JP7129927B2

JP7129927B2 - 絶縁型スイッチング電源

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Description

本発明は、ワンコンバータ型の絶縁型スイッチング電源に関する。

交流を直流に電力変換するスイッチング電源として、力率改善回路としての非絶縁型昇圧コンバータ（例えば特許文献１、２）とその後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとからなるツーコンバータ型の絶縁型スイッチング電源が知られている。後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的なタイプとして、フォワード方式とフライバック方式がある。大出力電源にはフォワード方式が適している。

一方、特許文献３、４のように、非絶縁型昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを１つに統合したワンコンバータ型のスイッチング電源も知られている。

また、絶縁型スイッチング電源の一次側のスイッチング素子は、原理的には１つでよいが、大出力化、スイッチング素子の耐圧特性の軽減、及び／又はトランスの効率的利用等のために、特許文献５のように複数のスイッチング素子からなるフルブリッジ回路やプッシュプル回路等が知られている。

特開２００２－０１０６３２号公報特開平０７－０３１１５０号公報特開平５－２３６７４９号公報特開２００２－３００７８０号公報特開２０１５－７０７１６号公報

上述した従来のワンコンバータ型の絶縁型スイッチング電源には、幾つかの問題点がある。スイッチング電源の大出力化を図るためにフォワード方式では、スイッチング素子のオン時にトランスの二次コイルに生じる起電力が、出力端の平滑コンデンサの電圧を超えたときにのみ出力電流が流れる。従って、二次コイルの起電力が小さい範囲では電流が出力されず、このことが力率を悪化させる。

さらに、スイッチングにおいてフルブリッジ方式や同期整流等を採用した場合、デッドタイム制御や一次側と二次側のスイッチングタイミングの調整等の精密かつ煩雑な制御が必要である。また、一次側においてフルブリッジ方式のスイッチングを行う場合、二次側において正極と負極にそれぞれ対応する一対のリアクトルを設ける必要があり、構成が複雑となる。

以上の現状から、本発明は、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において、力率を良好とすると共に、回路構成を簡素化することを目的とする。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
本発明の態様は、同極性の一次コイルと二次コイルを具備するトランスと、前記一次コイルを含む電流路を導通又は遮断するべく互いに１８０°位相の異なる第１の制御信号及び第２の制御信号によりそれぞれオンオフ制御される少なくとも１つの第１のスイッチング素子及び少なくとも１つの第２のスイッチング素子と、二次側の出力端と接地端との間に接続された平滑コンデンサと、を有する絶縁型スイッチング電源において、
コアと、前記コアに同極性で巻かれ互いに疎結合である第１のコイル及び第２のコイルとを具備し、前記第１のコイルの始端が前記トランスの二次コイルの始端に接続されかつ前記第２のコイルの終端が前記トランスの二次コイルの終端に接続されたチョークトランスと、
前記チョークトランスの第１のコイルの終端と前記二次側の接地端の間の電流路を導通又は遮断するべく前記第１のスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御される第３のスイッチング素子と、
前記チョークトランスの第２のコイルの始端と前記二次側の接地端の間の電流路を導通又は遮断するべく前記第２のスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御される第４のスイッチング素子と、
前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素と、
前記チョークトランスの第１のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素と、
前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第２のコイルの終端へ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素と、
前記チョークトランスの第２のコイルの始端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素と、を有することを特徴とする。

本発明により、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において力率を良好とすることができ、かつ、簡易な構成とすることができる。

図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。図２は、図１の回路におけるモードＩ及びIIの電流の流れを示している。図３は、図１の回路におけるモードIII及びIVの電流の流れを示している。図４は、図１の回路におけるモードＶ及びVIの電流の流れを示している。図５は、図１の回路におけるモードVII及びVIIIの電流の流れを示している。図６は、図１の回路におけるタイミング図である。

以下、例示した図面を参照して本発明の実施形態を説明する。本発明の絶縁型スイッチング電源は、１つのコンバータで力率改善と絶縁の双方の機能を有するワンコンバータ方式を採用している。従って、好適例ではＡＣ／ＤＣコンバータである。典型的な入力電圧は、正弦波の交流電圧を整流したものである。しかしながら、本発明のスイッチング電源は、入力電圧が、正弦波以外の方形波若しくは三角波の電圧、又は一定電圧のときも、同様に機能することができる。

（１）回路構成
図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の回路構成の一例を概略的に示した図である。図１の回路は、入力端１、２と出力端ｐ、ｎとを有する。入力側と出力側は、トランスＴにより絶縁されている。ここでは、入力端２をトランスＴの一次側の基準電位（接地端）とし、出力端ｎをトランスＴの二次側の基準電位（接地端）とする。入力端１、２には、典型的には交流電圧を整流した正の電圧が入力される。出力端ｐ、ｎには、正の直流電圧が出力される。

（１－１）トランスＴの一次側の構成
入力される交流電圧は、例えば、系統電源又は各種の発電装置で生成される数Ｈｚ～数十Ｈｚ程度の周波数を有する正弦波を全波整流した電圧である。

トランスＴは、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が同極性に巻かれたいわゆるフォワードトランスである（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。トランスＴの一次側には、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流を導通又は遮断するべくそれぞれオンオフ制御される複数のスイッチング素子を含むスイッチング部が設けられている。

図１の回路のスイッチング部は、フルブリッジ回路を構成している。このフルブリッジ回路は、４個のスイッチング素子Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２を有し、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ａ１、Ａ２が、同時にオンオフ制御される第１のグループ（以下「グループＡ」と称する）を構成し、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２が、同時にオンオフ制御される第２のグループ（以下「グループＢ」と称する）を構成する。各スイッチング素子は、制御端（ここではゲート）に印加される所定の制御信号（ここでは制御電圧）によりオンオフ制御される。

グループＡの各スイッチング素子は制御電圧Ｖ_Ａによりオンオフ制御され、グループＢの各スイッチング素子は制御電圧Ｖ_Ｂによりオンオフ制御される。制御電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂは、好適にはＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号の周波数は、入力交流の周波数よりも高い数十ｋＨ～数百ｋＨである。図示しないが、所定の制御電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂを生成し、出力する制御部が別途設けられている。

好適例では、一次コイルＮ１を含む電流路に逆流防止ダイオードＤＡ、ＤＢがそれぞれ直列接続されている。逆流防止ダイオードＤＡの極性は、グループＡのスイッチング素子Ａ１、Ａ２のボディダイオードとは逆方向であり、逆流防止ダイオードＤＢの極性は、グループＢのスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２のボディダイオードとは逆方向である。

逆流防止ダイオードＤＡ、ＤＢは、図１に示した位置以外に入力端子１と入力端子２の間の電流路上のいずれかの位置に直列に挿入することができる。なお、ダイオードＤＡ、ＤＢは、必須ではない。

（１－２）トランスＴの二次側の構成
トランスＴの二次側には、１つのチョークトランスＴｃが設けられている。チョークトランスＴｃは、１つのコアと、コアに同極性で巻かれた２つのコイルＬ１、Ｌ２とを有する（各コイルの巻き始端を黒丸で示す）。コイルＬ１とコイルＬ２とは疎結合（コアを点線で示す）とする。２つのコイルを互いに疎結合とするためには、例えば２つのコイルの間の距離を離してコアに巻く。これにより、一方のコイルを通る磁束の全てが他方のコイルを通過せず、その一部が漏れ磁束となる疎結合を実現できる。疎結合とすることにより２つのコイルの相互作用を緩慢とすることができる。

トランスＴの二次コイルＮ２の始端が、チョークトランスＴｃのコイルＬ１の始端に接続されている。また、トランスＴの二次コイルＮ２の終端が、チョークトランスＴｃのコイルＬ２の終端に接続されている。

チョークトランスＴｃのコイルＬ１の終端と接地端ｎとの間の電流路には、スイッチング素子Ａ３が接続されている。スイッチング素子Ａ３は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレインがコイルＬ１の終端に、ソースが接地端ｎに接続されている。スイッチング素子Ａ３は、一次側のＡグループのスイッチング素子と同じタイミングで、制御電圧Ｖ_Ａによりオンオフ制御される。それによりスイッチング素子Ａ３は、コイルＬ１の終端と接地端ｎとの間の電流路を導通又は遮断する。

さらに、トランスＴの二次コイルＮ２の始端とチョークトランスＴｃのコイルＬ１の始端との接続点にダイオードＤ１のカソードが接続され、ダイオードＤ１のアノードが接地端ｎに接続されている。ダイオードＤ１は、接地端ｎからコイルＬ１の始端に向かう電流を導通させ、逆方向の電流を遮断する。

さらに、チョークトランスＴｃのコイルＬ１の終端にダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードが出力端ｐに接続されている。ダイオードＤ２は、コイルＬ１の終端から出力端ｐに向かう電流を導通させ、逆方向の電流を遮断する。

一方、チョークトランスＴｃのコイルＬ２の始端と接地端ｎとの間の電流路には、スイッチング素子Ｂ３が接続されている。スイッチング素子Ｂ３は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレインがコイルＬ２の始端に、ソースが接地端ｎに接続されている。スイッチング素子Ｂ３は、一次側のＢグループのスイッチング素子と同じタイミングで、制御電圧Ｖ_Ｂによりオンオフ制御される。それによりスイッチング素子Ｂ３は、コイルＬ２の始端と接地端ｎとの間の電流路を導通又は遮断する。

さらに、トランスＴの二次コイルＮ２の終端とチョークトランスＴｃのコイルＬ２の終端との接続点にダイオードＤ３のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノードが接地端ｎに接続されている。ダイオードＤ３は、接地端ｎからコイルＬ２の終端に向かう電流を導通させ、逆方向の電流を遮断する。

さらに、チョークトランスＴｃのコイルＬ２の始端にダイオードＤ４のアノードが接続され、ダイオードＤ４のカソードが出力端ｐに接続されている。ダイオードＤ４は、コイルＬ２の始端から出力端ｐに向かう電流を導通させ、逆方向の電流を遮断する。

出力端ｐと接地端ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。接地端ｎは、二次側の基準電位端である。

図１の回路は、降圧コンバータである。出力電圧は、主としてトランスＴの一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の巻数比により設定可能である。対称的動作を確保するために、チョークトランスＴｃにおけるコイルＬ１とコイルＬ２の巻数は同じとする。

また、図１の回路は、一次側のフルブリッジ回路により双方向駆動されるにも関わらず、二次側の外付けトランスは、１つのチョークトランスＴｃのみで足りるので、構成を簡素化できる。また、チョークトランスＴｃのコイルＬ１とコイルＬ２は接続されていないため、コイルに中間タップを設ける必要がなく、製作が容易である。

二次側のスイッチング素子Ａ３、Ｂ３は、一次側のＡグループ、Ｂグループのスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御することができる。すなわち、同じ制御電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂを用いて制御することができる。従って、一次側と二次側のスイッチング素子のスイッチングのタイミングを繊細に制御する必要がない。

（２）回路動作
図２～図６を参照して、図１の回路の動作を説明する。図２～図５は、各動作モードにおいて回路に流れる電流を概略的に示している。

図６は、８つの動作モードＩ～VIIIにおける各構成要素の波形を概略的に示したタイミング図である。図６（ａ）は、グループＡのスイッチング素子の制御電圧Ｖ_Ａを、図６（ｂ）は、グループＢのスイッチング素子の制御電圧Ｖ_Ｂをそれぞれ示している。制御電圧Ｖ_ＡとＶ_Ｂは、同じ長さのオン期間とオフ期間を有しかつ位相が互いに１８０°異なるＰＷＭ信号である。オン期間とオフ期間の長さは、所定のデューティ比となるように制御部により決定される。なお、グループＡとグループＢのスイッチング素子が同時にオンとならないようにデッドタイム（双方のグループがオフとなる期間）が設けられている。

図１の回路における平滑コンデンサＣは、定常状態においてリップル変動を除いてほぼ一定の電圧で充電されている。一般的なフォワード方式の電源では、トランスＴの二次コイルＮ２の起電力が平滑コンデンサＣの電圧を超えたときにのみ、出力端ｐに電流が出力される。入力端１、２に、例えば正弦波の入力電圧が印加される場合、一般的なフォワード方式の電源では、入力電圧の小さい範囲では二次コイルＮ２の起電力も小さいため、出力端ｐに電流が出力されない。それに対して図１の回路では、入力電圧の小さい範囲でも出力端ｐに電流を出力することができる。これにより力率が改善される。

図６に示したモードＩ～IVは、入力電圧が比較的大きいときの動作に対応し、モードＶ～VIIIは入力電圧が比較的小さいときの動作に対応する。なお、モードＩ～IVの動作と、モードＶ～VIIIの動作との間の切替は、入力電圧の大きさに応じて自動的に行われるので、所定の制御により切り替える必要はない。

図６（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）では、一例として、各構成要素に流れる電流を不連続モードで示しているが、負荷の軽重に応じて電流が臨界モード又は連続モードとなることも有り得る。

（２－１）モードＩの動作
図２の上側の図は、モードＩの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフのときにスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図６（ｃ）参照）。二次側において、スイッチング素子Ａ３もオフからオンになり、スイッチング素子Ｂ３はオフのままである。

一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。ダイオードＤ１は逆バイアスに、ダイオードＤ３は順バイアスとなる。よって、二次コイルＮ２の起電力により、ダイオードＤ３→二次コイルＮ２→コイルＬ１→スイッチング素子Ａ３→接地端ｎの経路でフォワード電流２ａが流れる（図６（ｄ）（ｅ）参照）。フォワード電流２ａが流れることによりコイルＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。

この場合、フォワード電流２ａは出力端ｐへ出力されないが、コイルＬ１にフォワード電流２ａが流れることにより、コイルＬ２に相互誘導による起電力が生じる。コイルＬ２の起電力は、始端が正、終端が負である。モードＩでは、コイルＬ２の始端の電位Ｙが、平滑コンデンサＣの正側の電位を超える（ダイオードＤ４の電圧降下は無視する）。よって、ダイオードＤ４が順バイアスとなる。従って、コイルＬ２の起電力により、ダイオードＤ３→コイルＬ２→ダイオードＤ４→出力端ｐへ誘導電流３ａが流れる（図６（ｆ）参照）。従って、モードＩでは、誘導電流３ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。コイルＬ１とコイルＬ２は疎結合であるので、誘導電流３ａが突入電流のように流れることが回避される。

チョークトランスＴｃにおいては、コイルＬ１のフォワード電流２ａに対してコイルＬ２の誘導電流３ａが逆方向に流れてコアの磁束の増加を抑制できるのでコアが磁気飽和し難くなり、大電流を流しやすくなる。

（２－２）モードIIの動作
図２の下側の図は、モードIIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図６（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＢにより阻止される。これによりモードＩにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２に電流が流れるときに放出される。

さらに、チョークトランスＴｃのコイルＬ１、Ｌ２にも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１は順バイアスに、ダイオードＤ３は逆バイアスとなる。また、ダイオードＤ２は順バイアスに、ダイオードＤ４は逆バイアスとなる。これによりモードIIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路でフライバック電流４ａが流れる（図６（ｅ）参照）。従って、モードIIでは、フライバック電流４ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｃに蓄積された磁気エネルギーが放出される。

（２－３）モードIIIの動作
モードIIIの動作は、モードＩの動作と対称的である。
図３の上側の図は、モードIIIの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフのときにスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の終端から始端に電流１ｂが流れる（図６（ｃ）参照）。二次側において、スイッチング素子Ｂ３もオフからオンになり、スイッチング素子Ａ３はオフのままである。

一次コイルＮ１に電流１ｂが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において終端が正、始端が負の起電力を生じる。ダイオードＤ１は順バイアスに、ダイオードＤ３は逆バイアスとなる。従って、二次コイルＮ２の起電力により、ダイオードＤ１→二次コイルＮ２→コイルＬ２→スイッチング素子Ｂ３→接地端ｎの経路でフォワード電流２ｂが流れる（図６（ｄ）（ｅ）参照）。フォワード電流２ｂが流れることによりコイルＬ２に磁気エネルギーが蓄積される。

この場合、コイルＬ２にフォワード電流２ｂが流れることにより、コイルＬ１に相互誘導による起電力が生じる。モードIIIでは、コイルＬ１の終端の電位Ｘが、平滑コンデンサＣの正側の電位を超える（ダイオードＤ２の電圧降下は無視する）。従って、コイルＬ１の起電力により、ダイオードＤ１→コイルＬ１→ダイオードＤ２→出力端ｐへ誘導電流３ｂが流れる（図６（ｆ）参照）。従って、モードIIIでは、誘導電流３ｂが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。コイルＬ１とコイルＬ２は疎結合であるので、誘導電流３ｂが突入電流のように流れることが回避される。

（２－４）モードIVの動作
モードIVの動作は、モードIIの動作と対称的である。
図３の下側の図は、モードIVの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ｂが遮断される（図６（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＡにより阻止される。これによりモードIIIにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２にフォワード電流が流れるときに放出される。

さらに、チョークトランスＴｃのコイルＬ１、Ｌ２にも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１は逆バイアスに、ダイオードＤ３は順バイアスとなる。また、ダイオードＤ２は逆バイアスに、ダイオードＤ４は順バイアスとなる。これによりモードIVでは、ダイオードＤ３→コイルＬ２→ダイオードＤ４→出力端ｐの経路でフライバック電流４ｂが流れる（図６（ｅ）参照）。従って、モードIVでは、フライバック電流４ｂが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｃに蓄積された磁気エネルギーが放出される。

（２－５）モードＶの動作
図４の上側の図は、モードＶの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフのときにスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図６（ｃ）参照）。二次側において、スイッチング素子Ａ３もオフからオンになり、スイッチング素子Ｂ３はオフのままである。

一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。ダイオードＤ１は逆バイアスに、ダイオードＤ３は順バイアスとなる。従って、二次コイルＮ２の起電力により、ダイオードＤ３→二次コイルＮ２→コイルＬ１→スイッチング素子Ａ３→接地端ｎの経路でフォワード電流２ａが流れる（図６（ｄ）（ｅ）参照）。フォワード電流２ａが流れることによりコイルＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。

モードＶでも、コイルＬ１のフォワード電流２ａによる相互誘導によりコイルＬ２に起電力が生じる。しかしながら、モードＶでは、コイルＬ２の始端の電位Ｙが、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えないので、ダイオードＤ４は逆バイアスとなる。よって、コイルＬ２に誘導電流は流れない。

（２－６）モードVIの動作
図４の下側の図は、モードVIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図６（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。電流１ａが遮断されたときの一次側の動作は、上述したモードIIと同様である。

さらに、チョークトランスＴｃのコイルＬ１、Ｌ２にも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１は順バイアスに、ダイオードＤ３は逆バイアスとなる。また、ダイオードＤ２は順バイアスに、ダイオードＤ４は逆バイアスとなる。これによりモードVIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路でフライバック電流４ａが流れる（図６（ｅ）参照）。従って、モードVIでは、フライバック電流４ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｃに蓄積された磁気エネルギーが放出される。モードVIの動作は、上述したモードIIの動作と同じである。

（２－７）モードVIIの動作
モードVIIの動作は、モードＶの動作と対称的である。
図５の上側の図は、モードVIIの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフのときにスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の終端から始端に電流１ｂが流れる（図６（ｃ）参照）。二次側において、スイッチング素子Ｂ３もオフからオンになり、スイッチング素子Ａ３はオフのままである。

モードVIIでも、コイルＬ２のフォワード電流２ｂによる相互誘導によりコイルＬ１に起電力が生じる。しかしながら、モードVIIでは、コイルＬ１の終端の電位Ｘが、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えないので、ダイオードＤ２は逆バイアスとなる。よって、コイルＬ１に誘導電流は流れない。

（２－８）モードVIIIの動作
モードVIIIの動作は、モードVIの動作と対称的である。
図５の下側の図は、モードVIIIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ｂが遮断される（図６（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。電流１ｂが遮断されたときの一次側の動作は、上述したモードIVと同様である。

さらに、チョークトランスＴｃのコイルＬ１、Ｌ２にも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１は逆バイアスに、ダイオードＤ３は順バイアスとなる。また、ダイオードＤ２は逆バイアスに、ダイオードＤ４は順バイアスとなる。これによりモードVIIIでは、ダイオードＤ３→コイルＬ２→ダイオードＤ４→出力端ｐの経路でフライバック電流４ｂが流れる（図６（ｅ）参照）。従って、モードVIIIでは、フライバック電流４ｂが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｃに蓄積された磁気エネルギーが放出される。モードVIIIの動作は、上述したモードIVの動作と同じである。

（３）まとめ
図１の回路では、一次側のスイッチング素子がオフからオンになったときの二次側の回路動作（モードＩ、III、Ｖ、VII）は、入力電圧が大きい場合と小さい場合で異なる。入力電圧が大きい場合（モードＩ、III）は誘導電流２ａ、２ｂが出力されるが、入力電圧が小さい場合（モードＶ、VII）は誘導電流は出力されない。

一方、一次側のスイッチング素子がオンからオフになったときの二次側の回路動作（モードII、IV、VI、VIII）は、入力電圧の大きさに関係なく同じであり、フライバック電流４ａ、４ｂが出力される。これにより力率が改善される。

（４）その他の実施形態
図示しないが、上述した第１又は第２の実施形態の回路における一次側のスイッチング部の別の構成として、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路を適用することができる。

上述した各実施形態おいて、一次側及び二次側のスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタでもよい。

上述した各実施形態おいて、各ダイオードは、一方向への電流を導通可能でありかつ逆方向の電流を遮断する整流要素の一例である。従って、同様の機能を有する他の整流素子又は整流回路に置き換えることができる。

以上に説明した本発明の絶縁型スイッチング電源は、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。

１、２入力端
ｐ、ｎ出力端
Ｔトランス
Ｎ１一次コイル
Ｎ２二次コイル
Ｔｃチョークトランス
Ｌ１、Ｌ２コイル
Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ダイオード
Ｃ平滑コンデンサ
１ａ、１ｂ一次コイルの電流
２ａ、２ｂフォワード電流
３ａ、３ｂ誘導電流
４ａ、４ｂフライバック電流

Claims

同極性の一次コイルと二次コイルを具備するトランスと、前記一次コイルを含む電流路を導通又は遮断するべく互いに１８０°位相の異なる第１の制御信号及び第２の制御信号によりそれぞれオンオフ制御される少なくとも１つの第１のスイッチング素子及び少なくとも１つの第２のスイッチング素子と、二次側の出力端と接地端との間に接続された平滑コンデンサと、を有する絶縁型スイッチング電源において、
コアと、前記コアに同極性で巻かれ互いに疎結合である第１のコイル及び第２のコイルとを具備し、前記第１のコイルの始端が前記トランスの二次コイルの始端に接続されかつ前記第２のコイルの終端が前記トランスの二次コイルの終端に接続されたチョークトランスと、
前記チョークトランスの第１のコイルの終端と前記二次側の接地端の間の電流路を導通又は遮断するべく前記第１のスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御される第３のスイッチング素子と、
前記チョークトランスの第２のコイルの始端と前記二次側の接地端の間の電流路を導通又は遮断するべく前記第２のスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御される第４のスイッチング素子と、
前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素と、
前記チョークトランスの第１のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素と、
前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第２のコイルの終端へ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素と、
前記チョークトランスの第２のコイルの始端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素と、を有することを特徴とする絶縁型スイッチング電源。