JP2007267450A - 多出力電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】軽負荷時に出力電圧の上昇を抑制し、クロスレギュレーションを改善し、ダミー抵抗や補助レギュレータを追加せずに高効率化及び小型化を図る。
【解決手段】１次巻線５ａと２次巻線５ｂ，５ｃとを有するトランスＴ２と、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をスイッチＱ１によりオン／オフさせて１次巻線５ａに供給するスイッチング回路と、２次巻線５ｂ，５ｃに対応して設けられ、同一コアに巻回され互いに磁気的に結合するリアクトルＬ１，Ｌ２を有し、２次巻線５ｂ，５ｃからの電圧をダイオードで整流し、整流された電圧をリアクトルと平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とで平滑する複数の整流平滑回路と、出力電圧Ｖｏ１に基づいてスイッチＱ１をオン／オフさせる制御回路１０と、ダイオードＤ３に並列に接続されたスイッチング素子Ｑｃとを有し、スイッチＱ１のオン／オフに同期してスイッチング素子Ｑｃをオン／オフさせる。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率で小型な多出力電源装置に関する。

図８は従来の多出力電源装置の一例を示す回路図である（特許文献１）。図８に示す多出力電源装置は、共通のコアに巻回されたリアクトルを用いることにより、クロスレギュレーション特性を改善したフォワード型の電源装置である。図８において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と例えばＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなるスイッチＱ１との直列回路が接続されている。スイッチＱ１は、スイッチング回路を構成している。

トランスＴ１の２次側には、トランスＴ１の１次巻線５ａの電圧に対して同相の電圧が発生するように巻回された第１の２次巻線５ｂ（巻数ｎｓ１）に接続された第１整流平滑回路と、トランスＴ１の１次巻線５ａの電圧に対して同相の電圧が発生するように巻回された第２の２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ２）に接続された第２整流平滑回路とが設けられている。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とリアクトルＬ１（巻数ｎ１）とコンデンサＣ１とから構成され、トランスＴ１の第１の２次巻線５ｂに誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力電圧Ｖｏ１を負荷ＲＬ１に出力する。

第２整流平滑回路は、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とリアクトルＬ２（巻数ｎ２）とコンデンサＣ２とから構成されて、トランスＴ１の第２の２次巻線５ｃに誘起された電圧を整流及び平滑し、第２出力電圧Ｖｏ２を負荷ＲＬ２に出力する。リアクトルＬ１は、リアクトルＬ２と同一コアに巻回され、リアクトルＬ２と互いに磁気的に結合している。

制御回路１０は、コンデンサＣ１からの第１出力電圧Ｖｏ１に基づきスイッチＱ１を交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。巻数比ｎｓ１／ｎｐに応じた電圧が第１出力（第１出力電圧Ｖｏ１）に発生し、巻数比ｎｓ２／ｎｐに応じた電圧が第２出力（第２出力電圧Ｖｏ２）に発生するようになっている。

次に、このように構成された従来の多出力電源装置の動作を説明する。まず、重負荷時の動作を説明する。スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れる。このとき、トランスＴ１の２次側では、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ１→５ｂの経路で電流が流れて、第１出力電圧Ｖｏ１が得られる。また、５ｃ→Ｄ３→Ｌ２→Ｃ２→５ｃの経路で電流が流れて、第２出力電圧Ｖｏ２が得られる。

次に、スイッチＱ１がオフすると、Ｌ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ１の経路で電流が流れて、第１出力電圧Ｖｏ１が得られる。また、Ｌ２→Ｃ２→Ｄ４→Ｌ２の経路で電流が流れて、第２出力電圧Ｖｏ２が得られる。

また、制御回路１０は、スイッチＱ１をオン／オフ制御しているので、第１出力電圧Ｖｏ１は、一定値になる。

一方、各々の出力に接続された負荷が変動した場合、例えば、第２出力が重負荷から軽負荷に変化した場合には、トランスＴ１の２次側と整流平滑回路との間にリーケージインダクタンスが直列に挿入された回路（図示せず）となる。このリーケージインダクタンスには、スイッチＱ１がスイッチングする毎に磁気エネルギーが充電されるため、クロスレギュレーションに影響を与える。

すなわち、多出力電源装置のクロスレギュレーションは、トランスＴ１の２次巻線間及びリアクトルＬ１，Ｌ２の巻線間のリーケージインダクタンスと２次側配線のインダクタンスにより決定される。これらのインダクタンス分に流れる電流の時間的な変化、即ち、ｄｉ／ｄｔにより、軽負荷側の出力電圧にスパイク電圧が発生し、このスパイク電圧がその出力電圧を上昇させる。

図１０に従来の多出力電源装置の第１出力が重負荷で第２出力が軽負荷における各部の信号のタイミングチャートを示す。図１０において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｖｎｓ２はトランスＴ１の第２の２次巻線５ｃの両端電圧を示す。図９からもわかるように、軽負荷の第２出力電圧Ｖｏ２に関係するトランスＴ１の第２の２次巻線５ｃの両端電圧Ｖｎｓ２にスパイク電圧が発生している。

また、軽負荷時には、負荷電流が少なくなるため、スイッチＱ１がオンした時にリアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーが、スイッチＱ１がオフした時にダイオードＤ４によりコンデンサＣ２を充電する。すなわち、この充電動作のみとなるため、結果としてコンデンサＣ２の電圧は第２の２次巻線５ｃの両端電圧Ｖｎｓ２まで上昇してしまい、軽負荷時に第２出力電圧Ｖｏ２が上昇する。このため、一方の出力の電流が多く（重負荷）、他方の出力の電流が少ない（軽負荷）場合に電流が少ない方の出力電圧が上昇する。

図９は図８に示す多出力電源装置の第１出力が重負荷で負荷電流を一定とし第２出力の負荷電流を変化させた場合の各々の出力電圧の特性を示す図である。第１出力の電圧は制御回路１０によりスイッチＱ１のオン／オフ制御により安定化しているが、第２出力の電圧が軽負荷で上昇している。

そこで、通常、第２出力電圧Ｖｏ２の電圧安定度が必要な場合には、軽負荷時での電圧の上昇を防ぐため、第２出力電圧Ｖｏ２にダミー抵抗を接続したり、補助レギュレータを挿入する等の方法が行われている。

なお、従来の多出力電源装置の関連技術として例えば特許文献２が知られている。
特開平６−５４５３２号公報 特開平３−１７８５５７号公報

しかしながら、図８に示す従来の多出力電源装置にあっては、クロスレギュレーションを改善しようとすると、ダミー抵抗の接続により損失が増大したり、補助レギュレータの挿入により装置が大型化していた。

本発明は、軽負荷時に出力電圧の上昇を抑制して、クロスレギュレーションを改善し、ダミー抵抗や補助レギュレータを追加することなく、高効率化及び小型化を図ることができる多出力電源装置を提供することにある。

前記課題を解決するために本発明は以下の手段を採用した。請求項１の発明は、１次巻線と複数の２次巻線とを有するトランスと、直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせて前記トランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、前記トランスの複数の２次巻線に対応して設けられ、同一コアに巻回され互いに磁気的に結合する複数のリアクトルを有し、前記トランスの各々の２次巻線からの電圧を整流素子で整流し、整流された電圧を前記リアクトルと平滑コンデンサとで平滑する複数の整流平滑回路と、前記複数の整流平滑回路内の１つの整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせる制御回路と、前記複数の整流平滑回路内の前記１つの整流平滑回路を除く１以上の整流平滑回路内の前記整流素子に並列に接続された１以上のスイッチング素子とを有し、前記主スイッチのオン／オフに同期して前記各々のスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする。

請求項２の発明は、１次巻線と複数の２次巻線とこの複数の２次巻線に対応して設けられ且つ前記複数の２次巻線に直列に接続された複数の帰還巻線とを有するトランスと、直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせて前記トランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、前記トランスの複数の２次巻線に対応して設けられ、前記トランスの各々の２次巻線及び各々の帰還巻線からの電圧を整流素子で整流し、整流された電圧を平滑コンデンサで平滑する複数の整流平滑回路と、前記複数の整流平滑回路内の１つの整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせる制御回路と、前記複数の整流平滑回路内の前記１つの整流平滑回路を除く１以上の整流平滑回路内の前記整流素子に並列に接続された１以上のスイッチング素子とを有し、前記主スイッチのオン／オフに同期して前記各々のスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする。

請求項３の発明は、１次巻線と複数の２次巻線とを有するトランスと、直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせて前記トランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、前記トランスの複数の２次巻線に対応して設けられ、同一コアに巻回され互いに磁気的に結合する複数のリアクトルを有し、前記トランスの各々の２次巻線からの電圧を整流素子で整流し、整流された電圧を前記リアクトルと平滑コンデンサとで平滑する複数の整流平滑回路と、前記複数の整流平滑回路内の２以上の整流平滑回路の出力電圧の平均値に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせる制御回路と、前記複数の整流平滑回路内の１以上の整流平滑回路内の前記整流素子に並列に接続された１以上のスイッチング素子とを有し、前記主スイッチのオン／オフに同期して前記各々のスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の多出力電源装置において、前記トランスは、さらに、３次巻線を有し、前記各々のスイッチング素子は、前記主スイッチがオンした時に前記トランスの前記３次巻線の巻線電圧により駆動されることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項２記載の多出力電源装置において、前記各々のスイッチング素子は、前記主スイッチがオンした時に前記トランスの前記帰還巻線の巻線電圧により駆動されることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の多出力電源装置において、前記スイッチング回路は、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された直列回路を有し、前記制御回路は、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項４記載の多出力電源装置において、前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と側脚とを有するコアを有し、前記中央脚には前記トランスの前記１次巻線と前記３次巻線と前記複数の帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回され、前記側脚には前記トランスの前記複数の２次巻線が巻回されてなることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項５記載の多出力電源装置において、前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と側脚とを有するコアを有し、前記中央脚には前記トランスの前記１次巻線と前記複数の帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回され、前記側脚には前記トランスの前記複数の２次巻線が巻回されてなることを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載の多出力電源装置において、前記制御回路は、軽負荷時に、前記主スイッチをオン／オフさせるためのスイッチング周波数を低下させることを特徴とする。

本発明によれば、トランスの２次巻線間のリーケージインダクタンス、２次側配線のインダクタンス等により発生する多出力電源のクロスレギュレーションを改善し、ダミー抵抗や補助レギュレータを追加することなく、高効率で小型な多出力電源装置を構築できる。

また、軽負荷時に、リアクトルの電流が不連続となるため、スイッチング周波数を低下させることにより軽負荷時の効率を改善できる。

以下、本発明の多出力電源装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１の多出力電源装置を示す回路構成図である。図１に示す実施例１の多出力電源装置は、フォワード型の２出力電源装置であり、図８に示す多出力電源装置の構成に対して、さらに、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と第１の２次巻線５ｂ（巻数ｎｓ１）と第２の２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ２）と３次巻線５ｄ（巻数ｎｄ）とを有するトランスＴ２を設け、第２出力側のダイオードＤ３と並列にスイッチＱ１（本発明の主スイッチに対応）のオン／オフと同期してオン／オフする例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑｃ（本発明のスイッチング素子に対応）を追加した点が異なる。

１次巻線５ａと第１の２次巻線５ｂと第２の２次巻線５ｃと３次巻線５ｄとは、互いに同相の電圧が発生するように巻回されている。スイッチング素子ＱｃのソースはダイオードＤ３のアノードと第２の２次巻線５ｃの一端と３次巻線５ｄの一端に接続され、スイッチング素子ＱｃのドレインはダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードとリアクトルＬの一端に接続されている。スイッチング素子Ｑｃのゲートは３次巻線５ｄの他端に接続されている。

この多出力電源装置は、軽負荷時に電圧が上昇する第２出力の電力を供給するトランスＴ２の第２の２次巻線５ｃに接続されたダイオードＤ３と並列にスイッチング素子Ｑｃを接続している。そして、重負荷の整流平滑回路のダイオードＤ１が導通している期間に、スイッチング素子Ｑｃを導通することにより、スパイク電圧により過剰に充電された電荷をトランスＴ２を介して重負荷の第１出力に還流する。これにより、軽負荷の第１出力の電圧上昇を抑制し、クロスレギュレーションを改善し、ダミー抵抗や補助レギュレータを追加することなく、高効率化及び小型化を図るものである。

なお、図１に示すその他の構成は、図８に示す従来の多出力電源装置の構成と同一であり、同一符号を付しその詳細な説明は省略する。

次に、このように構成された実施例１の多出力電源装置の動作を説明する。まず、第１出力及び第２出力が重負荷時の動作を図２を参照しながら説明する。図２において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑｃｉはスイッチング素子Ｑｃのドレイン電流を示す。

まず、例えば、時刻ｔ１において、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１の経路で電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴ２の２次側では、トランスＴ２の第１の２次巻線５ｂ及び第２の２次巻線５ｃには巻数に比例した電圧が誘起される。第１の２次巻線５ｂに誘起された電圧により、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ１→５ｂの経路で電流が流れて、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサＣ１が充電され、第１出力（第１出力電圧Ｖｏ１）に電力が供給される。

また、トランスＴ２に巻回された３次巻線５ｄに発生した電圧により、スイッチング素子Ｑｃがオンし、５ｃ→Ｑｃ→Ｌ２→Ｃ２→５ｃの経路で電流Ｑｃｉが流れて、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサＣ２が充電され、第２出力（第２出力電圧Ｖｏ２）に電力が供給される。即ち、図２に示すように、電流Ｑｃｉには正方向の電流が流れ、従来の回路と同一の動作となる。

次に、例えば、時刻ｔ２において、スイッチＱ１がオフすると、トランスＴ２の第１の２次巻線５ｂの電圧は反転し、ダイオードＤ１はオフとなる。このため、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ１の経路で電流が流れて、第１出力にエネルギーが供給され続ける。

また、スイッチＱ１がオフの場合には、スイッチング素子Ｑｃもオフとなるため、Ｌ２→Ｃ２→Ｄ４→Ｌ２の経路で電流が流れて、第２出力にエネルギーが供給され続ける。

従って、出力電圧は、スイッチＱ１のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとした場合に、第１出力電圧Ｖｏ１は、Ｖｏ１＝Ｖｄｃ１×ｎｓ１／ｎｐ×Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）である。同様にして、第２出力電圧Ｖｏ２は、ｎｓ２／ｎｓ１＝Ｌ２（ｎ２）／Ｌ１（ｎ１）であるから、Ｖｏ２＝Ｖｏ１×ｎｓ２／ｎｓ１となり、巻数に比例した出力が発生する。

次に、第１出力が重負荷時で第２出力が軽負荷時の動作を図３を参照しながら説明する。ここでは、第２出力の動作のみを説明する。

第２出力が軽負荷となった場合、例えば、時刻ｔ１において、スイッチＱ１がオンすると、トランスＴ２に巻回された３次巻線５ｄに発生した電圧により、スイッチング素子Ｑｃがオンし、５ｃ→Ｑｃ→Ｌ２→Ｃ２→５ｃの経路で電流Ｑｃｉが流れて、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサＣ２が充電され、第２出力（第２出力電圧Ｖｏ２）に電力が供給される。即ち、図３に示すように、電流Ｑｃｉは時刻ｔ１〜ｔ１２において正方向の電流が流れる。

そして、トランスＴ２の２次巻線間及びリアクトルＬ１，Ｌ２の巻線間のリーケージインダクタンスと２次側配線のインダクタンスにより、コンデンサＣ２は過充電されて、時刻ｔ１２において充電期間が終了する。

時刻ｔ１２〜時刻ｔ２において、コンデンサＣ２の電圧が巻数比に相当する電圧より高くなった場合には、Ｃ２→Ｌ２→Ｑｃ→５ｃ→Ｃ２の経路で電流Ｑｃｉが負方向に流れる。この電流Ｑｃｉにより、トランスＴ２の第１の２次巻線５ｂと第２の２次巻線５ｃとが磁気結合し且つリアクトルＬ１とリアクトルＬ２とが磁気結合しているため、第１の２次巻線５ｂとリアクトルＬ１とに電圧が誘起される。このため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ１→５ｂの経路で電流が流れる。即ち、コンデンサＣ２が放電し、コンデンサＣ１が充電される。

従って、コンデンサＣ２の電圧が下降し、コンデンサＣ１の電圧は上昇する。ここで、コンデンサＣ１の電圧は、制御回路１０により一定値に制御されているので、第１出力電圧Ｖｏ１は、巻数比に応じた出力を維持することができる。

また、第２出力の軽負荷時には、スイッチング素子Ｑｃのオン期間中にコンデンサＣ２を充放電し、第２出力電圧Ｖｏ２の上昇を抑えていることが図３からもわかる。

以上説明したように、第２出力の軽負荷時には、コンデンサＣ２に充電された過剰電荷は、コンデンサＣ１に還流されるため、第２出力の電圧上昇を抑制でき、ダミー抵抗や補助レギュレータを追加することなく、クロスレギュレーションを改善できる。

また、全体の負荷が少なくなった場合には、リアクトルＬの電流が不連続モードとなるため、トランスＴ２の磁束密度が低下し、コアの損失が減少するため、トランスの２次側の一般の同期整流回路を付加した電源装置のように、軽負荷時の効率低下を防ぐことができる。また、スイッチング周波数を低下させることにより、スイッチング損失を減少させることもできる。

図４は実施例２の多出力電源装置を示す回路構成図である。図４に示す多出力電源装置は、トランスＴ３の１次側にアクティブクランプ回路を用い、トランスとリアクトルを一体化した回路である。

図４において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ３の１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１（本発明の主スイッチに対応）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ５が並列に接続されるとともにコンデンサＣ３も並列に接続されている。

トランスＴ３の１次巻線５ａの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ２（本発明の補助スイッチに対応）とクランプ用コンデンサＣ４との直列回路が接続されている。スイッチＱ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ６が並列に接続されている。

スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０ａのＰＷＭ制御により交互にオン／オフし、スイッチング回路を構成している。

トランスＴ３は、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と、第１の２次巻線５ｂ（巻数ｎｓ１）と、第２の２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ２）と、３次巻線５ｄ（巻数ｎｄ）と、第１の２次巻線５ｂに直列に接続された第１の帰還巻線５ｅ（巻数ｎｆ１）と、第２の２次巻線５ｃに直列に接続された第２の帰還巻線５ｆ（巻数ｎｆ２）とを有する。１次巻線５ａと第１の２次巻線５ｂと第２の２次巻線５ｃと３次巻線５ｄとは、互いに同相の電圧が発生するように巻回されている。第１の帰還巻線５ｅは、第１の２次巻線５ｂに対して逆相の電圧が発生するように巻回され、第２の帰還巻線５ｆは、第２の２次巻線５ｃに対して逆相の電圧が発生するように巻回されている。

第１の２次巻線５ｂの一端と第１の帰還巻線５ｅの一端との接続点にはダイオードＤ１のアノードが接続され、第１の帰還巻線５ｅの他端にはダイオードＤ２のアノードが接続されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとの接続点は、コンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端は第１の２次巻線５ｂの他端に接続されている。コンデンサＣ１の両端には負荷ＲＬ１が接続されている。ダイオードＤ１とダイオードＤ２と第１の帰還巻線５ｅとコンデンサＣ１とで第１整流平滑回路を構成し、第１整流平滑回路は、トランスＴ２の第１の２次巻線５ｂ及び第１の帰還巻線５ｅに誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力電圧Ｖｏ１を負荷ＲＬ１に出力する。

第２の２次巻線５ｃの一端と第２の帰還巻線５ｆの一端との接続点にはダイオードＤ３のアノードが接続され、第２の帰還巻線５ｆの他端にはダイオードＤ４のアノードが接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードとの接続点は、コンデンサＣ２の一端に接続され、コンデンサＣ２の他端は第２の２次巻線５ｃの他端に接続されている。コンデンサＣ２の両端には負荷ＲＬ２が接続されている。

ダイオードＤ３とダイオードＤ４と第２の帰還巻線５ｆとコンデンサＣ２とで第２整流平滑回路を構成し、第２整流平滑回路は、トランスＴ３の第２の２次巻線５ｃ及び第２の帰還巻線５ｆに誘起された電圧を整流及び平滑し、第２出力電圧Ｖｏ２を負荷ＲＬ２に出力する。

また、第２出力側のダイオードＤ３と並列にスイッチＱ１のオン／オフと同期してオン／オフするスイッチング素子Ｑｃが接続されている。スイッチング素子ＱｃのソースはダイオードＤ３のアノードと３次巻線５ｄの一端と第２の２次巻線５ｃの一端と第２の帰還巻線５ｆの他端とに接続され、スイッチング素子ＱｃのドレインはダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードとコンデンサＣ２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑｃのゲートは３次巻線５ｄの他端に接続されている。

制御回路１０ａは、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオンオフ制御し、負荷ＲＬ１への出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のゲートに印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２のゲートに印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬ１への第１出力電圧Ｖｏ１が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のゲートに印加されるパルスのオン幅を狭くすることで、第１出力電圧Ｖｏ１を一定電圧に制御するようになっている。

次に、このように構成された実施例２の多出力電源装置の動作を説明する。まず、第１出力及び第２出力が重負荷時の動作を説明する。

スイッチＱ２がオフし、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１の経路で電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴ３の２次側では、トランスＴ３の第１の２次巻線５ｂ及び第２の２次巻線５ｃには巻数に比例した電圧が誘起される。第１の２次巻線５ｂに誘起された電圧により、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂの経路で電流が流れて、コンデンサＣ１が充電され、第１出力（第１出力電圧Ｖｏ１）に電力が供給される。

また、トランスＴ３に巻回された３次巻線５ｄに発生した電圧により、スイッチング素子Ｑｃがオンし、５ｃ→Ｑｃ→Ｃ２→５ｃの経路で電流Ｑｃｉが流れて、コンデンサＣ２が充電され、第２出力（第２出力電圧Ｖｏ２）に電力が供給される。

次に、スイッチＱ１がオフし、スイッチＱ２がオンすると、トランスＴ３の第１の２次巻線５ｂの電圧は反転し、ダイオードＤ１はオフとなるが、第１の帰還巻線５ｅの電圧によりダイオードＤ２がオンとなる。このため、５ｅ→Ｄ２→Ｃ１→５ｂ→５ｅの経路で電流が流れて、第１出力にエネルギーが供給され続ける。

また、スイッチＱ１がオフの場合には、スイッチング素子Ｑｃ及びダイオードＤ３もオフとなるが、第２の帰還巻線５ｆの電圧によりダイオードＤ４がオンとなる。このため、５ｆ→Ｄ４→Ｃ２→５ｃ→５ｆの経路で電流が流れて、第２出力にエネルギーが供給され続ける。従って、出力電圧は、巻数に比例した出力が発生する。

次に、第１出力が重負荷時で第２出力が軽負荷時の動作を説明する。ここでは、第２出力の動作のみを説明する。

第２出力が軽負荷となった場合、スイッチＱ２がオフし、スイッチＱ１がオンすると、トランスＴ３に巻回された３次巻線５ｄに発生した電圧により、スイッチング素子Ｑｃがオンし、５ｃ→Ｑｃ→Ｃ２→５ｃの経路で電流Ｑｃｉが流れて、コンデンサＣ２が充電され、第２出力（第２出力電圧Ｖｏ２）に電力が供給される。即ち、電流Ｑｃｉは正方向の電流が流れる。

そして、トランスＴ３の２次巻線間と２次側配線のインダクタンスにより、コンデンサＣ２は過充電されて、充電期間が終了する。

次に、コンデンサＣ２の電圧が巻数比に相当する電圧より高くなった場合には、Ｃ２→Ｑｃ→５ｃ→Ｃ２の経路で電流Ｑｃｉが負方向に流れる。この電流Ｑｃｉにより、トランスＴ３の第１の２次巻線５ｂと第２の２次巻線５ｃとが磁気結合しているため、第１の２次巻線５ｂに電圧が誘起される。このため、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂの経路で電流が流れる。即ち、コンデンサＣ２が放電し、コンデンサＣ１が充電される。

従って、コンデンサＣ２の電圧が下降し、コンデンサＣ１の電圧は上昇する。ここで、コンデンサＣ１の電圧は、制御回路１０ａにより一定値に制御されているので、第１出力電圧Ｖｏ１は、巻数比に応じた出力を維持することができる。

また、第２出力の軽負荷時には、スイッチング素子Ｑｃのオン期間中にコンデンサＣ２を充放電し、第２出力の電圧の上昇を抑えている。

従って、実施例２の多出力電源装置においても、実施例１の多出力電源装置の効果と同様な効果が得られる。また、コンデンサＣ２の過剰電荷は、Ｃ２→Ｑｃ→５ｃ→Ｃ２で放電され、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂで充電するため、充放電経路が簡素化されるため、精度を向上できる。

図５は実施例３の多出力電源装置を示す回路構成図である。図５に示す多出力電源装置は、図４に示す多出力電源装置のトランスＴ３の３次巻線５ｄを第２の帰還巻線５ｆと共用することにより３次巻線５ｄを削除したトランスＴ４を設け、回路を簡素化したことを特徴とする。

トランスＴ４は、１次巻線５ａと、第１の２次巻線５ｂと、第２の２次巻線５ｃと、第１の帰還巻線５ｅと、第２の帰還巻線５ｆとを有する。トランスＴ４は、図４に示すトランスＴ３に対して、第２の２次巻線５ｃ及び第２の帰還巻線５ｆの周辺回路が異なるので、この部分のみを説明する。

第２の２次巻線５ｃの一端と第２の帰還巻線５ｆの一端との接続点にはダイオードＤ３のカソードとスイッチング素子Ｑｃのドレインが接続され、第２の２次巻線５ｃの他端にはコンデンサＣ２の一端が接続されている。コンデンサＣ２の他端はダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子ＱｃのソースとダイオードＤ４のアノードとに接続されている。コンデンサＣ２の両端には負荷ＲＬ２が接続されている。第２の帰還巻線５ｆの他端には、ダイオードＤ４のカソードとスイッチング素子Ｑｃのゲートが接続されている。

ダイオードＤ３とダイオードＤ４と第２の帰還巻線５ｆとコンデンサＣ２とで第２整流平滑回路を構成し、第２整流平滑回路は、トランスＴ４の第２の２次巻線５ｃ及び第２の帰還巻線５ｆに誘起された電圧を整流及び平滑し、第２出力電圧Ｖｏ２を負荷ＲＬ２に出力する。

次に、このように構成された実施例３の多出力電源装置の動作を説明する。第１出力の動作は、図４に示す実施例２の第１出力の動作と同様であるので、ここでは、第２出力の重負荷時の動作と軽負荷時の動作のみを説明する。

まず、第２出力が重負荷時の動作を説明する。スイッチＱ２がオフし、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１の経路で電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴ４の２次側では、トランスＴ４の第２の２次巻線５ｃ及び第２の帰還巻線５ｆには巻数に比例した電圧が誘起される。トランスＴ４の第２の帰還巻線５ｆに発生した電圧により、スイッチング素子Ｑｃがオンし、５ｃ→Ｃ２→Ｑｃ→５ｃの経路で電流Ｑｃｉが流れて、コンデンサＣ２が充電され、第２出力（第２出力電圧Ｖｏ２）に電力が供給される。

次に、スイッチＱ１がオフし、スイッチＱ２がオンすると、第２の帰還巻線５ｆの電圧及び第２の２次巻線５ｃの電圧が反転し、スイッチング素子Ｑｃがオフし、ダイオードＤ４がオンとなる。このため、５ｆ→５ｃ→Ｃ２→Ｄ４→５ｆの経路で電流が流れて、第２出力にエネルギーが供給され続ける。従って、出力電圧は、巻数に比例した出力が発生する。

次に、第２出力が軽負荷時の動作を説明する。第２出力が軽負荷となった場合、スイッチＱ２がオフし、スイッチＱ１がオンすると、トランスＴ４の第２の帰還巻線５ｆに発生した電圧により、スイッチング素子Ｑｃがオンし、５ｃ→Ｃ２→Ｑｃ→５ｃの経路で電流Ｑｃｉが流れて、コンデンサＣ２が充電され、第２出力（第２出力電圧Ｖｏ２）に電力が供給される。即ち、電流Ｑｃｉは正方向の電流が流れる。

そして、トランスＴ４の２次巻線間と２次側配線のインダクタンスにより、コンデンサＣ２は過充電されて、充電期間が終了する。

次に、コンデンサＣ２の電圧が巻数比に相当する電圧より高くなった場合には、Ｃ２→５ｃ→Ｑｃ→Ｃ２の経路で電流Ｑｃｉが負方向に流れる。この電流Ｑｃｉにより、トランスＴ４の第１の２次巻線５ｂと第２の２次巻線５ｃとが磁気結合しているため、第１の２次巻線５ｂに電圧が誘起される。このため、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂの経路で電流が流れる。即ち、コンデンサＣ２が放電し、コンデンサＣ１が充電される。

従って、コンデンサＣ２の電圧が下降し、コンデンサＣ１の電圧は上昇するので、実施例２の多出力電源装置の効果と同様な効果が得られる。

（トランスの構成例）
次に、実施例２の多出力電源装置に設けられたトランスの構造図を図６に示す。図６に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、第１巻線５ａ１（巻数ｎｐ１）とこの第１巻線５ａ１と所定距離離れた第２巻線５ａ２（巻数ｎｐ２）とが巻回されている。第１巻線５ａ１と第２巻線５ａ２とで１次巻線５ａを構成し、第１巻線５ａ１には第２巻線５ａ２が直列に接続されている。

また、コア部３０ａには、第１巻線５ａ１と第２巻線５ａ２との間に、３次巻線５ｄと第１の帰還巻線５ｅと第２の帰還巻線５ｆとが近接して巻回されている。これにより、１次巻線５ａと３次巻線５ｄと第１の帰還巻線５ｅと第２の帰還巻線５ｆとの間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせている。

また、コア３０にはギャップ３１が形成され、外周コアには第１の２次巻線５ｂと第２の２次巻線５ｃが巻回されている。即ち、１次巻線５ａと、第１の２次巻線５ｂ及び第２の２次巻線５ｃを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。

このように、トランスＴ３のコアの形状と巻線とを工夫すると共に、大きなリーケージインダクタンスを得て、トランスとリアクトルとを結合したので、多出力電源装置を小型化、低価格化することができる。

また、図６で３次巻線５ｄを設けないようにすると、実施例３のトランスＴ４になる。

図７は実施例４の多出力電源装置を示す回路構成図である。実施例４の多出力電源装置は、図１に示す実施例１の多出力電源装置に対して、負荷ＲＬ２の一端と負荷ＲＬ１の一端との間に、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１との直列回路を接続し、ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ４のアノードとのラインを共通接続している。抵抗Ｒ１との抵抗Ｒ２との接続点が制御回路１０に接続されている。

制御回路１０は、第１出力Ｖｏ１と第２出力Ｖｏ２とを、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した電圧に基づきスイッチＱ１のオン／オフを制御する。例えば、Ｒ１＝Ｒ２とすると、第１出力Ｖｏ１と第２出力Ｖｏ２との平均値で安定する。即ち、制御回路１０は、第１出力Ｖｏ１と第２出力Ｖｏ２との平均値に基づいてスイッチＱ１をオン／オフさせる。

このような実施例４の多出力電源装置においても、実施例１の多出力電源装置の効果と同様な効果が得られる。

なお、実施例１乃至実施例４の多出力電源装置では、トランスの１次巻線５ａとスイッチＱ１とからなる直列回路に、直流電源Ｖｄｃ１を接続したが、例えば、この直列回路に、交流電源の交流電圧を整流して整流電圧を得る整流電圧部を接続しても良い。

また、実施例１乃至実施例４の多出力電源装置では、フォワード方式の例を示したが、本発明は、プッシュプル方式、ハーフブリッジ方式等にも、適用可能である。

また、実施例１では、トランスＴ２の１次側がスイッチＱ１のみで構成したが、スイッチＱ１の他に、図４又は図５に示すスイッチＱ２とコンデンサＣ４との直列回路からなるアクティブクランプ回路を設けても良い。

また、実施例１乃至実施例４の多出力電源装置では、２出力の例を示したが、本発明は、３以上の出力でも適用可能であり、同様にクロスレギュレーションを改善できる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

実施例１の多出力電源装置を示す回路構成図である。 実施例１の多出力電源装置における第２出力が重負荷時の各部の信号のタイミングチャートである。 実施例１の多出力電源装置における第２出力が軽負荷時の各部の信号のタイミングチャートである。 実施例２の多出力電源装置を示す回路構成図である。 実施例３の多出力電源装置を示す回路構成図である。 実施例２及び実施例３の多出力電源装置に使用されるトランスの構造図である。 実施例４の多出力電源装置を示す回路構成図である。 従来の多出力電源装置の一例を示す回路図である。 図８に示す多出力電源装置の第１出力が重負荷で負荷電流を一定とし第２出力の負荷電流を変化させた場合の各々の出力電圧の特性を示す図である。 従来の多出力電源装置の第１出力が重負荷で第２出力が無負荷における各部の信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
ＲＬ１，ＲＬ２ 負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑｃ スイッチ
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ トランス
５ａ １次巻線
５ｂ 第１の２次巻線
５ｃ 第２の２次巻線
５ｄ ３次巻線
５ｅ 第１の帰還巻線
５ｆ 第２の帰還巻線
１０，１０ａ 制御回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ
３０ コア
３０ｂ 側脚
３１ ギャップ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗

Claims (9)

1. １次巻線と複数の２次巻線とを有するトランスと、
   直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせて前記トランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、
   前記トランスの複数の２次巻線に対応して設けられ、同一コアに巻回され互いに磁気的に結合する複数のリアクトルを有し、前記トランスの各々の２次巻線からの電圧を整流素子で整流し、整流された電圧を前記リアクトルと平滑コンデンサとで平滑する複数の整流平滑回路と、
   前記複数の整流平滑回路内の１つの整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせる制御回路と、
   前記複数の整流平滑回路内の前記１つの整流平滑回路を除く１以上の整流平滑回路内の前記整流素子に並列に接続された１以上のスイッチング素子とを有し、
   前記主スイッチのオン／オフに同期して前記各々のスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする多出力電源装置。
2. １次巻線と複数の２次巻線とこの複数の２次巻線に対応して設けられ且つ前記複数の２次巻線に直列に接続された複数の帰還巻線とを有するトランスと、
   直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせて前記トランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、
   前記トランスの複数の２次巻線に対応して設けられ、前記トランスの各々の２次巻線及び各々の帰還巻線からの電圧を整流素子で整流し、整流された電圧を平滑コンデンサで平滑する複数の整流平滑回路と、
   前記複数の整流平滑回路内の１つの整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせる制御回路と、
   前記複数の整流平滑回路内の前記１つの整流平滑回路を除く１以上の整流平滑回路内の前記整流素子に並列に接続された１以上のスイッチング素子とを有し、
   前記主スイッチのオン／オフに同期して前記各々のスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする多出力電源装置。
3. １次巻線と複数の２次巻線とを有するトランスと、
   直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせて前記トランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、
   前記トランスの複数の２次巻線に対応して設けられ、同一コアに巻回され互いに磁気的に結合する複数のリアクトルを有し、前記トランスの各々の２次巻線からの電圧を整流素子で整流し、整流された電圧を前記リアクトルと平滑コンデンサとで平滑する複数の整流平滑回路と、
   前記複数の整流平滑回路内の２以上の整流平滑回路の出力電圧の平均値に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせる制御回路と、
   前記複数の整流平滑回路内の１以上の整流平滑回路内の前記整流素子に並列に接続された１以上のスイッチング素子とを有し、
   前記主スイッチのオン／オフに同期して前記各々のスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする多出力電源装置。
4. 前記トランスは、さらに、３次巻線を有し、
   前記各々のスイッチング素子は、前記主スイッチがオンした時に前記トランスの前記３次巻線の巻線電圧により駆動されることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の多出力電源装置。
5. 前記各々のスイッチング素子は、前記主スイッチがオンした時に前記トランスの前記帰還巻線の巻線電圧により駆動されることを特徴とする請求項２記載の多出力電源装置。
6. 前記スイッチング回路は、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された直列回路を有し、
   前記制御回路は、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の多出力電源装置。
7. 前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と側脚とを有するコアを有し、前記中央脚には前記トランスの前記１次巻線と前記３次巻線と前記複数の帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回され、前記側脚には前記トランスの前記複数の２次巻線が巻回されてなることを特徴とする請求項４記載の多出力電源装置。
8. 前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と側脚とを有するコアを有し、前記中央脚には前記トランスの前記１次巻線と前記複数の帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回され、前記側脚には前記トランスの前記複数の２次巻線が巻回されてなることを特徴とする請求項５記載の多出力電源装置。
9. 前記制御回路は、軽負荷時に、前記主スイッチをオン／オフさせるためのスイッチング周波数を低下させることを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載の多出力電源装置。

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