JP4222421B2 - 多出力スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、複数の出力を有する多出力スイッチング電源装置に関する。
図１０は従来の共振型の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、トランスＴ１の一次側には、商用電源１からの交流電圧を整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の出力端子間に接続され且つ全波整流回路２の出力を平滑する平滑コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサＣ３の両端の電圧が直流入力電圧Ｖｉｎとして印加される、例えばＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する制御回路１０と、第２スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された電圧共振コンデンサＣｒｖと、電圧共振コンデンサＣｒｖの両端に接続された直列共振回路とが設けられている。
直列共振回路は、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）、リアクトルＬｒ及び電流共振コンデンサＣｒｉが直列に接続されて構成されている。なお、リアクトルＬｒは、例えば、トランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンスからなる。
また、トランスＴ１の二次側には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第１の二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続された第１整流平滑回路と、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第２の二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ３）に接続された第２整流平滑回路とが設けられている。
第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成され、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とから構成されて、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２に誘起された電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。
また、この多出力スイッチング電源装置は、トランスＴ１の二次側に発生された電圧に応じた信号を一次側にフィードバックするための帰還回路５を備えている。帰還回路５の入力側は、第１出力端子に接続されている。この帰還回路５は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を、電圧誤差信号として一次側の制御回路１０にフィードバックする。
制御回路１０は、帰還回路５からフィードバックされた電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。
次に、このように構成された従来の多出力スイッチング電源装置の動作を、図１１に示す波形図を参照しながら説明する。
図１１において、ＶＱ２ｄｓは第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、ＩＱ１は第１スイッチング素子Ｑ１のドレインに流れる電流、ＩＱ２は第２スイッチング素子Ｑ２のドレインに流れる電流、Ｉｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉに流れる電流、Ｖｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＩＤ１はダイオードＤ１に流れる電流、ＶＮ２は第１の二次巻線Ｓ１の両端電圧及びＩＤ２はダイオードＤ２に流れる電流を示している。
第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、第１整流平滑回路から帰還回路５を介して一次側にフィードバックされる電圧誤差信号を受け取った制御回路１０が第１スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御することにより行われる。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、上述したように、制御回路１０からの制御信号に応じて、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを有して交互にオン／オフする。
まず、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１１〜ｔ１２）において、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ（トランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンス）を介して電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーが蓄えられる。
次に、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ１２〜ｔ１４）において、電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによりリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れ、エネルギーが二次側に送られる。また、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーがリセットされる。
より詳しくは、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧Ｖｃｒｉを、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒとで分圧した電圧が印加される。そして、一次巻線Ｐ１に印加された電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２となったところでクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒによる共振電流が流れ、エネルギーが二次側に送られる。これにより、ダイオードＤ１に電流ＩＤ１が流れる。一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２未満のときには、トランスＴ１の二次側へはエネルギーは伝達されず、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる一次側のみの共振動作となる。
第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間は、周波数固定で第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間により決まる時間か、任意の一定時間とされることが一般的である。第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させて第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えると電流共振コンデンサＣｒｉの電圧が変化するので、二次側に送られるエネルギー量を制御することができる。
また、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とは互いに同極性で結合しているので、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、第１の二次巻線Ｓ１から得られたエネルギーが第１出力電圧Ｖｏ１として出力されている間に、第２の二次巻線Ｓ２から得られたエネルギーも第２出力電圧Ｖｏ２として出力され、この第２出力電圧Ｖｏ２は、ほぼＶｏ１×Ｎ３／Ｎ２となる。
しかしながら、実際には、第１の二次巻線Ｓ１及び第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧は、第１出力電圧Ｖｏ１及び第２出力電圧Ｖｏ２よりもダイオードＤ１及びダイオードＤ２の順方向の降下電圧Ｖｆだけ高いので、各出力の負荷変動によるＶｆの変化によってクロスレギュレーションが悪化する。また、出力電圧を可変できる仕様を有する電源装置では、一方の出力電圧を変化させると、それに比例して他方の出力も変化してしまうため、巻線から複数の出力を直接に取り出すことが不可能となる。
図１２は、従来の他の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置では、図１０に示す第２整流平滑回路の代わりに、ドロッパーや降圧チョッパーといったレギュレータ１２を設け、このレギュレータ１２を用いて第１出力電圧Ｖｏ１から第２出力電圧Ｖｏ２を生成することにより出力の安定化を図っている。この多出力スイッチング電源装置によれば、２つの出力のクロスレギュレーションの問題を解決することはできるが、レギュレータ１２による損失の増大や、スイッチング素子、チョークコイル、コントロールＩＣといった部品の追加によるコスト及び実装面積の増大を招き、さらに、降圧チョッパーなどのスイッチングレギュレータによるノイズの発生を避けられない。
また、多出力スイッチング電源装置として、特許文献１は、１つのコンバータで２種類の電圧を安定化するスイッチングコンバータ回路を開示している。このスイッチングコンバータ回路では、第２スイッチング素子によるアクティブスナバを設け、第１スイッチング素子のオンオフを制御して第１の出力を安定化し、第１スイッチング素子がオフの期間に、第２スイッチング素子のオンオフを制御し第２の出力を安定化する。このスイッチングコンバータ回路によれば、１つのコンバータで２種類の出力を安定化することができるが、第１の出力を得るための二次巻線と第２の出力を得るための二次巻線とは極性を逆にする必要があるので、２つの二次巻線が必要になる。
特開２００３−２５９６４４号公報
上述したように、従来の多出力スイッチング電源装置では、各出力の負荷変動によってクロスレギュレーションが悪化するという問題や出力電圧可変の仕様を有する電源では巻線から複数の出力を直接に取り出すことができないという問題がある。また、クロスレギュレーションの問題を解消するために、二次側にレギュレータを設ける構成では、レギュレータによる損失が増大し、部品の追加によるコスト及び実装面積が増大し、さらに、レギュレータによるノイズが発生するという問題がある。また、特許文献１に開示されたスイッチングコンバータ回路では、（電流共振が行われないので、２次側の整流ダイオードに電流が流れているときにコンバータが切り替わることがある。このため、ノイズの発生などの問題がある。
本発明は、負荷変動があっても複数の出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置を提供することにある。
上述した課題を達成するために、請求項１の発明は、直流電源の両極間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第１トランスの一次巻線と第１共振リアクトルと第１電流共振コンデンサからなる第１直列共振回路と、前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２トランスの一次巻線と前記第１共振リアクトルとは異なる値を持つ第２共振リアクトルと前記第１電流共振コンデンサとは異なる値を持つ第２電流共振コンデンサからなる第２直列共振回路と、前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す第２整流平滑回路と、前記第１出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子のオン期間を制御し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子のオン期間を制御する制御回路と、前記第２出力電圧と前記第１出力電圧との誤差電圧が所定値以上である場合に前記第１スイッチング素子のオン期間を制限する制限回路と、
を有することを特徴とする。
請求項２の発明は、直流電源の両極間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第１トランスの一次巻線と第１共振リアクトルと第１電流共振コンデンサからなる第１直列共振回路と、前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２トランスの一次巻線と前記第１共振リアクトルとは異なる値を持つ第２共振リアクトルと前記第１電流共振コンデンサとは異なる値を持つ第２電流共振コンデンサからなる第２直列共振回路と、前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す第２整流平滑回路と、前記第１出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子のオン期間を制御し、前記第２出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子のオン期間を制御する制御回路と、前記第２出力電圧と前記第１出力電圧との誤差電圧が所定値以上である場合に前記第１スイッチング素子のオン期間を制限する制限回路とを有することを特徴とする。
請求項３の発明は、直流電源の両極間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第１トランスの一次巻線と第１共振リアクトルと第１電流共振コンデンサからなる第１直列共振回路と、前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２トランスの一次巻線と前記第１共振リアクトルとは異なる値を持つ第２共振リアクトルと前記第１電流共振コンデンサとは異なる値を持つ第２電流共振コンデンサからなる第２直列共振回路と、前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す第２整流平滑回路と、前記第１出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子のオンデューティを制御し、前記第２出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが交互にオン／オフするスイッチング周波数を制御する制御回路とを有することを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１乃至３のいずれか１項記載の多出力スイッチング電源装置において、前記第２直列共振回路は、前記第１トランスの一次巻線又は二次巻線又は三次巻線に並列に接続されることを特徴とする。
請求項１の発明、及び請求項２の発明によれば、第２出力電圧と第１出力電圧との誤差電圧が所定値以上である場合に、第１スイッチング素子のオン期間を制限する制限回路を設けたので、起動時又は過電流保護回路が動作した後の復帰時に、第１出力電圧が所定電圧に達していない場合でも、第２出力電圧が所定電圧を超えると、第１スイッチング素子のオン幅を制限し、第１電流共振コンデンサの電圧上昇を抑制するので、第２出力電圧の異常な上昇を回避できる。
請求項３の発明によれば、制限回路は、第１出力電圧に基づき第１スイッチング素子のオンデューティを制御し、第２出力電圧に基づき第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のスイッチング周波数を制御するので、請求項１の発明の動作と同様に動作する。また、第２出力電圧に基づき第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が交互にオン／オフするスイッチング周波数を制御するので、起動時又は過電流保護回路が動作した後の復帰時に、第１出力電圧が所定電圧に達していない場合でも、第２出力電圧が所定電圧を超えると、第１スイッチング素子のオン幅を制限し、第１電流共振コンデンサの電圧上昇を抑制するので、第２出力電圧の異常な上昇を回避できる。
請求項４の発明によれば、第２直列共振回路が第１トランスの一次巻線又は二次巻線又は三次巻線に並列に接続されても同様な効果が得られる。
以下、本発明の多出力スイッチング電源装置の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。なお、背景技術の欄で説明した多出力スイッチング電源装置と同一又は相当する構成部分には、背景技術の欄で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
図１は本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、第１トランスＴ１ａと第２トランスＴ２ａとが設けられている。第１トランスＴ１ａ，第２トランスＴ２ａの一次側には、商用電源１からの交流電圧を整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の出力端子間に接続され全波整流回路２の出力を平滑する平滑コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサＣ３の両端の電圧が直流入力電圧Ｖｉｎとして印加される、例えばＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する制御回路１０ａと、第２スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された電圧共振コンデンサＣｒｖと、電圧共振コンデンサＣｒｖの両端に接続された第１直列共振回路及び第２直列共振回路とが設けられている。
第１直列共振回路は、第１トランスＴ１ａの一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１ａ）、第１共振リアクトルＬｒ１及び第１電流共振コンデンサＣｒｉが直列に接続されることにより構成されている。なお、第１共振リアクトルＬｒ１は、例えば第１トランスＴ１ａの一次−二次間のリーケージインダクタンスからなる。
第２直列共振回路は、第２トランスＴ２ａの一次巻線Ｐ２（巻数Ｎ１ｂ）、第２共振リアクトルＬｒ２及び第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が直列に接続されることにより構成されている。なお、第２共振リアクトルＬｒ２は、例えば第２トランスＴ２ａの一次−二次間のリーケージインダクタンスからなる。
また、第１トランスＴ１ａの二次側には、第１トランスＴ１ａの一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２ａ）に接続された第１整流平滑回路が設けられ、第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成されている。ダイオードＤ１のアノードは二次巻線Ｓ１の一端に接続され、カソードは第１出力端子に接続されている。平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１のカソード（第１出力端子）と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続されている。第１整流平滑回路は、第１トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。
第２トランスＴ２ａの二次側には、第２トランスＴ２ａの一次巻線Ｐ２の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ２ｂ）に接続された第２整流平滑回路が設けられ、第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とから構成されている。ダイオードＤ２のアノードは二次巻線Ｓ２の一端に接続され、カソードは第２出力端子に接続されている。平滑コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２のカソード（第２出力端子）と二次巻線Ｓ２の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続されている。第２整流平滑回路は、第２トランスＴ２ａの二次巻線Ｓ２に誘起された電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。
また、この多出力スイッチング電源装置は、第１トランスＴ１ａの二次側に発生された電圧を一次側にフィードバックする帰還回路５と、第２トランスＴ２ａの二次側に発生された電圧を一次側にフィードバックするための帰還回路６を備えている。帰還回路５は、第１出力端子に出力される第１出力電圧Ｖｏ１と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を、第１電圧誤差信号として一次側の制御回路１０ａにフィードバックする。帰還回路６は、第２出力端子に出力される第２出力電圧Ｖｏ２と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を、第２電圧誤差信号として一次側の制御回路１０ａにフィードバックする。
制御回路１０ａは、帰還回路５からの第１電圧誤差信号及び帰還回路６からの第２電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１及び第２出力電圧Ｖｏ２が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。
具体的には、制御回路１０ａは、帰還回路６から出力される第２電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、帰還回路５から出力される第１電圧誤差信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御する。
なお、制御回路１０ａは、出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても良い。
次に、このように構成された本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図２に示す出力Ｖｏ２が重負荷の時の波形図、図３に示す出力Ｖｏ２が軽負荷の時の波形図を参照しながら説明する。
図２及び図３において、ＶＱ２ｄｓは第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、Ｉｃｒｉは第１電流共振コンデンサＣｒｉに流れる電流、Ｖｃｒｉは第１電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＩＤ１はダイオードＤ１に流れる電流、Ｉｃｒｉ２は第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に流れる電流、Ｖｃｒｉ２は第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の両端電圧、及びＩＤ２はダイオードＤ２に流れる電流を示している。
まず、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において（時刻ｔ１〜ｔ２）において、第１直列共振回路及び第２直列共振回路に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、第１直列共振回路及び第２直列共振回路が共振動作して、一次巻線Ｐ１及び一次巻線Ｐ２に励磁電流が流れて、第１電流共振コンデンサＣｒｉ及び第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が充電される。
そして、第１スイッチング素子Ｑ１がオフして第２スイッチング素子Ｑ２がオンすると（時刻ｔ２〜ｔ３）、第１及び第２電流共振コンデンサＣｒｉ，Ｃｒｉ２の電圧が第１及び第２トランスＴ１ａ，Ｔ２ａの１次巻線Ｐ１，Ｐ２に印加され、第１及び第２共振リアクトルＬｒｉ１，Ｌｒｉ２、第１及び第２電流共振コンデンサＣｒｉ，Ｃｒｉ２による共振電流が二次側に伝達される。このため、二次巻線Ｓ１，Ｓ２に誘起する電圧がダイオードＤ１，Ｄ２により整流されて、第１及び第２出力端子から第１及び第２出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２として供給される。
このように多出力スイッチング電源装置によれば、第１及び第２直列共振回路の動作は同じ動作となるが、例えば第１直列共振回路ではリーケージインダクタンスＬｒｉを小さく、第１電流共振コンデンサＣｒｉの容量を大きくし、第２直列共振回路ではリーケージインダクタンスＬｒｉ２を大きく、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の容量を小さくすると、出力電圧Ｖｏ１へ供給する電力と出力電圧Ｖｏ２へ供給する電力を変えることができる。
第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティがＤｏｎ１で、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が交互にオン／オフすると、第１電流共振コンデンサＣｒｉと第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の電圧の平均値は、Ｖｉｎ×Ｄｏｎ１となる。
第１直列共振回路では、第１電流共振コンデンサＣｒｉの容量が大きいので、第１電流共振コンデンサＣｒｉの振幅が小さい。また、リーケージインダクタンスＬｒｉが小さいため、第１トランスＴ１ａの一次−二次間のインピーダンスが小さく、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、第１トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１に発生する電圧は、略第１電流共振コンデンサＣｒｉの電圧の巻数比倍の電圧となる。従って、出力電圧Ｖｏ１の電圧は、第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを調整することにより制御することができる。
一方、第２直列共振回路では第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の容量が小さいので、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の振幅が大きくなる。また、リーケージインダクタンスＬｒｉ２が大きいので、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の電圧はリーケージインダクタンスＬｒｉ２より制限されるため、第２トランスＴ２ａの二次巻線Ｓ２に発生する電圧は、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の巻数比倍とならない。
このため、二次側へ供給する電力を調整するためには第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の電圧振幅を調整する必要がある。第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の電圧振幅を調整する方法としては、スイッチング周波数を調整するか、あるいは第１スイッチング素子Ｑ１のオン幅を調整することなどが考えられる。即ち、第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを調整することにより出力電圧Ｖｏ１を制御し、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を調整することにより出力電圧Ｖｏ２を制御できる。
（制御回路の具体例）
次に、図１に示す多出力スイッチング電源装置の制御回路の具体例について図４、図５を参照しながら説明する。図４は図１に示す制御回路１０ａの例を示す回路図である。図５は図４に示す制御回路の動作を示す波形図である。
図４に示す制御回路１０ａにおいて、基準電源Ｖｒｅｆとグランド間には、抵抗Ｒ８とフォトカプラＰＣ１とが直列に接続された第１直列回路と、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３とフォトカプラＰＣ２とが直列に接続された第２直列回路とが接続されている。フォトカプラＰＣ１は帰還回路５の内部のフォトカプラであり、出力電圧Ｖｏ１からの帰還信号を制御回路１０ａに伝達する。フォトカプラＰＣ２は帰還回路６の内部のフォトカプラであり、出力電圧Ｖｏ２からの帰還信号を制御回路１０ａに伝達する。
コンパレータＣＭＰ１の＋端子は、抵抗Ｒ８とフォトカプラＰＣ１との接続点に接続され、コンパレータＣＭＰ１の−端子はコンデンサＣ１０の一端とダイオードＤ１０のアノードと抵抗Ｒ１０の一端に接続され、コンデンサＣ１０の他端は接地されている。ダイオードＤ１０のカソードと抵抗Ｒ１０の他端はディレー回路１３の出力端及びレベルシフト回路１７の入力端に接続されている。
コンパレータＣＭＰ１は、＋端子の電圧と−端子の電圧とを比較して比較出力をＲＳフリップフロップ回路１１（以下、ＲＳＦ／Ｆ１１）のリセット端子Ｒに出力する。
コンパレータＣＭＰ２の＋端子は、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点に接続され、コンパレータＣＭＰ２の−端子はコンデンサＣ１１の一端とダイオードＤ１１のアノードと抵抗Ｒ１１の一端に接続され、コンデンサＣ１１の他端は接地されている。ダイオードＤ１１のカソードと抵抗Ｒ１１の他端はディレー回路１５の出力端及びスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されている。
コンパレータＣＭＰ２は、＋端子の電圧と−端子の電圧とを比較して比較出力をＲＳＦ／Ｆ１１のセット端子Ｓに出力する。
ディレー回路１３は、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力Ｑを所定時間遅延させて、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが同時にオンすることを防止するもので、レベルシフト回路１７を介して第１スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されている。ディレー回路１５は、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力Ｑを所定時間遅延させて、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが同時にオンすることを防止するもので、その出力端がスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続されている。
次にこのように構成された図４に示す制御回路の動作を図５の波形図を参照しながら説明する。
まず、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力ＱがＨレベルのとき（時刻ｔ０）、ディレー回路１３とレベルシフト回路１７を介して第１スイッチング素子Ｑ１のゲートにゲート駆動信号が印加されることにより、第１スイッチング素子Ｑ１がオンする。また、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力ＱのＨレベルにより、抵抗Ｒ１０を介してコンデンサＣ１０が徐々に充電されていく。
そして、コンデンサＣ１０の電圧がコンパレータＣＭＰ１の＋端子の電圧に達すると（時刻ｔ１）、コンパレータＣＭＰ１の出力は反転し、ＲＳＦ／Ｆ１１のリセット端子ＲにＬレベルの信号が入力される。
すると、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力が反転し、出力ＱがＬレベルになり、出力ＱがＨレベルになる。すると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が引き抜かれ、第１スイッチング素子Ｑ１がオフとなるとともに、コンデンサＣ１０の電圧も引き抜かれる。
また、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力ＱのＨレベルにより、ディレー回路１５を介して第２スイッチング素子Ｑ２にゲート駆動信号が印加され、第２スイッチング素子Ｑ２がオンするとともに、抵抗Ｒ１１を介してコンデンサＣ１１が徐々に充電されていく（時刻ｔ１〜ｔ２）。
コンデンサＣ１１の電圧がコンパレータＣＭＰ２の＋端子の電圧に達すると（時刻ｔ２）、コンパレータＣＭＰ２の出力は反転し、ＲＳＦ／Ｆ１１のセット端子にＬレベルの信号が入力される。すると、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力が反転し、出力ＱがＬレベルになり、出力ＱがＨレベルになる。すると、第２スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧が引き抜かれ第２スイッチング素子Ｑ２がオフとなるとともに、コンデンサＣ１０の電圧も引き抜かれる。
また、ディレー回路１３とレベルシフト回路１７を介して第１スイッチング素子Ｑ１にゲート駆動信号が印加されることにより第１スイッチング素子Ｑ１がオンする。以上の動作を繰り返すことにより第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が交互にオンオフを繰り返す。
出力Ｖｏ１，Ｖｏ２の制御は、帰還回路５，６によりフォトカプラＰＣ１，ＰＣ２の電圧を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のオン幅を制御し、オンデューティと周波数を調整して行われる。
例えば、出力電圧Ｖｏ２の負荷が軽負荷に変わると、帰還回路６からの帰還信号によりフォトカプラＰＣ２の電圧が低くなり、第２スイッチング素子Ｑ２のオン幅が短くなる。
これに伴い、第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが大きくなり、出力電圧Ｖｏ１が上昇する方向に向かうため、帰還回路５からの帰還信号によりフォトカプラＰＣ１の電圧が低くなり、第１スイッチング素子Ｑ１のオン幅も短くなり、第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが制御される。
これらの動作によりスイッチング周波数も変動し、出力Ｖｏ２が安定となる周波数に制御される。以上のように、図１に示す実施例１の多出力スイッチング電源装置では、一対のハーフブリッジ構成のコンバータにより、２つの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を安定化することができる。
図１に示す多出力スイッチング電源装置では、起動時などで例えば出力電圧Ｖｏ２が先に立ち上がった場合、出力電圧Ｖｏ２の誤差信号が帰還回路６により一次側の制御回路１０ａに伝達され、第２スイッチング素子Ｑ２のオン幅を短くしようとする。
しかし、出力電圧Ｖｏ１は、設定電圧以下であるために帰還回路５からの帰還信号はなく、第１スイッチング素子Ｑ１のオン幅は最大に開いた状態となっている。このため、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の電圧振幅は抑えられず、第２スイッチング素子Ｑ２のオン幅を狭めても出力電圧Ｖｏ２を制御できなくなる。また、第２スイッチング素子Ｑ２のオン幅を狭めているため、第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが大きくなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の平均値が大きくなり、更に出力電圧Ｖｏ２が上昇する方向となる。
また、過負荷時などで出力電圧Ｖｏ１の出力が低下したときなども同様の問題が発生する。このように、図１に示す多出力スイッチング電源装置では、負荷のバランスにより起動時や過負荷時に出力電圧Ｖｏ２が跳ね上がってしまう。
そこで、実施例２の多出力スイッチング電源装置は、起動時や過負荷時などでも２つの出力が設定電圧以上に跳ね上がることを防止するものである。
図６は本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例を示す回路図である。図６に示す実施例２の多出力スイッチング電源装置は、図１に示す多出力スイッチング電源装置の制御回路に対して、さらに、演算増幅器ＯＰ１、ダイオードＤ１２、抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ１５が追加され、これらは本発明の制限回路に対応する。
演算増幅器ＯＰ１の＋端子は、フォトカプラＰＣ２のコレクタと抵抗Ｒ１３との接続点に接続され、演算増幅器ＯＰ１の−端子は、抵抗Ｒ１４の一端と抵抗Ｒ１５の一端に接続され、抵抗Ｒ１５の他端は接地されている。演算増幅器ＯＰ１の出力端は、ダイオードＤ１２のカソード及び抵抗Ｒ１４の他端に接続され、演算増幅器ＯＰ１の出力電圧を抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５とで分圧した電圧が演算増幅器ＯＰ１の−端子に帰還されるようになっている。ダイオードＤ１２のアノードはコンパレータＣＭＰ１の＋端子及びフォトカプラＰＣ１のコレクタと抵抗Ｒ８との接続点に接続されている。
図７は図６の制御回路のフォトカプラＰＣ２の電圧に対する演算増幅器ＯＰ１の電圧波形を示す図である。図７を参照しながら図６の制御回路の動作を説明する。なお、図７において、フォトカプラＰＣ２は、電圧レベルＬＶ１から電圧レベルＬＶ２までの範囲において定常動作領域である。
演算増幅器ＯＰ１の出力は、演算増幅器ＯＰ１の電源電圧によりその上限値が制限される。演算増幅器ＯＰ１の−端子には、演算増幅器ＯＰ１の出力電圧の上限値を抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５で分圧した電圧が数１００ｍＶ〜１Ｖ程度と低い電圧となるように、抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５との抵抗値を予め設定しておく。
出力電圧Ｖｏ２が立ち上がる前（時刻ｔ２１前）などにおいて、帰還回路６からの帰還信号がないときには、フォトカプラＰＣ２の電圧が高く、演算増幅器ＯＰ１の＋端子の電圧が−端子の電圧よりも十分に高くなる。このため、演算増幅器ＯＰ１の出力は、出力の上限値ＬＶ３となる。
出力電圧Ｖｏ２が立ち上がり、帰還回路６からの帰還信号が伝達されると、フォトカプラＰＣ２の電圧が徐々に低下する。出力電圧Ｖｏ２が設定電圧よりも高くなると、帰還信号が更に増加し、フォトカプラＰＣ２の電圧は更に低下する。
そして、フォトカプラＰＣ２の電圧が演算増幅器ＯＰ１の−端子の電圧以下になると、演算増幅器ＯＰ１の出力電圧は、フォトカプラＰＣ２の電圧に比例して低下し（時刻ｔ２１〜）、演算増幅器ＯＰ１は−端子と＋端子の電圧が等しくなるように制御する。
さらに、フォトカプラＰＣ２の電圧が低下して、演算増幅器ＯＰ１の出力電圧がコンパレータＣＭＰ１の＋端子の電圧以下になると（時刻ｔ２２）、ダイオードＤ１２がオンして、Ｖｒｅｆ→Ｒ８→Ｄ１２→ＯＰ１の出力端子→グランドの経路で電流が流れる。このため、コンパレータＣＭＰ１の＋端子電圧は、電圧レベルＬＶ４（このとき、フォトカプラＰＣ２は電圧レベルＬＶ２である。）から低下して時刻ｔ２３には電圧レベルＬＶ５となり、演算増幅器ＯＰ１の−端子の電圧は略ゼロとなる。このため、コンパレータＣＭＰ１は、第１スイッチング素子Ｑ１のオン幅を縮めるように制御する。
また、定常動作時には、フォトカプラＰＣ２の電圧が図７に示す定常動作領域の範囲で制御できるように設定し、起動時等には、出力電圧Ｖｏ２が異常に上昇するとき、第２スイッチング素子Ｑ２に加え、第１スイッチング素子Ｑ１のオン幅も狭め、スイッチング周波数を制御することにより出力電圧Ｖｏ２の異常な上昇を回避できる。
図８は本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例を示す回路図である。
図８において、基準電源Ｖｒｅｆとグランド間には、抵抗Ｒ８とフォトカプラＰＣ１とが直列に接続された第１直列回路と、フォトカプラＰＣ２と抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ１２とが直列に接続された第２直列回路とが接続されている。フォトカプラＰＣ２には抵抗Ｒ１６が並列に接続されている。
抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ１２との接続点には、コンパレータＣＭＰ１の−端子とコンパレータＣＭＰ２の−端子とダイオードＤ１３のアノードとが接続されている。ダイオードＤ１３のカソードはコンパレータＣＭＰ２の出力端とＲＳＦ／Ｆ１１のセット端子Ｓとに接続されている。コンパレータＣＭＰ２の＋端子には基準電源Ｖｒｅｆ２が接続されている。
コンパレータＣＭＰ１の＋端子は、抵抗Ｒ８とフォトカプラＰＣ１との接続点に接続され、コンパレータＣＭＰ１の出力端はＲＳＦ／Ｆ１１のリセット端子Ｒに接続されている。
なお、その他の構成は、図４に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
図９は本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例の動作を示す波形図である。実施例３の多出力スイッチング電源装置の動作を図９を参照しながら説明する。
まず、時刻ｔ０において、初期値としてＲＳＦ／Ｆ１１の出力ＱがＨレベルであり、コンデンサＣ１２の電圧が０Ｖとする。コンデンサＣ１２の電圧は、フォトカプラＰＣ２と抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７を介して基準電源Ｖｒｅｆにより充電されて徐々に上昇していく。
そして、時刻ｔ１において、コンデンサＣ１２の電圧がフォトカプラＰＣ１の電圧に達すると、コンパレータＣＭＰ１の出力は反転し、ＲＳＦ／Ｆ１１のリセット端子ＲにＬレベルが入力される。このため、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力ＱがＬレベルとなり、出力ＱがＨレベルとなる。
その後、コンデンサＣ１２の電圧が更に上昇して、時刻ｔ２において、基準電源の電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、コンパレータＣＭＰ２の出力が反転し、ＲＳＦ／Ｆ１１のセット端子ＳにＬレベルが入力される。このため、ＲＳＦ／Ｆ１１の出力ＱがＬレベルになり、出力ＱがＨレベルとなる。同時に、コンデンサＣ１２の電圧は、ダイオードＤ１３を介して引き抜かれ、０Ｖとなり、最初の状態に戻る。以上の動作を繰り返すことにより、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフを繰り返す。
出力電圧Ｖｏ２の負荷が軽くなると、帰還回路６からの帰還信号が増加し、フォトカプラＰＣ２に流れる電流が増加する。すると、コンデンサＣ１２に充電される電圧の傾きが急になり、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間が短くなる。
即ち、出力電圧Ｖｏ２に基づいて、制御回路が、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間及び第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を制御するので、出力電圧Ｖｏ２の電圧が安定化される。
出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の制御回路と同様にフォトカプラＰＣ１の電圧を変え、第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを制御することにより行われる。この制御回路は、起動時に出力電圧Ｖｏ２が所定電圧に達し、帰還回路６からの帰還信号が伝達されるときには、第２スイッチング素子Ｑ２のオン幅と第１スイッチング素子Ｑ１のオン幅とを狭めるので、出力電圧Ｖｏ２の異常な上昇を回避できる。
また、出力電圧Ｖｏ２の負荷変動において、周波数は変動しても第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのオンデューティは変化しないので、出力電圧Ｖｏ１への影響は少なくて済み、従来の制御回路に比較して応答性も向上する利点もある。
なお、本発明は前述した実施例１乃至実施例３に限定されるものではない。実施例１乃至実施例３では、第２直列共振回路を電圧共振コンデンサＣｒｖに並列に接続されたが、例えば、第２直列共振回路を第１トランスＴ１ａの一次巻線Ｐ１又は二次巻線Ｓ１又は三次巻線に並列に接続されても同様な効果が得られる。
本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の出力Ｖｏ２が重負荷の時の波形図である。 本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の出力Ｖｏ２が軽負荷の時の波形図である。 本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例を示す回路図である。 本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例の動作を示す波形図である。 本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例を示す回路図である。 本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例の動作を示す波形図である。 本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例を示す回路図である。 本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路の例の動作を示す波形図である。 従来の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来の多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 従来の他の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
符号の説明
１ 商用電源
２ 全波整流回路
５，６ 帰還回路
１０，１０ａ 制御回路
１１ ＲＳＦ／Ｆ
１２ レギュレータ
１３，１５ ディレー回路
１７ レベルシフト回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３ 平滑コンデンサ
Ｃｒｉ 第１電流共振コンデンサ
Ｃｒｉ２ 第２電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｌｒ１ 第１共振リアクトル
Ｌｒ２ 第２共振リアクトル
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ１ａ，Ｔ２ａ トランス
Ｐ１，Ｐ２ 一次巻線
Ｓ１ 第１の二次巻線
Ｓ２ 第２の二次巻線
ＰＣ１，ＰＣ２ フォトカプラ
ＣＭＰ１，ＣＭＰ２ コンパレータ
ＯＰ１ 演算増幅器

Claims (4)

  1. 直流電源の両極間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
    前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第１トランスの一次巻線と第１共振リアクトルと第１電流共振コンデンサからなる第１直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、
    前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２トランスの一次巻線と前記第１共振リアクトルとは異なる値を持つ第２共振リアクトルと前記第１電流共振コンデンサとは異なる値を持つ第２電流共振コンデンサからなる第２直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す第２整流平滑回路と、
    前記第１出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子のオン期間を制御し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子のオン期間を制御する制御回路と、
    前記第２出力電圧と前記第１出力電圧との誤差電圧が所定値以上である場合に前記第１スイッチング素子のオン期間を制限する制限回路と、
    を有することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
  2. 直流電源の両極間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
    前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第１トランスの一次巻線と第１共振リアクトルと第１電流共振コンデンサからなる第１直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、
    前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２トランスの一次巻線と前記第１共振リアクトルとは異なる値を持つ第２共振リアクトルと前記第１電流共振コンデンサとは異なる値を持つ第２電流共振コンデンサからなる第２直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す第２整流平滑回路と、
    前記第１出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子のオン期間を制御し、前記第２出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子のオン期間を制御する制御回路と、
    前記第２出力電圧と前記第１出力電圧との誤差電圧が所定値以上である場合に前記第１スイッチング素子のオン期間を制限する制限回路と、
    を有することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
  3. 直流電源の両極間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
    前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第１トランスの一次巻線と第１共振リアクトルと第１電流共振コンデンサからなる第１直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、
    前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２トランスの一次巻線と前記第１共振リアクトルとは異なる値を持つ第２共振リアクトルと前記第１電流共振コンデンサとは異なる値を持つ第２電流共振コンデンサからなる第２直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子のオン期間又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す第２整流平滑回路と、
    前記第１出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子のオンデューティを制御し、前記第２出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが交互にオンオフするスイッチング周波数を制御する制御回路と、
    を有することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
  4. 前記第２直列共振回路は、前記第１トランスの一次巻線又は二次巻線又は三次巻線に並列に接続されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載の多出力スイッチング電源装置。
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