabilized.
  • the output voltage is not determined only by the turns ratio of the windings of the transformer.
  • the output voltage changes due to characteristic changes and variations of the elements. That is, there is a problem that the accuracy of voltage stabilization on the non-control output side is low. In particular, it is difficult to accurately output a voltage when the output difference between the two outputs is large, such as when one output is lightly loaded or unloaded.
  • An object of the present invention is to provide a switching power supply device that can control two outputs simultaneously and accurately.
  • the switching power supply device is configured as follows. (1) a series circuit including a first switching element and a second switching element connected to a power supply input unit to which a DC input voltage is input; A transformer in which at least a primary winding and a secondary winding are magnetically coupled; A series resonant circuit connected in parallel to the first switching element or the second switching element, wherein a primary winding of the transformer, an inductor and a capacitor are connected in series; A first rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes a voltage generated in the secondary winding of the transformer during an ON period of the first switching element and outputs a DC voltage to the first output voltage unit; A second rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes a voltage generated in the secondary winding of the transformer during an ON period of the second switching element and outputs a DC voltage to a second output voltage unit; The first switching element and the second switching element are driven so as to repeat complementary ON / OFF, and the first switching element is turned on based
  • the first rectifying / smoothing circuit includes a first rectifying switching element and a smoothing capacitor;
  • the second rectifying / smoothing circuit includes a second rectifying switching element and a smoothing capacitor,
  • the switching control circuit includes: The first rectifying switching element is turned on in response to turn-on of the first switching element, and turned off in response to turn-off of the first switching element;
  • the secondary rectification switching element is turned on in response to turn-on of the second switching element, and is turned off in response to turn-off of the second switching element, or the secondary to which the second rectification smoothing circuit is connected.
  • a series resonant circuit with an inductor and a capacitor A first rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes a voltage generated in the secondary winding of the transformer during an ON period of the first switching element and the fourth switching element and extracts a first output voltage; A second rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes a voltage generated in the secondary winding of the transformer during an ON period of the second switching element and the third switching element and extracts a second output voltage;
  • the first switching element and the fourth switching element, and the second switching element and the third switching element are driven so as to repeat complementary ON / OFF, and the first output voltage and the second switching element are driven.
  • a switching control circuit for controlling the output voltage of The first rectifying / smoothing circuit includes a first rectifying switching element and a smoothing capacitor;
  • the second rectifying / smoothing circuit includes a second rectifying switching element and a smoothing capacitor,
  • the switching control circuit includes: The first rectifying switching element is turned on in response to turn-on of the first switching element, and turned off in response to turn-off of the first switching element;
  • the secondary rectification switching element is turned on in response to turn-on of the second switching element, and is turned off in response to turn-off of the second switching element, or the secondary to which the second rectification smoothing circuit is connected.
  • a first output voltage detection circuit that detects the first output voltage (Vo1)
  • a second output voltage detection circuit that detects the second output voltage (Vo2)
  • the first output voltage is Vo1
  • the second output voltage is Vo2
  • the on-time of the first switching element (Q11) is Ton1
  • the on-time of the second switching element (Q12) is Ton2
  • the switching control circuit If the voltage is Vref1 and the second reference voltage is Vref2, the switching control circuit
  • the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 are respectively predetermined.
  • the on-time Ton1 of the first switching element (Q11) and the on-time Ton2 of the second switching element (Q12) are subjected to multivariable feedback control so that the voltage becomes equal.
  • the transfer functions A and D are each set to zero. That is, the second output voltage Vo2 is controlled by the on-time (Ton1) of the first switching element (Q11), and the first output voltage Vo1 is controlled by the on-time (Ton2) of the second switching element (Q12).
  • the secondary winding may be composed of a single winding (L2) that generates the first output voltage and the second output voltage.
  • the secondary winding includes a first secondary winding (L21) that generates the first output voltage and a second secondary winding (L22) that generates the second output voltage. It may be configured.
  • the first secondary winding (L21) and the second secondary winding (L22) are wound independently of each other, and the first rectifying and smoothing circuit and the second secondary winding (L22) are wound independently of each other.
  • the ground sides of the rectifying / smoothing circuit may be connected to each other.
  • the first secondary winding (L21) and the second secondary winding (L22) are wound independently of each other, and the ground side of the first rectifying and smoothing circuit is Although the voltage output side of the second rectifying / smoothing circuit is connected, the ground side of the second rectifying / smoothing circuit and the voltage output side of the first rectifying / smoothing circuit may be connected. With this configuration, it is possible to maintain a good balance between the two outputs.
  • the switching control circuit is configured by, for example, a DSP (Digital Signal Processor).
  • DSP Digital Signal Processor
  • the accuracy of the output voltage can be kept high with respect to the light weight fluctuation of the load connected to the two outputs.
  • the output voltage can be accurately maintained even when the output difference between the two outputs is large, such as when one output is lightly loaded or unloaded, and the controllable load range can be increased.
  • the second output voltage Vo2 is controlled by the on-time (Ton1) of the first switching element (Q11), and the first output voltage Vo1 is controlled by the on-time (Ton2) of the second switching element (Q12).
  • the control circuit can be configured simply.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit described in Patent Document 2.
  • FIG. FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is an equivalent circuit diagram of the entire switching power supply device 101 shown in FIG.
  • FIG. 3B is an equivalent circuit diagram when the first switching element Q11 is on
  • FIG. 3C is an equivalent circuit diagram when the second switching element Q12 is on.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a method of generating drive pulses for the first switching element Q11, the second switching element Q12, the first rectifying switching element Q21, and the second rectifying switching element Q22.
  • FIG. 5 shows waveforms of voltages and currents at various parts in FIG.
  • FIG. 6 shows the voltage and current of each part in FIG. 2 when the operating frequency fsw of the switching power supply circuit is higher than the resonance frequency f0 and the current flowing through the first load RL1 is smaller than the current flowing through the second load RL2. It is a waveform.
  • FIG. 7 shows voltage and current waveforms of the respective parts in FIG. 2 when the operating frequency fsw is lower than the resonance frequency f0 and the current flowing through the first load RL1 is smaller than the current flowing through the second load RL2.
  • FIG. 8 is a waveform diagram when the secondary side rectifying switching element of the switching power supply device shown in FIG. 2 is formed of a diode.
  • 9A and 9B are circuit diagrams of the switching power supply devices 103A and 103B according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the secondary side of the switching power supply circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram on the secondary side of another switching power supply circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a secondary side of another switching power supply circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram on the secondary side of still another switching power supply circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the primary side of the switching power supply device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 101 according to the first embodiment.
  • the switching power supply device 101 includes a transformer T1 in which a primary winding L1, a first secondary winding L21, and a second secondary winding L22 are magnetically coupled.
  • a first switching element Q11 and a second switching element Q12 are connected in series to power input terminals Pi (+) and Pi ( ⁇ ), which are power input sections to which a DC input voltage Vi is input.
  • a resonance capacitor Cr and an inductor Lr that are connected in series to form a series resonance circuit together with the primary winding L1.
  • the inductor Lr may not be provided as a component but may be configured in combination with the transformer T1.
  • the first secondary winding L21 of the transformer T1 is provided with a first rectifying / smoothing circuit including a first rectifying switching element Q21 and a capacitor Co1.
  • the first rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage generated in the first secondary winding L21 of the transformer T1 during the ON period of the first switching element Q11, and extracts the first output voltage Vo1.
  • the second secondary winding L22 of the transformer T1 is provided with a second rectifying / smoothing circuit including a second rectifying switching element Q22 and a capacitor Co2.
  • the second rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage generated in the second secondary winding L22 of the transformer T1 during the ON period of the second switching element Q12, and extracts the second output voltage Vo2.
  • the diode D21 connected in parallel to the first rectifying switching element Q21 is a diode as a component or a parasitic diode (body diode) of the first rectifying switching element Q21.
  • the diode D22 connected in parallel to the second rectifying switching element Q22 is a diode as a component or a parasitic diode (body diode) of the second rectifying switching element Q22.
  • the first secondary winding L21 and the second secondary winding L22 are wound independently of each other, and are connected to the first rectifying / smoothing circuit and the second rectifying / smoothing circuit in this example, respectively.
  • the first output voltage Vo1 is output to the first power supply output terminals Po1 (+) and Po1 ( ⁇ ) and applied to the load RL1.
  • the second output voltage Vo2 is output to the second power supply output terminals Po2 (+) and Po2 ( ⁇ ) and applied to the load RL2.
  • the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are MOS-FETs, and a switching control circuit (hereinafter simply referred to as “control circuit”) 10 is connected to their gates.
  • the control circuit 10 drives the first switching element Q11 and the second switching element Q12 so as to repeat ON / OFF in a complementary manner with respect to each other during a period in which both are in the OFF state. Further, the control circuit 10 controls the first rectification switching element Q21 and the second rectification switching element Q22. Basically, the control circuit 10 turns on / off the first rectifying switching element Q21 according to the first switching element Q11 and turns on / off the second rectifying switching element Q22 according to the second switching element Q12.
  • control circuit 10 controls the on-time of the first switching element Q11 and the on-time of the second switching element Q12 based on the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2, respectively. That is, unlike the conventional current resonance converter, the on-duty ratio changes. As a result, the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 are each stabilized at a predetermined voltage.
  • FIG. 3A is an equivalent circuit diagram of the entire switching power supply apparatus 101 shown in FIG.
  • FIG. 3B is an equivalent circuit diagram when the first switching element Q11 is on
  • FIG. 3C is an equivalent circuit diagram when the second switching element Q12 is on.
  • the inductor M is an inductor that equivalently represents the mutual inductance of the primary winding L1 and the secondary windings L21 and L22 of the transformer T1.
  • Capacitors Co1 'and Co2' correspond to the capacitors Co1 and Co2 shown in FIG.
  • the loads RL1 'and RL2' correspond to the loads RL1 and RL2 shown in FIG.
  • the currents ico1 'and ico2' correspond to the currents flowing through the capacitors Co1 and Co2 shown in FIG.
  • the values of the capacitors Co1 ′ and Co2 ′, the loads RL1 ′ and RL2 ′, and the currents ico1 ′ and ico2 ′ are the windings of the primary and secondary windings of the transformer T1, as represented by the following equation: It is a value according to the line ratio.
  • Co1 ′ and Co2 ′ are capacitance values of capacitors Co1 ′ and Co2 ′
  • RL1 ′ and RL2 ′ are resistance values of loads RL1 ′ and RL2 ′
  • ico1 ′ and ico2 ′ are current values of currents ico1 ′ and ico2 ′. It is.
  • N1 represents the number of turns of the primary winding L1 of the transformer T1
  • N21 represents the number of turns of the first secondary winding L21
  • N22 represents the number of turns of the second secondary winding L22.
  • n1 N1 / N21
  • n2 N1 / N22 It is.
  • the input voltage Vi is applied to the resonance circuit, and a current flows so as to charge Cr as shown in FIG. Further, when the second switching element Q12 is turned on, a current flows as shown in FIG. 3C so as to discharge the charge accumulated in Cr.
  • the voltage across the inductor Lr is Vlr
  • the voltage applied to the load RL1 ′ is Vo1 ′
  • the voltage across the capacitor Cr is Vcr
  • the current flowing through the first rectifying switching element Q21 is id1
  • the voltage across the inductor M is Vm.
  • This control system is a multivariable feedback control system in which two control amounts and two manipulated variables have mutual interference, and can be controlled by a controller having a transfer function matrix as follows.
  • L [] Laplace conversion
  • Ton1 is the on-time of the first switching element Q11
  • Ton2 is the on-time of the second switching element Q12.
  • A, B, C, and D are coefficients determined by the circuit and the operation state.
  • Vref1 and Vref2 are reference voltages.
  • Equation (5) When PI control is performed based on Ton1 based on Vo2 and Ton2 based on Vo1, the coefficients A, B, C, and D shown in Equation (5) are as follows.
  • K IB / s and K IC / s are integrals, and K PB and K PC are proportional.
  • controller 10 is configured by a DSP (Digital Signal Processor)
  • DSP Digital Signal Processor
  • CNTR is a counter and increases with each clock.
  • PRD is a period and goes to zero when CNTR reaches this value. That is, the switching period is determined.
  • CMP is a compare. When CNTR and CMP match, the pulse is inverted.
  • Q11G is the Q11 gate drive pulse
  • Q21G is the Q21 gate drive pulse, and is set so that it rises when CNTR matches zero and falls when CNTR matches CMP.
  • Q12G is the Q12 gate drive pulse
  • Q22G is the Q22 gate drive pulse, and is set to rise when CNTR matches CMP and fall when CNTR matches PRD.
  • the drive pulses of Q11 and Q12 are generated so that PRD corresponds to Ton1 + Ton2 and CMP corresponds to Ton1.
  • the control circuit 10 shown in FIG. 2 includes a first output voltage detection circuit that detects the first output voltage Vo1 and a second output voltage detection circuit that detects the second output voltage Vo2.
  • the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 are predetermined values based on the detection signal of the first output voltage detection circuit and the detection signal of the second output voltage detection circuit, respectively.
  • the on-time Ton1 of the first switching element Q11 and the on-time Ton2 of the second switching element Q12 are feedback-controlled so that That is, the PRD and the CMP are controlled inside the DSP.
  • the capacitor Cr is charged during the ON period of the first switching element Q11, and the energy stored in the capacitor Cr is supplied to the load during the ON period of the second switching element Q12.
  • the second output voltage Vo1 can be controlled by the on-time of the first switching element Q11.
  • the first output voltage Vo2 can be controlled by the on-time of the second switching element Q12.
  • FIGS. 5 to 7 are waveform diagrams of voltage and current of each part of the switching power supply device shown in FIG.
  • FIG. 8 is a comparative example, and is a waveform diagram when the secondary side rectifying switching element of the switching power supply device shown in FIG. 2 is formed of a diode.
  • the meanings of the respective symbols are as follows.
  • Vds2 drain-source voltage of the second switching element Q12 iCr: current flowing in the resonant capacitor Cr iL21: current flowing in the secondary winding L21 iL22: current flowing in the secondary winding L22
  • Vgs12 gate of the second switching element Q12 -Source-to-source voltage
  • Vgs11 Gate-source voltage of the first switching element Q11
  • Vgs22 Gate-source voltage of the second rectifying switching element Q22
  • Vgs21 Gate-source voltage of the first rectifying switching element Q21
  • Triangular broken line Excitation current of the primary winding L1 of the transformer T1
  • the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are alternately switched to apply the rectangular pulse Vds2 to the resonance circuit.
  • a sinusoidal current flows and is rectified by each rectifier circuit.
  • the loss is reduced by turning on the switching element during a period in which a current flows.
  • FIG. 5 shows waveforms when the current flowing through the first load RL1 is equal to the current flowing through the second load RL2.
  • FIGS. 6 to 8 show that the current flowing through the first load RL1 is smaller than the current flowing through the second load RL2. It is a waveform of time.
  • 5 shows an example in which the operating frequency fsw is substantially equal to the resonance frequency f0 determined by the inductor Lr and the capacitor Cr
  • FIG. 6 shows an example in which the operating frequency fsw of the switching power supply circuit is higher than the resonance frequency f0
  • FIG. In this example, the operating frequency fsw is lower than the resonance frequency f0.
  • FIG. 6 is an example in which the states of the switching elements Q11 and Q12 are inverted before the current (iL22) of the non-regenerative one becomes zero. Even if the direction of the current flowing through the primary side of the transformer T1 is switched at the timing t2, the current iL22 flowing through the second rectifying and smoothing circuit is in the positive direction. Therefore, if the first rectifying switching element Q21 is off, the second rectifying switching is performed. The current iL22 continues to flow through the parasitic diode D22 of the element Q22. If the switching of the rectifying element is not switched during this time, the current iL22 continues to flow until it becomes zero, and the current iL21 begins to flow through the first rectifying / smoothing circuit after timing t2p.
  • the turn-on timing of the second rectifying switching element Q22 may be determined in synchronization with the inversion of the first switching element Q11. Further, the turn-on timing of the first rectifying switching element Q21 may be determined in synchronization with the turn-on timing of the first rectifying switching element Q21. That is, when a positive current is flowing, even if the switching element is turned off, the current continues to flow due to the diode (FET body diode) D22 connected in parallel. However, in order to further suppress the loss, the turn-on timing t2p of the first rectifying switching element Q21 is set to a suitable dead time or by detecting that the current iL22 becomes zero, so that the positive current flows. Is preferably configured to keep the switching element on. Thereby, it becomes ZCS (Zero Current Switching) operation
  • ZCS Zero Current Switching
  • FIG. 7 shows an example in which the current iL22 that is not regenerated becomes zero before the states of the switching elements Q11 and Q12 are reversed.
  • the current becomes zero at the timing t2n, and the current iL22 does not flow in the negative direction (current indicated by a broken line). That is, the turn-off timing t2n of the second rectifying switching element Q22 may be determined by detecting that the current iL22 has become zero.
  • the second rectifying switching element Q22 may be turned off synchronously while providing an appropriate dead time for the second switching element Q12. In that case, the control circuit can be configured simply. At this time, the second rectifying switching element Q22 may be turned off slightly earlier than the timing t2n. In that case, a current flows through the parasitic diode D22 until timing t2n.
  • FIG. 5 shows an example in which the operating frequency fsw and the resonance frequency f0 are substantially equal.
  • the regenerative operation is performed when the operating frequency fsw is lower than the resonance frequency f0. Occurs.
  • regenerative operation under normal load causes loss due to unnecessary regeneration. Therefore, when the load current exceeds a predetermined value, the switching element should not be allowed to flow negatively. It is desirable to control.
  • FIG. 8 shows a waveform when the secondary side rectifying switching element of the switching power supply device shown in FIG. 2 is formed of a diode.
  • the ON period of Vgs12 needs to be reduced in order to suppress the power supplied to RL1.
  • power is supplied to RL2 in the on-period of Vgs12.
  • the capacitor Cr is charged in order to supply power to RL2.
  • iL21 is zero in most periods, a long time is required to charge the capacitor Cr.
  • iL22 has a pulse-like waveform and the loss increases.
  • the balance between the two outputs is different and RL1 is lightly loaded, especially no load, the circuit cannot be operated.
  • 9A and 9B are circuit diagrams of the switching power supply devices 103A and 103B according to the second embodiment.
  • a difference from the circuit shown in FIG. 2 in the first embodiment is the configuration of the secondary side of the transformer T1.
  • the operation of the converter is the same as that of the switching power supply device 101 shown in FIG.
  • the first secondary winding L21 and the second secondary winding L22 are wound independently of each other, and the first rectifying and smoothing circuit is grounded. And the voltage output side of the second rectifying and smoothing circuit are connected.
  • This configuration makes it possible to adjust the power sharing between the first secondary winding L21 and the second secondary winding L22.
  • Vo1 12 [V], 100 [W] (8.3 A)
  • the first secondary winding L21 is 7 [ V]
  • 58.1 [W] (7 ⁇ 8.3 58.1)
  • the first secondary winding L21 is 12 [V], 100 [W] (8.3 A)
  • the second secondary winding. L22 becomes unbalanced power sharing such as 5 [V], 30 [W] (6A). According to the fourth embodiment, power is evenly distributed, and unnecessary regeneration is suppressed. Therefore, efficiency is improved.
  • Vo1 output to the load RL1 is shared by the outputs of the secondary windings L21 and L22 of the transformer T1. Therefore, when the first load RL1 side is a light load, regeneration is performed by the first secondary winding L21. However, since the second secondary winding L22 also shares the output on the first load RL1 side, the regenerative operation hardly occurs even if the second load RL2 side is a light load. The same applies to FIG. 9B.
  • ⁇ Third Embodiment In each of the embodiments described above, a transformer having two secondary windings is used. In the third embodiment, a single secondary winding is used to obtain two output voltages.
  • Is. 10 to 13 are circuit diagrams on the secondary side of the four switching power supply circuits according to the third embodiment. The configuration on the primary side may be any circuit already shown in each embodiment.
  • a voltage doubler type rectifier circuit including rectifier switching elements Q21 and Q22 and capacitors Co1 and Co2 is formed in the secondary winding L2 of the transformer.
  • the capacitor Co1 is charged through a path indicated by a solid arrow in the figure.
  • the capacitor Co2 is charged through a path indicated by a dashed arrow in the figure.
  • An added voltage of the charging voltages of the capacitors Co1 and Co2 is output to the first power output terminal Po1 (+).
  • the charging voltage of the capacitor Co2 is output to the second power output terminal Po2 (+).
  • a voltage doubler rectifier circuit including rectifier switching elements Q21 and Q22 and capacitors Co1 and Co2 is configured in the secondary windings L21 and L22 of the transformer.
  • a secondary winding L22 is added, and a rectifying switching element Q22 is connected to the added winding. Therefore, the charging voltage of the capacitor Co2 can be increased compared to the charging voltage of the capacitor Co1.
  • the ratio of the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 can be greatly shifted from 2: 1.
  • the voltage is increased by adding a winding is shown here, it is also possible to lower the voltage by drawing a tap to the secondary winding.
  • a rectifying / smoothing circuit using rectifying switching elements Q21, Q22 and a capacitor Co1 and a rectifying / smoothing circuit using rectifying switching elements Q31, Q32 and a capacitor Co2 are connected to the secondary winding L2.
  • the capacitor Co1 is charged through a path indicated by a solid arrow in the figure.
  • the capacitor Co2 is charged through a path indicated by a dashed arrow in the drawing.
  • a rectifying / smoothing circuit using rectifying switching elements Q21, Q22 and a capacitor Co1 and a rectifying / smoothing circuit using rectifying switching elements Q31, Q32 and a capacitor Co2 are connected to the secondary windings L21, L22.
  • the tap is drawn out to the secondary winding, and the rectifying switching element Q32 is connected to the drawn-out winding. Therefore, the charging voltage of the capacitor Co2 can be made lower than the charging voltage of the capacitor Co1.
  • the ratio of the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 can be greatly shifted from 1: 1.
  • the voltage can be increased by adding a winding.
  • Vo1 output to the load RL1 is shared by the outputs of the secondary windings L21 and L22 of the transformer. Therefore, when the first load RL1 side is a light load, it can be regenerated by the first secondary winding L21. However, since the second secondary winding L22 also shares the output on the first load RL1 side, the regenerative operation is not performed even if the second load RL2 side is a light load. The same applies to FIG.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the primary side of the switching power supply device according to the fourth embodiment.
  • the configuration on the secondary side can be applied to any circuit already shown in each embodiment.
  • High-side driver circuits HD1 and HD2 are connected to the high-side switching elements Q11 and Q13, respectively.
  • Control circuit 10 simultaneously turns on / off switching elements Q11 and Q14 and turns off / on switching elements Q12 and Q13 simultaneously. In this way, a bridge circuit may be configured on the primary side.
  • Rectification switching element RL1 ... 1st load RL2 ... 2nd load T1 ... Transformer Ton1 ... Q1 on time Ton2 ... Q2 on time Vo ... DC output VCC ... operation Pressure Vfb1 ... feedback voltage Vi ... Input voltage Vo1 ... first output voltage Vo2 ... second output voltage Vref1, Vref2 ... reference voltage generating circuit 10 ... control circuit 101,102,103A, 103B, 104B ... switching power supply device

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

　トランス（Ｔ１）の一次巻線（Ｌ１）と第２スイッチング素子（Ｑ１２）との間には、共振コンデンサ（Ｃｒ）およびインダクタ（Ｌｒ）が直列に接続されている。第１整流スイッチング素子（Ｑ２１）およびコンデンサ（Ｃｏ１）からなる第１の整流平滑回路は、トランス（Ｔ１）の第１の二次巻線（Ｌ２１）に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧Ｖｏ１を取り出す。第２整流スイッチング素子（Ｑ２２）およびコンデンサ（Ｃｏ２）からなる第２の整流平滑回路は、トランス（Ｔ１）の第２の二次巻線（Ｌ２２）に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧Ｖｏ２を取り出す。制御回路（１０）は、第１の出力電圧Ｖｏ１および第２の出力電圧Ｖｏ２に基づいて、第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間および第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間をそれぞれ制御する。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、複数の出力を有するスイッチング電源装置に関し、特に二つの出力を同時に精度良く制御できるようにしたスイッチング電源装置に関するものである。
　複数の出力を有するスイッチング電源装置として、例えば特許文献１，２が開示されている。
　特許文献１には、トランスの二次巻線を二つ備え、それぞれに整流平滑回路が設けられ、一方の二次巻線の出力電圧を検出して、フィードバック制御をするように構成された電源回路が示されている。
　また、特許文献２には電流共振コンバータ構成のスイッチング電源回路が示されている。ここで特許文献２に挙げられているスイッチング電源回路を図１に示す。このスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とコンバータトランス３およびスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を制御する制御回路２とを有する電流共振型のスイッチングレギュレータである。コンバータトランス３はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン、オフ動作に伴い入力電圧が印加される一次巻線Ｎｐと、制御回路２に動作電圧Ｖｃｃを供給する制御電圧用の二次巻線Ｎｓ２および直流出力Ｖｏを取り出すための出力電圧用の二次巻線Ｎｓ１を有し、それぞれの二次側に全波整流回路が構成されている。制御回路２はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を両方のスイッチ素子が共にオフとなるデッドタイムを挟んで、ほぼＤｕｔｙ５０％で相補駆動し、周波数制御によって出力電圧Ｖｏを制御する。
実開平４－１２１１８１号公報 特開平６－３０３７７１号公報
　特許文献１，２の何れの電源回路でも、トランスの二つの二次巻線のうち、一方の整流平滑出力（制御出力側）の電圧が安定化されるように制御される。しかし、トランスの結合度、抵抗成分、ダイオードの順方向降下電圧、およびスイッチングによるサージなどの影響により、トランスの巻線の巻数比だけでは出力電圧が決定されず、非制御出力側は負荷の軽重や、素子の特性変化やばらつきによって出力電圧が変化する。すなわち、非制御出力側の電圧安定化の精度が低い、という課題があった。特に、一方の出力が軽負荷や無負荷といった場合のように、二出力の出力差が大きい場合に電圧を精度良く出力することは困難であった。
　本発明の目的は、二つの出力を同時に精度良く制御できるようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
　前記課題を解決するために、スイッチング電源装置を次のように構成する。
（１）直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子による直列回路と、
　少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
　前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子に並列に接続され、前記トランスの一次巻線とインダクタとキャパシタとが直列に接続された直列共振回路と、
　前記第１スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧部へ直流電圧を出力する第１の整流平滑回路と、
　前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧部へ直流電圧を出力する第２の整流平滑回路と、
　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子のオン時間および前記第２スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を有し、
　前記第１の整流平滑回路は、第１整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
　前記第２の整流平滑回路は、第２整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
　前記スイッチング制御回路は、
　前記第１整流スイッチング素子を、前記第１スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第１スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフし、
　前記第２整流スイッチング素子を、前記第２スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第２スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフする、または前記第２の整流平滑回路が接続されている前記二次巻線に流れる電流が負にならないタイミングでターンオフする制御回路を備えた、
ことを特徴とする。
（２）直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子がハイサイド、第２スイッチング素子がローサイドとなる第１の直列回路と、
　直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第３スイッチング素子がハイサイド、第４スイッチング素子がローサイドとなる第２の直列回路と、
　少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に一端が接続され、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に他端が接続された、前記トランスの一次巻線、インダクタおよびキャパシタによる直列共振回路と、
　前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧を取り出す第１の整流平滑回路と、
　前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧を取り出す第２の整流平滑回路と、
　前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子のオン時間および前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を有し、
　前記第１の整流平滑回路は、第１整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
　前記第２の整流平滑回路は、第２整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
　前記スイッチング制御回路は、
　前記第１整流スイッチング素子を、前記第１スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第１スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフし、
　前記第２整流スイッチング素子を、前記第２スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第２スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフする、または前記第２の整流平滑回路が接続されている前記二次巻線に流れる電流が負にならないタイミングでターンオフする制御回路を備えた、
ことを特徴とする。
（３）また、前記第１の出力電圧（Ｖｏ１）を検出する第１の出力電圧検出回路と、前記第２の出力電圧（Ｖｏ２）を検出する第２の出力電圧検出回路と、を備え、
　前記第１の出力電圧をＶｏ１、前記第２の出力電圧をＶｏ２、前記第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間をＴｏｎ１、前記第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間をＴｏｎ２、第１の基準電圧をＶｒｅｆ１、第２の基準電圧をＶｒｅｆ２、とすれば、前記スイッチング制御回路は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
（ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは伝達関数、Ｌ［］はラプラス変換を表す。）
　の関係で、前記第１の出力電圧検出回路の検出信号および前記第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、前記第１の出力電圧Ｖｏ１および前記第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定の電圧となるように、前記第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間Ｔｏｎ１および前記第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間Ｔｏｎ２を多変数フィードバック制御する。
（４）また、前記伝達関数Ａ，Ｄはそれぞれ０に定める。すなわち、第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間（Ｔｏｎ１）で第２の出力電圧Ｖｏ２を制御し、第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間（Ｔｏｎ２）で第１の出力電圧Ｖｏ１を制御する。
（５）前記二次巻線は、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を発生する単一の巻線（Ｌ２）で構成されていてもよい。
（６）前記二次巻線は、前記第１の出力電圧を発生する第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の出力電圧を発生する第２の二次巻線（Ｌ２２）で構成されていてもよい。
（７）また、前記第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の二次巻線（Ｌ２２）はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路と前記第２の整流平滑回路の接地側同士が接続されていてもよい。
（８）また、前記第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の二次巻線（Ｌ２２）はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路の接地側と前記第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されているが、又は前記第２の整流平滑回路の接地側と前記第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されていてもよい。
　この構成により、二つの出力のバランスを良好に保てる。
（９）前記スイッチング制御回路は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成されている。
　本発明によれば、二つの出力に接続される負荷の軽重の変動に対してそれぞれ出力電圧の精度を高く保つことができる。しかも、一方の出力が軽負荷や無負荷といった場合のように、二出力の出力差が大きい場合でも出力電圧を精度良く保つことができ、制御可能な負荷の範囲を増大することができる。
　また、第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間（Ｔｏｎ１）で第２の出力電圧Ｖｏ２を制御し、第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間（Ｔｏｎ２）で第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように構成すれば、制御回路を簡素に構成できる。
図１は特許文献２に挙げられているスイッチング電源回路の回路図である。 図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。 図３（Ａ）は図２に示したスイッチング電源装置１０１の全体の等価回路図である。図３（Ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がオン状態のときの等価回路図、図３（Ｃ）は第２スイッチング素子Ｑ１２がオン状態のときの等価回路図である。 図４は第１スイッチング素子Ｑ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２、第１整流スイッチング素子Ｑ２１および第２整流スイッチング素子Ｑ２２の駆動パルスの生成方法を示す図である。 図５は、動作周波数ｆｓｗと共振周波数ｆ０がほぼ等しく、かつ第１負荷ＲＬ１に流れる電流と第２負荷ＲＬ２に流れる電流とが等しいときの、図２の各部の電圧、電流の波形である。 図６は、スイッチング電源回路の動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より高い場合で、第１負荷ＲＬ１に流れる電流が第２負荷ＲＬ２に流れる電流に対して小さいときの、図２の各部の電圧、電流の波形である。 図７は動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より低い場合で、第１負荷ＲＬ１に流れる電流が第２負荷ＲＬ２に流れる電流に対して小さいときの、図２の各部の電圧、電流の波形である。 図８は、図２に示したスイッチング電源装置の二次側の整流スイッチング素子をダイオードで構成したときの波形図である。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３Ａ，１０３Ｂの回路図である。 図１０は第３の実施形態のスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１１は第３の実施形態の別のスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１２は第３の実施形態の別のスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１３は第３の実施形態のさらに別のスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１４は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の一次側の回路図である。
《第１の実施形態》
　第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について図２～図８を参照して説明する。
　図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。このスイッチング電源装置１０１は、一次巻線Ｌ１、第１の二次巻線Ｌ２１および第２の二次巻線Ｌ２２がそれぞれ磁気的に結合されたトランスＴ１を備えている。直流の入力電圧Ｖｉが入力される電源入力部である電源入力端子Ｐｉ（＋），Ｐｉ（－）には、第１スイッチング素子Ｑ１１および第２スイッチング素子Ｑ１２が直列に接続されている。トランスＴ１の一次巻線Ｌ１と第２スイッチング素子Ｑ１２との間には、それらに直列に接続されて、一次巻線Ｌ１とともに直列共振回路を構成する共振コンデンサＣｒおよびインダクタＬｒが設けられている。このインダクタＬｒは部品として設けられずに、トランスＴ１と複合して構成されていてもよい。
　トランスＴ１の第１の二次巻線Ｌ２１には、第１整流スイッチング素子Ｑ２１およびコンデンサＣｏ１からなる第１の整流平滑回路が設けられている。この第１の整流平滑回路は、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間にトランスＴ１の第１の二次巻線Ｌ２１に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧Ｖｏ１を取り出す。
　同様に、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｌ２２には、第２整流スイッチング素子Ｑ２２およびコンデンサＣｏ２からなる第２の整流平滑回路が設けられている。この第２の整流平滑回路は、第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間にトランスＴ１の第２の二次巻線Ｌ２２に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧Ｖｏ２を取り出す。
　第１整流スイッチング素子Ｑ２１に並列接続されているダイオードＤ２１は部品としてのダイオードまたは第１整流スイッチング素子Ｑ２１の寄生ダイオード（ボディダイオード）である。同様に、第２整流スイッチング素子Ｑ２２に並列接続されているダイオードＤ２２は部品としてのダイオードまたは第２整流スイッチング素子Ｑ２２の寄生ダイオード（ボディダイオード）である。
　第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２はそれぞれ独立に巻回され、この例では第１の整流平滑回路と第２の整流平滑回路にそれぞれ接続されている。
　第１の電源出力端子Ｐｏ１（＋），Ｐｏ１（－）には第１の出力電圧Ｖｏ１が出力され、負荷ＲＬ１に印加される。第２の電源出力端子Ｐｏ２（＋），Ｐｏ２（－）には第２の出力電圧Ｖｏ２が出力され、負荷ＲＬ２に印加される。
　第１スイッチング素子Ｑ１１および第２スイッチング素子Ｑ１２はＭＯＳ－ＦＥＴであり、それらのゲートにスイッチング制御回路（以下、単に「制御回路」という）１０が接続されている。制御回路１０は、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２を、共にオフ状態である時間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように駆動する。また、制御回路１０は、第１整流スイッチング素子Ｑ２１および第２整流スイッチング素子Ｑ２２を制御する。基本的には、制御回路１０は、第１整流スイッチング素子Ｑ２１を第１スイッチング素子Ｑ１１に応じてオン／オフさせ、第２整流スイッチング素子Ｑ２２を第２スイッチング素子Ｑ１２に応じてオン／オフさせる。
　また、制御回路１０は、第１の出力電圧Ｖｏ１および第２の出力電圧Ｖｏ２に基づいて、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間および第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間をそれぞれ制御する。すなわち、従来の電流共振コンバータと異なりオンデューティ比は変化する。このことによって、第１の出力電圧Ｖｏ１および第２の出力電圧Ｖｏ２をそれぞれ所定電圧に安定化させる。
　図３（Ａ）は図２に示したスイッチング電源装置１０１の全体の等価回路図である。図３（Ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がオン状態のときの等価回路図、図３（Ｃ）は第２スイッチング素子Ｑ１２がオン状態のときの等価回路図である。
　図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）において、インダクタＭは、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１および二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２による相互インダクタンスを等価的に表したインダクタである。コンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’は、図２に示したコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に相当する。また、負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’は、図２に示した負荷ＲＬ１，ＲＬ２に相当する。さらに、電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’は、図２に示したコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に流れる電流に相当する。但し、コンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’、負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’、電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’のそれぞれの値は、次式で表されるとおり、トランスＴ１の一次巻線と二次巻線との巻線比に応じた値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、Co1’，Co2’ はコンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’の容量値、RL1’，RL2’は負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’の抵抗値、ico1’，ico2’ は電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’の電流値である。
　ここで、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻回数をＮ１、第１の二次巻線Ｌ２１の巻回数をＮ２１、第２の二次巻線Ｌ２２の巻回数をＮ２２で表すと、
　n1=N1/N21
　n2=N1/N22
である。
　第１スイッチング素子Ｑ１１のオンによって、共振回路に入力電圧Ｖｉが印加され、図３（Ｂ）に示すようにＣｒを充電するように電流が流れる。また、第２スイッチング素子Ｑ１２のオンによって、Ｃｒに蓄積されていた電荷を放電するように、図３（Ｃ）に示すように電流が流れる。
　ここで、インダクタＬｒの両端電圧をＶｌｒ、負荷ＲＬ１’に印加される電圧をＶｏ１’、コンデンサＣｒの両端電圧をＶｃｒ、第１整流スイッチング素子Ｑ２１に流れる電流をｉｄ１、インダクタＭの両端電圧をＶｍ、インダクタＭに流れる電流をｉｍで表すと、
　第１スイッチング素子Ｑ１１オンおよび第１整流スイッチング素子Ｑ２１オン期間には次式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　同様に、第２スイッチング素子Ｑ１２のオンおよび第２整流スイッチング素子Ｑ２２オン期間には次式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　このように、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間において負荷ＲＬ１’に電力を供給するとともに、負荷ＲＬ２’へ供給するための電力をコンデンサＣｒに充電する。また、コンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーを第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間において負荷ＲＬ２’へ供給するとともにコンデンサＣｒの放電を行うことにより、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間において入力電源から共振回路へより大きい電力を供給することができる。このようにして第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間および第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間をフィードバック制御することで電流共振状態を制御し、Ｖｏ１’（＝Ｖｏ１）およびＶｏ２’（＝Ｖｏ２）を独立に制御することができる。
　この制御系は、２つの制御量と２つの操作量とが相互干渉を持つ多変数フィードバック制御系であり、以下のような伝達関数行列となる制御器で制御することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、Ｌ［　］はラプラス変換、Ｔｏｎ１は第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間、Ｔｏｎ２は第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間である。また、A,B,C,Dは回路および動作状態により定まる係数である。またＶｒｅｆ１とＶｒｅｆ２は基準電圧である。
　Ｔｏｎ１をＶｏ２に基づき、Ｔｏｎ２をＶｏ１に基づきそれぞれＰＩ制御を行う場合、（５）式に示した、係数A,B,C,Dは次のとおりである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここでKIB ／s，KIC／sは積分であり、KPB，KPCは比例である。
　この例ではＡ＝Ｄ=０であり、制御が容易となる。すなわち、係数Ａ，Ｄも非ゼロであれば多変数制御となるので実現は難しいが、Ａ＝Ｄ=０であるなら比較的容易に実現できる。
　与えられたＴｏｎ１，Ｔｏｎ２で第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２の駆動パルスをどのように生成するかを、制御器１０をＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成する場合について、そのＤＳＰ内部のディジタルＰＷＭモジュールの設定および動作について図４を参照して説明する。
　図４において、CNTRはカウンタであり、クロック毎に増加する。PRDはピリオドであり、CNTRがこの値に達するとゼロになる。すなわち、スイッチング周期を決定する。CMPはコンペアであり、CNTRとCMPが一致するとパルスが反転する。
　Q11GはQ11のゲート駆動パルス、Q21GはQ21のゲート駆動パルスであり、CNTRがゼロに一致すると立ち上がり、CNTRがCMPと一致すると立ち下がるように設定する。Q12GはQ12のゲート駆動パルス、Q22GはQ22のゲート駆動パルスであり、CNTRがCMPに一致すると立ち上がり、CNTRがPRDと一致すると立ち下がるように設定する。PRDがＴｏｎ１＋Ｔｏｎ２に相当し、CMPがＴｏｎ１に相当するようにＱ１１，Ｑ１２の駆動パルスが生成される。
　図２に示した制御回路１０は、第１の出力電圧Ｖｏ１を検出する第１の出力電圧検出回路と、第２の出力電圧Ｖｏ２を検出する第２の出力電圧検出回路を備えている。図２の制御回路１０は、第１の出力電圧検出回路の検出信号および第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、第１の出力電圧Ｖｏ１および第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定値となるように、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間Ｔｏｎ１および第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間Ｔｏｎ２をフィードバック制御する。つまりＤＳＰ内部においてPRDとCMPを制御する。
　前述のとおり、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間にコンデンサＣｒが充電され、第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間にコンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーを負荷へ供給する。この作用により、第２の出力電圧Ｖｏ１は第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間で制御することができる。同様に、第１の出力電圧Ｖｏ２は第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間で制御することができる。
　図５～図７は図２に示したスイッチング電源装置の各部の電圧、電流の波形図である。また、図８は比較例であり、図２に示したスイッチング電源装置の二次側の整流スイッチング素子をダイオードで構成したときの波形図である。これらの図において、各符号の意味は次のとおりである。
　Ｖｄｓ２：第２スイッチング素子Ｑ１２のドレイン・ソース間電圧
　ｉＣｒ：共振コンデンサＣｒに流れる電流
　ｉＬ２１：二次巻線Ｌ２１に流れる電流
　ｉＬ２２：二次巻線Ｌ２２に流れる電流
　Ｖｇｓ１２：第２スイッチング素子Ｑ１２のゲート・ソース間電圧
　Ｖｇｓ１１：第１スイッチング素子Ｑ１１のゲート・ソース間電圧
　Ｖｇｓ２２：第２整流スイッチング素子Ｑ２２のゲート・ソース間電圧
　Ｖｇｓ２１：第１整流スイッチング素子Ｑ２１のゲート・ソース間電圧
　三角波状の破線：トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の励磁電流
　なお、これらの波形は次の条件での例である。また、素子の定数や入出力の条件により、波形は変化する。
　第１スイッチング素子Ｑ１１および第２スイッチング素子Ｑ１２のターンオンの手前には通常は適当なデッドタイム期間が設けられるが、図５～図８では説明している場合を除き省略している。
　第１スイッチング素子Ｑ１１および第２スイッチング素子Ｑ１２のターンオン／ターンオフ時に電圧の共振が生じるが、図５～図８では図示を省略している。
　第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２は交互にスイッチングすることにより、共振回路に矩形パルスＶｄｓ２を印加する。これにより正弦波状の電流が流れ、それぞれの整流回路で整流される。整流回路では、電流が流れている期間にスイッチング素子をオンすることにより、損失を低減する。
　図５は第１負荷ＲＬ１に流れる電流と第２負荷ＲＬ２に流れる電流とが等しいときの波形、図６～図８は第１負荷ＲＬ１に流れる電流が第２負荷ＲＬ２に流れる電流に対して小さいときの波形である。図５は動作周波数ｆｓｗとインダクタＬｒとキャパシタＣｒにより決定される共振周波数ｆ０がほぼ等しい場合の例、図６は、スイッチング電源回路の動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より高い場合の例、図７は動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より低い場合の例である。
　第１負荷ＲＬ１および第２負荷ＲＬ２に等しい電力を供給しているとき、図５のように、ｉＬ２１に負電流が流れることはない。すなわち回生される期間はない。
　第１負荷ＲＬ１が無負荷状態または無負荷状態に近い軽負荷状態であるとき、図６、図７に表れているように、共振により生じる電流が二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に流れるため、整流回路が導通をはじめる際に正方向に電流を供給する。一方、片方のスイッチングによる出力への電力伝送は、もう片方の出力へ電力を送るための充電または放電の役割があるため、軽負荷に対応するスイッチングのオン期間を短くすることはできない。そこで、二次側の電流が共振により低下して負となっても整流回路のスイッチング素子をオンし続け、出力から電流を回生させることで、負荷に供給する電力をトータルで抑えることができる。これにより、軽負荷でも出力電圧を安定に維持できる。
　図６は、回生しない方の電流（ｉＬ２２）がゼロになる前にスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の状態が反転する例である。タイミングｔ２でトランスＴ１の一次側を流れる電流の方向が切り替わっても、第２の整流平滑回路を流れる電流ｉＬ２２は正方向であるため、第１整流スイッチング素子Ｑ２１がオフであれば第２整流スイッチング素子Ｑ２２の寄生ダイオードＤ２２を通って電流ｉＬ２２は流れ続ける。この間に整流素子のスイッチングの切り替わりがなければ、電流ｉＬ２２はゼロになるまで流れ続け、タイミングｔ２ｐ以降は第１の整流平滑回路に電流ｉＬ２１が流れ始める。
　第２整流スイッチング素子Ｑ２２のターンオンタイミングは第１のスイッチング素子Ｑ１１の反転に同期して定めればよい。また、第１整流スイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングについても第１整流スイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングと同期して定めればよい。すなわち、正の電流が流れているときには、スイッチング素子をオフしても、並列接続されているダイオード（ＦＥＴのボディダイオード）Ｄ２２により電流は流れ続ける。しかし、損失をさらに抑えたい場合には、第１整流スイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングｔ２ｐは適当なデッドタイムを設けるか電流ｉＬ２２がゼロになったことを検出することで、正の電流が流れる期間にはスイッチング素子をオンし続ける構成とすることが好ましい。これによりＺＣＳ（Ｚｅｒｏ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作となり、スイッチング損失を抑制できる。
　図７は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の状態が反転する前に、回生しない方の電流ｉＬ２２がゼロになる例である。図７に示した例ではタイミングｔ２ｎで第２整流スイッチング素子Ｑ２２をターンオフすることにより、タイミングｔ２ｎで電流はゼロとなって電流ｉＬ２２は負方向の電流（破線で示す電流）は流れない。すなわち、第２整流スイッチング素子Ｑ２２のターンオフタイミングｔ２ｎは、電流ｉＬ２２がゼロになったことを検出することにより定めればよい。
　仮に、第２整流スイッチング素子Ｑ２２を第２スイッチング素子Ｑ１２に同期してターンオフさせると、図中に破線で示すように電流ｉＬ２２はｔ２ｎからｔ２までの間、負電流が流れる。負荷が軽負荷でない場合は、回生が生じると損失や電力伝送の面で無駄となる。よって、不要な回生が生じる状況では整流回路のスイッチング素子をオフにすることが好ましい。
　また、上記負電流の割合が相対的に小さい状況では、第２整流スイッチング素子Ｑ２２を第２スイッチング素子Ｑ１２に適当なデッドタイムを設けつつ同期してターンオフさせてもよい。その方が制御回路は簡素に構成できる。このとき、タイミングｔ２ｎより少し早めに第２整流スイッチング素子Ｑ２２をターンオフしてもよい。その場合にはタイミングｔ２ｎまで寄生ダイオードＤ２２を通して電流が流れる。
　なお、図５では動作周波数ｆｓｗと共振周波数ｆ０がほぼ等しい場合の例を示したが、二つの出力負荷バランスがとれている状態でも、動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より低い場合には、回生動作が生じる。しかし、通常負荷（軽負荷でない状態）で回生動作させることは、不要な回生による損失を発生させることになるため、負荷電流が所定以上の場合には負の電流を流さないようにスイッチング素子を制御することが望ましい。
　図２に示したスイッチング電源装置の二次側の整流スイッチング素子をダイオードで構成したときの波形を、図８に示す。Ｖｇｓ１２のオン期間は、ＲＬ１へ供給する電力を抑制するため、小さくする必要がある。一方でＶｇｓ１２のオン期間でＲＬ２へ電力を供給する。Ｖｇｓ１１のオン期間は、ＲＬ２へ電力を供給するためコンデンサＣｒに充電を行っているが、ｉＬ２１はほとんどの期間でゼロであるため、コンデンサＣｒへの充電に大きな時間が必要となる。その結果ｉＬ２２はパルス状の波形となり、損失が大きくなる。さらに２つの出力のバランスが異なり、ＲＬ１が軽負荷、特に無負荷になると、回路を動作させることはできなくなる。
《第２の実施形態》
　図９（Ａ）、図９（Ｂ）は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３Ａ，１０３Ｂの回路図である。第１の実施形態で図２に示した回路と異なるのはトランスＴ１の二次側の構成である。コンバータの動作は図２に示したスイッチング電源装置１０１と同じである。
　図９（Ａ）、図９（Ｂ）の例では、第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２はそれぞれ独立に巻回されていて、第１の整流平滑回路の接地側と第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている。
　この構成により、第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２の電力分担の調整が可能となる。例えばＶｏ１＝１２［Ｖ］、１００［Ｗ］（８．３Ａ）、Ｖｏ２＝５［Ｖ］、３０［Ｗ］（６Ａ）の出力が必要な場合、第１の二次巻線Ｌ２１は７［Ｖ］、５８．１［Ｗ］（７×８．３＝５８．１）、第２の二次巻線Ｌ２２は５［Ｖ］ 、７１．５［Ｗ］（５×（８．３＋６）＝７１．５）を出力すればよい。
　同様の仕様を実施形態１のスイッチング電源装置１０１で得ようとすれば、第１の二次巻線Ｌ２１が１２［Ｖ］、１００［Ｗ］（８．３Ａ）、第２の二次巻線Ｌ２２が５［Ｖ］、３０［Ｗ］（６Ａ）のようなアンバランスな電力分担になる。第４の実施形態によれば、電力が均等に分散され、不要な回生が抑制される。そのため効率が向上する。
　図９（Ｂ）のスイッチング電源装置１０３Ｂでは、第２の整流平滑回路の接地側と第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている。この構成は、トランスＴ１の一次巻線に対する二次巻線の極性を、図９（Ａ）とは逆にしたものと見なすこともできる。このスイッチング電源装置１０３Ｂの作用効果はスイッチング電源装置１０３Ａと同様である。
　なお、図９（Ａ）では負荷ＲＬ１に出力するＶｏ１は、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２の出力で分担している。そのため、第１負荷ＲＬ１側が軽負荷である場合は、第１の二次巻線Ｌ２１で回生する。しかし、第２の二次巻線Ｌ２２は第１負荷ＲＬ１側の出力も分担しているため、第２負荷ＲＬ２側が軽負荷であっても回生動作は生じにくい。このことは図９（Ｂ）についても同様である。
《第３の実施形態》
　以上に示した各実施形態では、二つの二次巻線を備えたトランスを用いたが、第３の実施形態は単一の二次巻線を用いて、二つの出力電圧を得るようにしたものである。図１０～図１３は第３の実施形態に係る４つのスイッチング電源回路の二次側の回路図である。一次側の構成は既に各実施形態で示した何れの回路であってもよい。
　図１０の例では、トランスの二次巻線Ｌ２に整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２による倍電圧型の整流回路が構成されている。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に正電圧が発生する期間に、図中実線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ１が充電される。二次巻線のドットマーク側に負電圧が発生する期間には、図中破線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ２が充電される。第１の電源出力端子Ｐｏ１（＋）にはコンデンサＣｏ１とＣｏ２の充電電圧の加算電圧が出力される。第２の電源出力端子Ｐｏ２（＋）にはコンデンサＣｏ２の充電電圧が出力される。
　図１１の例では、トランスの二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２による倍電圧整流回路が構成されている。但し、図１０と異なり、二次巻線Ｌ２２を追加し、この追加した巻線に整流スイッチング素子Ｑ２２を接続している。そのため、コンデンサＣｏ１の充電電圧に比べてコンデンサＣｏ２の充電電圧を高めることができる。このような構成によって、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の比率を２：１から大きくずらすこともできる。また、ここでは巻線の追加により電圧を高めた例を示したが、二次巻線にタップを引き出して電圧を低くすることも可能である。
　図１２の例では、二次巻線Ｌ２に、整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１による整流平滑回路と、整流スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２およびコンデンサＣｏ２による整流平滑回路を接続している。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に正電圧が発生する期間に、図中実線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ１が充電される。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に負電圧が発生する期間に、図中破線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ２が充電される。
　図１３の例では、二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に、整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１による整流平滑回路と、整流スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２およびコンデンサＣｏ２による整流平滑回路を接続している。但し、図１４と異なり、二次巻線にタップを引き出し、その引き出した巻線に整流スイッチング素子Ｑ３２を接続している。そのため、コンデンサＣｏ１の充電電圧に比べてコンデンサＣｏ２の充電電圧を低くすることができる。このような構成によって、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の比率を１：１から大きくずらすこともできる。また、ここでは二次巻線にタップを引き出して電圧を低くする例を示したが、巻線の追加により電圧を高めることも可能である。
　なお、図１１では負荷ＲＬ１に出力するＶｏ１は、トランスの二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２の出力で分担している。そのため、第１負荷ＲＬ１側が軽負荷である場合は、第１の二次巻線Ｌ２１で回生することができる。しかし、第２の二次巻線Ｌ２２は第１負荷ＲＬ１側の出力も分担しているため、第２負荷ＲＬ２側が軽負荷であっても回生動作は行われない。このことは図１３についても同様である。
《第４の実施形態》
　以上に示した各実施形態では、トランスの一次側に二つのスイッチング素子を備えたが、第４の実施形態は４つのスイッチング素子を用いたものである。図１４は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の一次側の回路図である。二次側の構成は既に各実施形態で示した何れの回路でも適用できる。
　第１スイッチング素子Ｑ１１がハイサイド、第２スイッチング素子Ｑ１２がローサイドとなる第１の直列回路と、第３スイッチング素子Ｑ１３がハイサイド、第４スイッチング素子Ｑ１４がローサイドとなる第２の直列回路とが、電源入力部にそれぞれ接続されている。
　ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３にはハイサイドドライバ回路ＨＤ１，ＨＤ２がそれぞれ接続されている。制御回路１０はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４を同時にオン／オフさせ、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３を同時にオフ／オンさせる。
　このように一次側にブリッジ回路を構成してもよい。
Ｃｏ１，Ｃｏ２…コンデンサ
ＣＰ１，ＣＰ２…コンパレータ
Ｃｒ…共振コンデンサ
Ｄ２１，Ｄ２２…ダイオード
ＨＤ１，ＨＤ２…ハイサイドドライバ回路
Ｌ１…一次巻線
Ｌ２…二次巻線
Ｌ２１…第１の二次巻線
Ｌ２２…第２の二次巻線
Ｌｂ１、Ｌｂ２…補助巻線
Ｌｒ…インダクタ
Ｍ…インダクタ
Ｐｉ…電源入力端子
Ｐｏ１…第１の電源出力端子
Ｐｏ２…第２の電源出力端子
Ｑ１１…第１スイッチング素子
Ｑ１２…第２スイッチング素子
Ｑ１３…第３スイッチング素子
Ｑ１４…第４スイッチング素子
Ｑ２１…第１整流スイッチング素子
Ｑ２２…第２整流スイッチング素子
Ｑ３１，Ｑ３２…整流スイッチング素子
ＲＬ１…第１負荷
ＲＬ２…第２負荷
Ｔ１…トランス
Ｔｏｎ１…Ｑ１のオン時間
Ｔｏｎ２…Ｑ２のオン時間
Ｖｏ…直流出力
ＶＣＣ…動作電圧
Ｖｆｂ１…フィードバック電圧
Ｖｉ…入力電圧
Ｖｏ１…第１の出力電圧
Ｖｏ２…第２の出力電圧
Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２…基準電圧発生回路
１０…制御回路
１０１，１０２，１０３Ａ，１０３Ｂ，１０４Ｂ…スイッチング電源装置

Claims (9)

  1. 　直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子による直列回路と、
    　少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
    　前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子に並列に接続され、前記トランスの一次巻線とインダクタとキャパシタとが直列に接続された直列共振回路と、
    　前記第１スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧部へ直流電圧を出力する第１の整流平滑回路と、
    　前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧部へ直流電圧を出力する第２の整流平滑回路と、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子のオン時間および前記第２スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を有し、
    　前記第１の整流平滑回路は、第１整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
    　前記第２の整流平滑回路は、第２整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
    　前記スイッチング制御回路は、
    　前記第１整流スイッチング素子を、前記第１スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第１スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフし、
    　前記第２整流スイッチング素子を、前記第２スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第２スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフする、または前記第２の整流平滑回路が接続されている前記二次巻線に流れる電流が負にならないタイミングでターンオフする制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子がハイサイド、第２スイッチング素子がローサイドとなる第１の直列回路と、
    　直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第３スイッチング素子がハイサイド、第４スイッチング素子がローサイドとなる第２の直列回路と、
    　少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に一端が接続され、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に他端が接続された、前記トランスの一次巻線、インダクタおよびキャパシタによる直列共振回路と、
    　前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧を取り出す第１の整流平滑回路と、
    　前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧を取り出す第２の整流平滑回路と、
    　前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子のオン時間および前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を有し、
    　前記第１の整流平滑回路は、第１整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
    　前記第２の整流平滑回路は、第２整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
    　前記スイッチング制御回路は、
    　前記第１整流スイッチング素子を、前記第１スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第１スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフし、
    　前記第２整流スイッチング素子を、前記第２スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第２スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフする、または前記第２の整流平滑回路が接続されている前記二次巻線に流れる電流が負にならないタイミングでターンオフする制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 　前記第１の出力電圧を検出する第１の出力電圧検出回路と、前記第２の出力電圧を検出する第２の出力電圧検出回路と、を備え、
    　前記第１の出力電圧をＶｏ１、前記第２の出力電圧をＶｏ２、前記第１スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ１、前記第２スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ２、第１の基準電圧をＶｒｅｆ１、第２の基準電圧をＶｒｅｆ２、とすれば、前記スイッチング制御回路は、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     （ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは伝達関数、Ｌ［］はラプラス変換）
    　の関係で、前記第１の出力電圧検出回路の検出信号および前記第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、前記第１の出力電圧Ｖｏ１および前記第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定の電圧となるように、前記第１スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ１および前記第２スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ２を多変数フィードバック制御する、請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記伝達関数Ａおよび前記伝達関数Ｄをそれぞれ０に定めた、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記二次巻線は、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を発生する単一の巻線で構成された、請求項１乃至４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記二次巻線は、前記第１の出力電圧を発生する第１の二次巻線と前記第２の出力電圧を発生する第２の二次巻線で構成された、請求項１乃至４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記第１の二次巻線と前記第２の二次巻線はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路と前記第２の整流平滑回路の接地側同士が接続されている、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記第１の二次巻線と前記第２の二次巻線はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路の接地側と前記第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている、または前記第２の整流平滑回路の接地側と前記第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  9. 　前記スイッチング制御回路はＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成されている、請求項１乃至８の何れかに記載のスイッチング電源装置。
PCT/JP2012/069423 2011-08-04 2012-07-31 スイッチング電源装置 WO2013018787A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013526928A JP5768886B2 (ja) 2011-08-04 2012-07-31 スイッチング電源装置
CN201280037798.6A CN103718445B (zh) 2011-08-04 2012-07-31 开关电源装置
US14/168,132 US9071155B2 (en) 2011-08-04 2014-01-30 Switching power supply apparatus including a plurality of outputs

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011170651 2011-08-04
JP2011-170651 2011-08-04

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/168,132 Continuation US9071155B2 (en) 2011-08-04 2014-01-30 Switching power supply apparatus including a plurality of outputs

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013018787A1 true WO2013018787A1 (ja) 2013-02-07

Family

ID=47629308

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/069423 WO2013018787A1 (ja) 2011-08-04 2012-07-31 スイッチング電源装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9071155B2 (ja)
JP (1) JP5768886B2 (ja)
CN (1) CN103718445B (ja)
WO (1) WO2013018787A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2014296323B2 (en) * 2013-07-29 2019-04-04 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Microprocessor controlled class E driver
US11642537B2 (en) 2019-03-11 2023-05-09 Axonics, Inc. Charging device with off-center coil

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012073706A1 (ja) * 2010-12-02 2012-06-07 株式会社村田製作所 スイッチング電源回路
CN103250337B (zh) * 2010-12-02 2015-12-09 株式会社村田制作所 开关电源电路
CN104428728B (zh) * 2012-07-23 2016-05-04 株式会社村田制作所 二极管负载驱动电源装置
KR20140025936A (ko) * 2012-08-23 2014-03-05 삼성전자주식회사 직류/직류 컨버터, 이를 포함하는 전자기기 및 직류/직류 컨버전 방법
JP2015139258A (ja) * 2014-01-21 2015-07-30 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US9356521B2 (en) 2014-01-30 2016-05-31 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power-supply device having wide input voltage range
US9350258B2 (en) * 2014-06-13 2016-05-24 Fairchild Korea Semiconductor Ltd Conduction detecting circuit, rectifying switch controlling circuit including the conduction detecting circuit and power supply for the rectifying switch controlling circuit to be applied
CN104539165B (zh) * 2014-12-31 2017-06-23 杭州茂力半导体技术有限公司 用于谐振变换器的容性模式检测电路和方法及谐振变换器
DE102015004742A1 (de) * 2015-04-11 2016-10-13 Finepower Gmbh Verfahren zum Betrieb eines Resonanzkreises
US10103646B2 (en) * 2015-09-24 2018-10-16 Denso Corporation Control device for power converter
KR102102742B1 (ko) * 2015-10-13 2020-04-21 닛산 지도우샤 가부시키가이샤 전력 변환기
US9602011B1 (en) * 2015-12-28 2017-03-21 Harman International Industries, Incorporated Gated bi-directional dual-rail series resonant converter power supply
US9882473B2 (en) 2016-05-13 2018-01-30 Silanna Asia Pte Ltd Power converter with robust stable feedback
US10958169B2 (en) 2016-05-13 2021-03-23 Silanna Asia Pte Ltd Power converter with robust stable feedback
DE102017106424B4 (de) * 2017-03-24 2021-09-02 Infineon Technologies Austria Ag Leistungswandlerschaltung mit einem Hauptwandler und einem Hilfswandler
US20180309372A1 (en) * 2017-04-21 2018-10-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched mode converter
CN109995242A (zh) * 2019-04-08 2019-07-09 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 一种谐振变换器
TWI746294B (zh) * 2020-11-27 2021-11-11 宏碁股份有限公司 低損耗之電源供應器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04121181U (ja) * 1991-04-15 1992-10-29 株式会社東芝 電源保護回路
JPH06303771A (ja) * 1993-04-12 1994-10-28 Sony Corp スイッチングレギュレータ
JPH07194107A (ja) * 1993-12-28 1995-07-28 Toshiba Corp 整流回路及び電源装置
JPH11308862A (ja) * 1998-04-24 1999-11-05 Nec Fukushima Ltd スイッチング電源回路
JP2006320159A (ja) * 2005-05-16 2006-11-24 Foster Electric Co Ltd スイッチング電源装置

Family Cites Families (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69805378T2 (de) * 1997-03-12 2002-11-28 Koninkl Philips Electronics Nv Wandler, netzteil und batterieladegerät
DE10020357A1 (de) * 2000-04-26 2001-10-31 Philips Corp Intellectual Pty DC-DC-Konverter
US6304461B1 (en) * 2000-06-15 2001-10-16 Supertex, Inc. DC power converter having bipolar output and bi-directional reactive current transfer
US6483723B2 (en) * 2000-11-07 2002-11-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Switching power supply
US6545883B2 (en) * 2001-05-07 2003-04-08 Artesyn Technologies, Inc. Integrated boost-asymmetrical half-bridge converter
JP3961812B2 (ja) * 2001-10-31 2007-08-22 富士通株式会社 電源装置及びその制御方法
TWI263395B (en) * 2001-11-02 2006-10-01 Delta Electronics Inc Power supply device
JP2003259644A (ja) 2002-02-27 2003-09-12 Sony Corp スイッチングコンバータ回路
TW571495B (en) * 2002-07-04 2004-01-11 Delta Electronics Inc Synchronous rectifier device
US6934167B2 (en) * 2003-05-01 2005-08-23 Delta Electronics, Inc. Contactless electrical energy transmission system having a primary side current feedback control and soft-switched secondary side rectifier
JP2005094981A (ja) 2003-09-19 2005-04-07 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2005151796A (ja) * 2003-09-30 2005-06-09 Sony Corp スイッチング電源回路
US8134851B2 (en) * 2003-11-04 2012-03-13 International Rectifier Corporation Secondary side synchronous rectifier for resonant converter
CN100472926C (zh) * 2004-05-07 2009-03-25 松下电器产业株式会社 共振型开关电源装置
JP4228229B2 (ja) * 2004-09-30 2009-02-25 サンケン電気株式会社 直流電源装置
KR100791717B1 (ko) * 2004-12-08 2008-01-03 산켄덴키 가부시키가이샤 다출력 전류 공진형 ｄｃ-ｄｃ 컨버터
TWI313102B (en) * 2005-02-21 2009-08-01 Delta Electronics Inc Llc series resonant converter and the driving method of the synchronous rectifier power switches thereof
WO2007040227A1 (ja) * 2005-10-03 2007-04-12 Sanken Electric Co., Ltd. 多出力スイッチング電源装置
JP2007174793A (ja) 2005-12-21 2007-07-05 Sanken Electric Co Ltd 多出力スイッチング電源装置
TWM301461U (en) * 2006-05-09 2006-11-21 Hipro Electronics Taiwan Co Lt Half-bridge LLC resonant transformer having a synchronizing rectifying function
TWI326963B (en) * 2006-12-14 2010-07-01 Tungnan Inst Of Technology Resonant converter and synchronous rectification driving circuit thereof
JP4222421B2 (ja) * 2007-02-28 2009-02-12 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4245066B2 (ja) * 2007-06-11 2009-03-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4229202B1 (ja) * 2007-08-27 2009-02-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4378400B2 (ja) * 2007-08-28 2009-12-02 日立コンピュータ機器株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ及び双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
TWI338996B (en) * 2007-10-16 2011-03-11 Delta Electronics Inc Resonant converter system having synchronous rectifier control circuit and controlling method thereof
KR101378568B1 (ko) * 2008-01-04 2014-03-27 페어차일드코리아반도체 주식회사 동기 정류 회로
WO2009096073A1 (ja) * 2008-01-28 2009-08-06 Murata Manufacturing Co., Ltd. Ｄｃ－ｄｃコンバータ
TWI363481B (en) * 2008-03-28 2012-05-01 Delta Electronics Inc Synchronous rectifying circuit having burst mode controller and controlling method thereof
JP5397024B2 (ja) * 2008-09-16 2014-01-22 富士電機株式会社 スイッチング電源装置、スイッチング電源制御回路およびスイッチング電源装置の制御方法
JP5463759B2 (ja) * 2008-10-24 2014-04-09 富士電機株式会社 スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御回路
EP2190109B1 (en) * 2008-10-27 2014-09-03 STMicroelectronics Srl Control device for rectifiers of switching converters.
JP4525817B2 (ja) * 2008-10-30 2010-08-18 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US8064229B2 (en) * 2008-11-11 2011-11-22 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a series resonant switching power supply control circuit and structure therefor
JP5463787B2 (ja) * 2008-12-02 2014-04-09 富士電機株式会社 スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御回路
CN101562404B (zh) * 2009-05-16 2011-12-07 旭丽电子(广州)有限公司 谐振转换装置及其同步整流电路
JP5394213B2 (ja) * 2009-11-27 2014-01-22 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータ回路
WO2011114850A1 (ja) 2010-03-16 2011-09-22 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
WO2012073706A1 (ja) * 2010-12-02 2012-06-07 株式会社村田製作所 スイッチング電源回路
US8861238B2 (en) * 2011-08-25 2014-10-14 North Carolina State University Isolated soft-switch single-stage AC-DC converter
CN202282743U (zh) * 2011-09-29 2012-06-20 南京博兰得电子科技有限公司 一种谐振变换器控制装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04121181U (ja) * 1991-04-15 1992-10-29 株式会社東芝 電源保護回路
JPH06303771A (ja) * 1993-04-12 1994-10-28 Sony Corp スイッチングレギュレータ
JPH07194107A (ja) * 1993-12-28 1995-07-28 Toshiba Corp 整流回路及び電源装置
JPH11308862A (ja) * 1998-04-24 1999-11-05 Nec Fukushima Ltd スイッチング電源回路
JP2006320159A (ja) * 2005-05-16 2006-11-24 Foster Electric Co Ltd スイッチング電源装置

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2014296323B2 (en) * 2013-07-29 2019-04-04 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Microprocessor controlled class E driver
US10447083B2 (en) 2013-07-29 2019-10-15 The Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Microprocessor controlled class E driver
US10971950B2 (en) 2013-07-29 2021-04-06 The Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Microprocessor controlled class E driver
US11722007B2 (en) 2013-07-29 2023-08-08 The Alfred E. Mann Foundation For Scientific Rsrch Microprocessor controlled class E driver
US11642537B2 (en) 2019-03-11 2023-05-09 Axonics, Inc. Charging device with off-center coil

Also Published As

Publication number Publication date
US20140146577A1 (en) 2014-05-29
JPWO2013018787A1 (ja) 2015-03-05
JP5768886B2 (ja) 2015-08-26
CN103718445B (zh) 2016-10-26
US9071155B2 (en) 2015-06-30
CN103718445A (zh) 2014-04-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5768886B2 (ja) スイッチング電源装置
JP5447651B2 (ja) スイッチング電源装置
JP5691137B2 (ja) スイッチング電源
US9276483B2 (en) Control circuit for active-clamp flyback power converter with programmable switching period
US9705413B2 (en) Multi-mode operation and control of a resonant converter
US8988901B2 (en) Switching power supply device
JP4910525B2 (ja) 共振型スイッチング電源装置
US9787204B2 (en) Switching power supply device
US20140211515A1 (en) Dc-dc converter and power supply device having dc-dc converter
WO2016033681A1 (en) Energy channelling single stage power converter
US9397579B2 (en) Full-bridge switching DC/DC converters and controllers thereof
WO2007040227A1 (ja) 多出力スイッチング電源装置
US11133747B1 (en) Auto-tuned synchronous rectifier controller
US9872353B2 (en) LED lighting device and LED illuminating device
JP2010503375A (ja) 変換回路を制御する適合回路
JP4852910B2 (ja) 多出力スイッチング電源装置
JP2011087394A (ja) スイッチング素子駆動用制御回路およびスイッチング電源装置
CN108011533B (zh) 感应负载驱动电路
JP6262835B1 (ja) 誘導負荷駆動回路
KR20220092510A (ko) 전력 컨버터의 전압 모드 제어를 위한 디지털 비선형 변환
JP5103832B2 (ja) Ａｃ−ｄｃコンバータ
JP4984757B2 (ja) Ａｃ−ｄｃコンバータ
TWI501532B (zh) 隔離式高升壓轉換器
JP2005287257A (ja) コンバータ
EP2897269A1 (en) DC/DC converters

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12820559

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2013526928

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12820559

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1