JP4329450B2 - 直流変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。

図１０に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す。図１０に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５０ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ１３及びコンデンサＣ１３が接続されている。また、１次巻線５０ａの両端には、直列に接続された抵抗Ｒ１２及びダイオードＤ１２が接続され、抵抗Ｒ１２には並列にコンデンサＣ１２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。

また、トランスＴの１次巻線５０ａとトランスＴの２次巻線５０ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５０ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１１及び平滑コンデンサＣ１１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５０ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を図１１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１１では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。

まず、時刻ｔ_３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５０ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５０ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。

なお、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２では、１次巻線５０ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５０ａと２次巻線５０ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１１には電流Ｄ１ｉは流れない。

次に、時刻ｔ_３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５０ａに誘起された励磁エネルギーと、リーケージインダクタンスＬｇ（２次巻線５０ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、コンデンサＣ１３に蓄えられる。このため、トランスＴの１次巻線５０ａのリーケージインダクタンスＬｇとコンデンサＣ１３とにより電圧共振が形成される。

また、そのときの共振波形は、図１２に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となる。なお、コンデンサＣ１３の値と抵抗Ｒ１３の値とを適当な値に調整すれば、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。

そして、コンデンサＣ１３の電圧とコンデンサＣ１２の電圧とが等しくなったとき、ダイオードＤ１２がオンし、励磁エネルギーは、コンデンサ１２に蓄えられる。また、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉは零になる。

なお、時刻ｔ_３２から時刻ｔ_３３では、１次巻線５０ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５０ａと２次巻線５０ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１１に電流Ｄ１ｉが流れる。

このような直流変換装置によれば、主スイッチＱ１の両端にスナバ回路（Ｄ１２，Ｃ１２，Ｒ１２，Ｃ１３，Ｒ１３）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタンスＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２ 清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５

しかしながら、図１０に示す直流変換装置にあっては、コンデンサＣ１３に充電された電荷を抵抗Ｒ１３によって消費させ、コンデンサＣ１２に充電された電荷を抵抗Ｒ１２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、コンデンサ容量、変換周波数に比例するため、ノイズ抑制を目的としてコンデンサ容量を増やしたり、あるいは、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。

また、図１０に示す直流変換装置にあっては、主スイッチＱ１をオンした時にトランスＴにエネルギーを蓄え、主スイッチＱ１をオフした時に２次巻線５０ｂを介して負荷ＲＬに電力を供給する構成となっている。このとき、トランスＴが直流励磁（直流磁化）されるため、トランスＴのＢ−Ｈ特性は図１３に示すように直流励磁分にさらに交流分（磁束の動作範囲）が加わったものとなり、交流分の動作範囲が狭い。このため、図１４に示すように、コの字型のコア１１０，１１１との間に比較的大きなギャップ１１３を設け、コアの飽和を回避していた。このため、ギャップ１１３の周辺の磁束により、巻線５０ａ，５０ｂに渦電流が生じ、効率低下の原因となっていた。

本発明は、トランスの直流励磁の軽減によるトランスの小型化とゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、第１リアクトルとトランスの３次巻線と前記トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの３次巻線と前記１次巻線との接続点と前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続され、補助スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの３次巻線と前記１次巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された平滑コンデンサと、前記１次巻線とは逆相に巻回された前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチの両端に接続され、第１ダイオードと第１コンデンサとが並列に接続された第１並列回路と、前記補助スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと第２コンデンサとが並列に接続された第２並列回路と、前記トランスの１次巻線と前記第２直列回路との間に接続された第２リアクトルと、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせ、前記整流平滑回路の出力電圧と基準電圧とに基づき前記主スイッチのオン幅をＰＷＭ制御することにより前記出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有し、前記制御回路は、前記主スイッチの電圧がゼロ電圧になった後、前記第１ダイオードが導通期間中に前記主スイッチをオンさせ、前記補助スイッチの電圧がゼロ電圧になった後、前記第２ダイオードが導通期間中に前記補助スイッチをオンさせることを特徴とする。

請求項２の発明において、前記第１ダイオード及び前記第１コンデンサは、前記主スイッチの寄生ダイオード及び寄生容量であり、前記第２ダイオード及び前記第２コンデンサは、前記補助スイッチの寄生ダイオード及び寄生容量であることを特徴とする。

請求項３の発明において、前記第１リアクトル及び前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする。

請求項４の発明において、前記トランスは、磁気回路が形成された第１脚、第２脚及び第３脚を有するコアからなり、前記第１脚に前記１次巻線と前記２次巻線とを巻回し、前記第２脚に前記３次巻線を巻回し、前記第３脚にギャップを設けたことを特徴とする。

請求項５の発明において、前記３次巻線の巻数は、前記１次巻線の巻数以上であり、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。

請求項６の発明において、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記主スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記突入電流制限抵抗を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。

請求項７の発明において、前記トランスは４次巻線をさらに備え、該トランスの４次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。

請求項８の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。

本発明によれば、一つのコアでトランスを構成でき、主スイッチがオン時及びオフ時ともに直流励磁をキャンセルできるため、小型、高効率、低ノイズの直流変換装置を提供することができる。

また、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上がり、立下りも緩やかとなり、低ノイズ、高効率な直流変換装置を提供することができる。

以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

第１の実施の形態に係る直流変換装置は、フライバック方式のスイッチング電源装置であり、トランスの１次巻線に直列に３次巻線を接続し、３次巻線に直列にリアクトルを接続して、トランスの巻線に流れる電流の起磁力を常に相殺することにより、トランスの直流励磁を軽減させ、トランスの小型化を図ることを特徴とする。

また、主スイッチのオン時に３次巻線に接続されたリアクトルに電力を蓄え、主スイッチのオフ時に、２次巻線を介して負荷に電力を供給するとともに、平滑コンデンサを充電し、１次巻線に接続されたリアクトルに蓄えられた電力を、スナバコンデンサに蓄え、補助スイッチをオンすることにより、この電力を出力に還流するとともに、ゼロ電圧スイッチングを達成し、高効率、低ノイズ化することを特徴とする。

図１は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、リアクトルＬ２とトランスＴの３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とリアクトルＬ３とトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１（共振用コンデンサ）とが並列に接続されている。

トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はコンデンサＣ３（スナバコンデンサ）を介してトランスＴの３次巻線５ｃとリアクトルＬ３との接続点に接続されている。

スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２及びコンデンサＣ２が並列に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｃとリアクトルＬ３との接続点と、直流電源Ｖｄｃ１の負極との間には平滑コンデンサＣ４が接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。

なお、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１は、スイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよく、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２は、スイッチＱ２の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。また、リアクトルＬ２は、トランスＴの巻線間のリーケージインダクタンスであってもよく、リアクトルＬ３は、トランスＴの巻線間のリーケージインダクタンスであってもよい。

トランスＴのコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴの２次巻線５ｂ（ｎ２）が巻回されており、また、トランスＴのコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴの３次巻線５ｃ（ｎ３）が巻回されている。２次巻線５ｂの両端には、ダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１１とからなる整流平滑回路が接続されている。平滑コンデンサＣ１１は直流出力を負荷ＲＬに出力する。

また、トランスＴの３次巻線５ｃの巻数は、トランスＴ１の１次巻線５ａの巻数以上となっている。トランスＴの２次巻線５ｂは、トランスＴの１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴの３次巻線５ｃは、トランスＴの１次巻線５ａと同相に巻回されている。

制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

また、制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続されたコンデンサＣ１とトランスＴの巻線間のリーケージインダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。

次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図２乃至図４に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。

なお、図２乃至図４では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、３次巻線５ｃに流れる入力電流Ｉｉ、ダイオードＤ１１に流れる電流で且つ２次巻線５ｂに流れる電流Ｉ_２、スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号（Ｑ１ｇ）、スイッチＱ２をオン／オフ制御するＱ２制御信号（Ｑ２ｇ）を示している。

また、図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置のトランスの各巻線に流れる電流のタイミングチャートである。図６では、３次巻線５ｃに流れる入力電流Ｉ_３で且つ入力電流Ｉｉとは大きさが同じで正負の符号が逆の電流（−Ｉｉ）、１次巻線５ａに流れる主巻線電流Ｉ_１、２次巻線５ｂに流れる出力電流Ｉ_２を示している。また、図６では、１次巻線５ａ、２次巻線５ｂ、３次巻線５ｃの巻数を同一巻数としたときの波形である。

まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１４に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｃ４→Ｌ３→５ａ→Ｑ１→Ｃ４で電流Ｑ１ｉが流れて増加していく。また、これと同時に、１次巻線５ａに疎結合したトランスＴの３次巻線５ｃにも電圧が発生し、Ｖｄｃ１→Ｌ２→５ｃ→Ｃ４→Ｖｄｃ１で入力電流Ｉｉが流れて増加していく。入力電流Ｉ_３は減少していく。このため、平滑コンデンサＣ４に電力を供給するとともに、リアクトルＬ２に電力を蓄える。

次に、時刻ｔ_２（時刻ｔ_２１〜ｔ_２３に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ２の電流は流れ続けるため、３次巻線５ｃの電圧が反転し、これと同時に１次巻線５ａの電圧及び２次巻線５ｂの電圧も反転する。このため、
リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーはトランスＴの３次巻線５ｃを介して２次巻線５ｂに伝達されるため、２次巻線５ｂに電流Ｉ_２が流れ始めて、ダイオードＤ１１が導通し、負荷ＲＬに電力が供給されるとともに、平滑コンデンサＣ４が充電される。

また、トランスＴの１次巻線５ａの電圧が反転するとともに、リアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーにより、時刻ｔ_２３において、Ｌ３→５ａ→Ｄ２→Ｃ３→Ｌ３と電流Ｄ２ｉが流れて、コンデンサＣ１を充電するとともに、コンデンサＣ２を放電させる。コンデンサＣ２の放電が終了した（スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖがゼロ電圧になった）後、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３を充電する。ダイオードＤ２が導通中の時刻ｔ_２３に、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ２のゼロ電圧スイッチングを達成することができる。

コンデンサＣ３の充電が完了した後、コンデンサＣ３に充電された電荷は、スイッチＱ２、１次巻線５ａを介して、出力に放出される。このとき、スイッチＱ２に電流Ｑ２ｉが流れ、１次巻線５ａに電流Ｉ_１が流れるとともに、２次巻線５ｂに電流Ｉ_２が流れる。また、１次巻線５ａの電圧は、出力電圧によりクランプされるため、電流Ｉ_１は、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３との共振動作により、正弦波状に流れる（図６に示す例えば時刻ｔ_０〜ｔ_１の波形）。

このため、スイッチＱ１のオフ期間を半周期とする周波数より低い周波数になるように、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３との定数を設定すると、スイッチＱ２のオフ時に電流Ｉ_１が正であるため、電流Ｉ_１は継続して、Ｌ３→Ｃ４→Ｃ１→５ａ→Ｌ３と流れる。このため、コンデンサＣ１が放電され、コンデンサＣ２が充電される。

コンデンサＣ１の放電が終了した（スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧になった）後、ダイオードＤ１が導通する。このダイオードＤ１が導通している期間中（図３に示す例えば時刻ｔ_１３）に、スイッチＱ１をオンさせると、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを達成することができる。

出力電圧は、リアクトルＬ２のエネルギーに比例するため、スイッチＱ１のオン／オフのデューティを制御回路１０により制御することにより、出力電圧を制御することができる。

また、図６からもわかるように、主巻線電流Ｉ_１と出力電流Ｉ_２と入力電流Ｉ_３との電流の総和は、全てのタイミングにおいて、略ゼロとなっている。即ち、全体のトランスＴとしては直流起磁力が減少し、つまり直流励磁分が略ゼロであることがわかる。従って、トランスＴのギャップは少なくなり、インダクタンスの大きなトランスを容易に製作できる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化できる。

このように第１の実施の形態に係る直流変換装置によれば、トランスＴの１次巻線５ａに直列に３次巻線５ｃを接続し、３次巻線５ｃに直列にリアクトルＬ２を接続して、トランスＴの巻線に流れる電流の起磁力を常に相殺することにより、トランスＴの直流励磁を軽減させ、トランスＴの小型化を図ることができる。

また、スイッチＱ１をオンした時に３次巻線５ｃに接続されたリアクトルＬ２に電力を蓄え、スイッチＱ１をオフした時に、２次巻線５ｂを介して負荷ＲＬに電力を供給するとともに、平滑コンデンサＣ４を充電し、１次巻線５ａに接続されたリアクトルＬ３に蓄えられた電力を、スナバコンデンサＣ３に蓄え、スイッチＱ２をオンすることにより、この電力を出力に還流するとともに、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、高効率、低ノイズ化することができる。

図５は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図５に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０の中央脚２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａ上で１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂとが巻回されている。即ち、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを同一脚に巻回し、小さなリーケージインダクタンスを得ている。このリーケージインダクタンスをリアクトルＬ３の代用としている。

また、側脚２０ｄには、３次巻線５ｃが巻回され、側脚２０ｂには、ギャップ２０ｃが形成されている。このギャップ２０ｃにより大きなリーケージインダクタンスを３次巻線５ｃ及び１次巻線５ａに設け、このリーケージインダクタンスをリアクトルＬ２の代用している。

リアクトルＬ２，Ｌ３にリーケージインダクタンスを用いることにより、全ての巻線を１つのトランスＴで構成できるので、トランスＴを小型化できる。

また、トランスＴのコアの中央脚にギャップを設ければ、トランスＴの偏励磁による飽和を防止でき、基本的に動作は変わらない。また、大きなリーケージインダクタンスを持たせることもでき、入力電流が連続となり、その電流の実効値が低減するとともに、ノイズを低減できる。

次に第２の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。

一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。

しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。

そこで、第２の実施の形態に係る直流変換装置は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、スイッチＱ１ｎにノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。

図７は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図７に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。入力平滑コンデンサＣ５の容量は、平滑コンデンサＣ４の容量よりも大きいものとする。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。

全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１には、リアクトルＬ２、トランスＴｂの３次巻線５ｃ、リアクトルＬ３、トランスＴｂの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。

また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。

突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、平滑コンデンサＣ４に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。

制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。

制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。

また、トランスＴｂに設けられた４次巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、４次巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。４次巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、４次巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。

次にこのように構成された第２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図７乃至図９を参照しながら説明する。

なお、図９において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５電圧は、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ１１の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。

まず、時刻ｔ_０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図８中の（１））。

この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図８中の（２））。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図９に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。

そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図９の時刻ｔ_１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図８中の（３））。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。

すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図８中の（４））、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。

次に、時刻ｔ_２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図８中の（５））。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となると、Ｃ４→Ｌ３→５ａ→Ｑ１ｎ→Ｃ４で電流Ｑ１ｉが流れる（図８中の（６−１））。また、これと同時に、１次巻線５ａに疎結合したトランスＴｂの３次巻線５ｃにも電圧が発生し、Ｐ１→Ｌ２→５ｃ→Ｃ４→Ｒ１→Ｐ２で電流が流れて、平滑コンデンサＣ４に電力を供給するとともに（図８中の（６−２））、リアクトルＬ２に電力を蓄える。

また、トランスＴｂの１次巻線５ａと電磁結合している４次巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図８中の（７））。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。

次に、時刻ｔ_３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ_３にスイッチＱ１ｎがオフすると、リアクトルＬ２の電流は流れ続けるため、３次巻線５ｃの電圧が反転し、これと同時に１次巻線５ａの電圧及び２次巻線５ｂの電圧も反転する。このため、２次巻線５ｂに電流Ｉ_２が流れ始めて、ダイオードＤ１１が導通し、負荷ＲＬに電力が供給されるとともに、平滑コンデンサＣ４が充電される。

また、時刻ｔ_３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図８中の（８））、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。

なお、時刻ｔ_３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ_０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１，Ｑ２の動作、即ち、図２、図３、図４に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。

このように第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。

本発明の直流変換装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。 第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。 第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 第１の実施の形態に係る直流変換装置のトランスの各巻線に流れる電流のタイミングチャートである。 第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 第２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。 第２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 従来の直流変換装置を示す回路構成図である。 従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 従来の直流変換装置における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。 従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。 従来の直流変換装置に設けられたトランスを示す構造図である。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１１，１００ 制御回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１ｎ スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１２，Ｒ１３ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ３，Ｃ１２，Ｃ１３ コンデンサ
Ｃ４，Ｃ１１ 平滑コンデンサ
Ｃ５ 入力平滑コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
Ｔ，Ｔｂ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ ４次巻線（ｎ４）
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｌ２，Ｌ３ リアクトル

Claims (8)

1. 直流電源の両端に接続され、第１リアクトルとトランスの３次巻線と前記トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記トランスの３次巻線と前記１次巻線との接続点と前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続され、補助スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの３次巻線と前記１次巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された平滑コンデンサと、
   前記１次巻線とは逆相に巻回された前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
   前記主スイッチの両端に接続され、第１ダイオードと第１コンデンサとが並列に接続された第１並列回路と、
   前記補助スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと第２コンデンサとが並列に接続された第２並列回路と、
   前記トランスの１次巻線と前記第２直列回路との間に接続された第２リアクトルと、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせ、前記整流平滑回路の出力電圧と基準電圧とに基づき前記主スイッチのオン幅をＰＷＭ制御することにより前記出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有し、
   前記制御回路は、前記主スイッチの電圧がゼロ電圧になった後、前記第１ダイオードが導通期間中に前記主スイッチをオンさせ、前記補助スイッチの電圧がゼロ電圧になった後、前記第２ダイオードが導通期間中に前記補助スイッチをオンさせることを特徴とする直流変換装置。
2. 前記第１ダイオード及び前記第１コンデンサは、前記主スイッチの寄生ダイオード及び寄生容量であり、前記第２ダイオード及び前記第２コンデンサは、前記補助スイッチの寄生ダイオード及び寄生容量であることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
3. 前記第１リアクトル及び前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記トランスは、磁気回路が形成された第１脚、第２脚及び第３脚を有するコアからなり、前記第１脚に前記１次巻線と前記２次巻線とを巻回し、前記第２脚に前記３次巻線を巻回し、前記第３脚にギャップを設けたことを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
5. 前記３次巻線の巻数は、前記１次巻線の巻数以上であり、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。
6. 前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
   前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
   前記主スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記突入電流制限抵抗を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
   前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。
7. 前記トランスは４次巻線をさらに備え、該トランスの４次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項６記載の直流変換装置。
8. 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
   前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項６又は請求項７記載の直流変換装置。

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