JP4341285B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、小型、低ノイズのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６に従来のこの種のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図１６において、直流電源ＥｉにトランスＴ４の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ２とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【０００３】
トランスＴ４の１次巻線５ａとトランスＴ４の２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回され、トランスＴ４の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ３，Ｄ４とリアクトルＬｏとコンデンサＣｏとからなる整流平滑回路が接続されている。整流平滑回路は、トランスＴ４の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷Ｒｏに出力する。制御回路１００は、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御する。
【０００４】
次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１７では、Ｖｑ１は主スイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１は主スイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ１制御信号は主スイッチＱ１をオン／オフ制御する信号を示している。
【０００５】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源ＥｉからトランスＴ４の１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｉｑ１が流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｉｑ１と同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００６】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れる。
【０００７】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号によりオン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ４の１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇの励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されず、ダイオードＤ２を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
【０００８】
また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｉｑ１及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ４→Ｌｏで電流が流れて、負荷Ｒｏに電力が供給される。
【０００９】
しかし、図１６に示すＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、トランスＴ４の１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少して零になる。即ち、アクティブクランプ回路が無い場合は、トランスＴ４の磁束は、図１８に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用（実線で示す実際の特性）するため、トランスＴ４のコアの利用率が低くかった。
【００１０】
そこで、トランスＴ４を効率良く利用すべく、スナバコンデンサＣｓとスイッチＱ２とダイオードＤｑ２とを有したアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータが使用されている。図１９は従来のアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１９において、直流電源Ｅｉの両端にはトランスＴ４の１次巻線５ａとＦＥＴからなるスイッチＱ１との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１と共振用コンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。
【００１１】
トランスＴ４の１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００１２】
トランスＴ４の２次側回路は、図１６に示すトランスＴ４の２次側回路と同一構成である。制御回路１１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。
【００１３】
次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２０において、Ｖｑ１はスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１はスイッチＱ１のドレイン電流、Ｖｑ２はスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ２はスイッチＱ２のドレイン電流、Ｉｄ３はダイオードＤ３の電流、Ｉｄ４はダイオードＤ４の電流を示している。
【００１４】
まず、期間Ｔ１では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴ４の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、ダイオードＤ３はオフし、ダイオードＤ４はオンする。そして、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ４→Ｌｏと電流が流れて、負荷ＲｏにインダクタＬｏのエネルギーが供給される。
【００１５】
次に、期間Ｔ２から期間Ｔ４では、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わり、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わる。このため、トランスＴ４の１次２次巻線間の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）とコンデンサＣｑ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が正弦波状に低下しスイッチＱ２の電圧が上昇する。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロボルト近傍で（期間Ｔ４）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる。
【００１６】
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴ４の１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、ダイオードＤ３はオンし、ダイオードＤ４はオフする。そして、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【００１７】
次に、期間Ｔ６では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ２は、オフ状態からオン状態に変わる。この期間Ｔ６では、トランスＴ４の１次２次巻線間の漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が上昇する。このとき、スイッチＱ２がオンのため、トランスＴ４に蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ２の電圧は低下する。
【００１８】
次に、期間Ｔ７では、スイッチＱ１の電圧が上昇しながら、ダイオードＤ４の電流が流れ始める。期間８では、スイッチＱ１の電圧が上昇して、スイッチＱ２の電圧が零電圧になり、ゼロ電圧スイッチ（ＺＶＳ）になる。
【００１９】
また、アクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータでは、図２０に示すように、スイッチＱ２がオン期間中Ｔ１に、スイッチＱ２には負方向（−）の電流と正方向（＋）の電流とが流れる。このため、トランスＴ４のＢ−Ｈカーブが図２１に示すように、第１象限と第３像限との間を往復するように描くため、第１象限と第３像限との両方を使用できる。このため、磁束の使用範囲がΔＢ２まで拡大されて、トランスＴ４を効率良く利用できる。
【００２０】
また、スイッチＱ１がオフするときはトランスＴ４に蓄えられたエネルギーにより、スイッチＱ２の電圧を零電圧まで容易に下げることができ、ゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００２１】
【非特許文献１】
原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２
【００２２】
【非特許文献２】
清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、スイッチＱ２がオフすると、スイッチＱ１の電圧が下がってくる途中で、ダイオードＤ４がオンしているときダイオードＤ３がオンしてしまう（図２０の期間Ｔ３〜期間Ｔ４）。
【００２４】
このため、トランスＴ４の２次巻線５ｂが短絡状態になってしまい、トランスＴ４のインピーダンスが極端に下がってしまうので、共振による振動を続けられず、減衰してスイッチＱ１が零電圧に達しなかった。このため、スイッチＱ１は、ソフトスイッチングを行うことができなかった。この対策として、トランスＴ４の励磁電流を増やしたり、１次２次間の漏洩インダクタンスを増やすことによって、スイッチＱ１の電圧を下げることができる。しかし、励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすと、ロスが多くなり、効率を上げることができなかった。
【００２５】
本発明は、トランスの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなくゼロ電圧スイッチを可能とし、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、第１整流素子と前記トランスの２次巻線と３次巻線とリアクトルとが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子とを有する整流回路と、前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記トランスの３次巻線のエネルギーを前記１次巻線に戻して前記トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２７】
請求項２の発明は、第１トランスと第２トランスとからなるトランスと、直流電源の両端に接続され、前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線との直列回路の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線と前記第１トランスの３次巻線とが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子と前記第２トランスの２次巻線との直列回路を有する整流回路と、前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記第１トランスの３次巻線のエネルギーを前記第１トランスの１次巻線に戻して前記第１トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２８】
請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、一方の第１スイッチとトランスの１次巻線と他方の第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、第１整流素子と前記トランスの２次巻線と３次巻線とリアクトルとが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子とを有する整流回路と、前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、前記一対の第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記トランスの３次巻線のエネルギーを前記１次巻線に戻して前記トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２９】
請求項４の発明は、第１トランスと第２トランスとからなるトランスと、直流電源の両端に接続され、一方の第１スイッチと前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線と他方の第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線との直列回路の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線と前記第１トランスの３次巻線とが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子と前記第２トランスの２次巻線との直列回路を有する整流回路と、前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、前記一対の第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記第１トランスの３次巻線のエネルギーを前記第１トランスの１次巻線に戻して前記第１トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００３０】
請求項５の発明では、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トランスの漏洩インダクタンスとの共振により略ゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００３１】
請求項６の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００３２】
請求項７の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００３３】
請求項８の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００３５】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１スイッチをオフした時にトランスの１次巻線に蓄えられた励磁エネルギーをスナバコンデンサに蓄え、第２スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分をトランスの３次巻線から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、第２スイッチのオン期間の終了間際でトランスを飽和させ、電流を増大させることにより、第２スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、共振電圧を零電圧まで下げて、第１スイッチをゼロ電圧スイッチ動作させることを特徴とする。
【００３６】
図１は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１において、直流電源Ｅｉの両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１と共振用コンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。ダイオードＤｑ１及び共振用コンデンサＣｑ１はスイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
【００３７】
トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの正極に接続されていてもよい。
【００３８】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。ダイオードＤｑ２はスイッチＱ２の寄生ダイオードであってもよい。また、スイッチＱ２の両端には、コンデンサが並列に接続されていてもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００３９】
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの１次巻線５ａに対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）及び３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とが巻回されている。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは直列に接続され、３次巻線５ｃの一端はリアクトルＬｏを介してコンデンサＣｏ（本発明の平滑回路に相当）の一端に接続されている。３次巻線５ｃの他端と２次巻線５ｂの一端との接続点にはダイオードＤ４のカソードが接続され、２次巻線５ｂの他端にはダイオードＤ３のカソードが接続されている。ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のアノードとはコンデンサＣｏの他端に接続されている。コンデンサＣｏには並列に負荷Ｒｏが接続されている。コンデンサＣｏはリアクトルＬｏの電圧を平滑して直流出力を負荷Ｒｏに出力する。
【００４０】
なお、ダイオードＤ３は、２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｃの他端とダイオードＤ４のカソードとの間に接続してもよい。また、３次巻線５ｃは、リアクトルＬｏの他端とコンデンサＣｏの一端との間に接続してもよく、あるいは、コンデンサＣｏの他端とダイオードＤ３のアノードとの間に接続してもよい。
【００４１】
トランスＴの３次巻線５ｃは、スイッチＱ２がオンした時に該３次巻線５ｃのエネルギーを、トランスＴの１次巻線５ａに戻して該１次巻線５ａを介してスナバコンデンサＣｓに供給する。
【００４２】
また、トランスＴは、図５に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。このトランスＴでは、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００４３】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４４】
また、制御回路１０は、スイッチＱ２をオンさせてその期間中にトランスＴの３次巻線５ｃのエネルギーを１次巻線５ａに戻してトランスＴを飽和させてスイッチＱ２の電流Ｉｑ２が増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせる。
【００４５】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２乃至図６を参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。図３は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。図４は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。図５は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図６は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスの電流のタイミングチャートである。
【００４６】
なお、図２乃至図４では、Ｖｑ１はスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１はスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートへの制御信号、Ｖｑ２はスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ２はスイッチＱ２のドレイン電流、Ｑ２ｇはスイッチＱ２のゲートへの制御信号、ＩＬｏはリアクトルＬｏに流れる電流、Ｉｄ３はダイオードＤ３の電流、Ｉｄ４はダイオードＤ４の電流、Ｉｎ１はトランスＴの１次巻線５ａに流れる電流を示している。
【００４７】
また、図６では、トランスＴの１次巻線５ａに流れる電流Ｉｎ１は、期間Ｔ１で電流値ｅ（ゼロ）〜電流値ｆ（負値）、期間Ｔ２〜期間Ｔ３で電流値ｆ（負値）〜電流値ａ（負値）、期間Ｔ４〜期間Ｔ５で電流値ａ（負値）〜電流値ｂ（負値）、期間Ｔ６〜期間Ｔ８で電流値ｂ（負値）〜電流値ｄ（正値）、期間Ｔ９〜期間Ｔ１０で電流値ｄ（正値）〜電流値ｅ（ゼロ）へと変化していく。また、図５に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。なお、図５に示すＢａ〜Ｂｇと図６に示すａ〜ｇとは対応している。
【００４８】
まず、スイッチＱ１がオンするときの動作を図３、図６に示すタイミングチャートを用いて説明する。
【００４９】
期間Ｔ１では、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンである。このとき、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ４→５ｃ→Ｌｏと電流が流れる。
【００５０】
スイッチＱ１をオンするときには、その前（期間Ｔ１）からスイッチＱ２とダイオードＤ４がオンしているが、期間Ｔ２において、トランスＴが飽和する。即ち、スイッチＱ２がオンしているので、トランスＴの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡になる。また、トランスＴの３次巻線５ｃに電流が流れるので、３次巻線５ｃのエネルギーはトランスＴの１次巻線５ａに戻される。このため、トランスＴの１次巻線５ａのエネルギーの放出と同時に、トランスＴの３次巻線５ｃからのエネルギーがスナバコンデンサＣｓに供給され、スナバコンデンサＣｓが充電されていく。このとき、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２が直線的に増加する。そして、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーがトランスＴに帰還されてトランスＴがリセットされる。
【００５１】
なお、図６において、期間Ｔ１における面積Ｓは期間Ｔ９〜期間Ｔ１０における面積Ｓと等しい。この面積ＳはスナバコンデンサＣｓに蓄えられたトランスＴの１次巻線５ａのエネルギーに相当する。期間Ｔ２〜期間Ｔ３における面積は、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたトランスＴの３次巻線５ｃのエネルギーに相当する。
【００５２】
即ち、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーは、トランスＴの１次巻線５ａのエネルギーと３次巻線５ｃのエネルギーとを合わせたものであるため、電流Ｉｎ１は、リセット時に３次巻線５ｃから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂａ）又は（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流Ｉｎ１が増大し、期間Ｔ３で最大となる。電流Ｉｎ１は、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、トランスＴの飽和時の電流である。
【００５３】
また、この期間Ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２も最大となる。この電流が増大した期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると（スイッチＱ１のターンオン時）、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とで共振を起こす。この共振により、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。なお、この期間Ｔ３では、スナバコンデンサＣｓが充電されてスイッチＱ２の電圧Ｖｑ２が上昇する。
【００５４】
次に、期間Ｔ４でスイッチＱ１が零電圧になり、その後、期間Ｔ５において、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ５で、スイッチＱ１のゲートにゲート信号を入力する。即ち、ゼロ電圧スイッチでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。そして、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が減少して、零になったところで期間Ｔ６に移る。また、期間Ｔ５では、ダイオードＤ３の電流Ｉｄ３が増加していく。
【００５５】
次に、期間Ｔ６〜期間Ｔ７では、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフ、ダイオードＤ３がオン、ダイオードＤ４がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、５ｂ→５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【００５６】
次に、スイッチＱ１がオフするときの動作を図４、図６に示すタイミングチャートを用いて説明する。
【００５７】
まず、期間Ｔ８〜期間Ｔ９において、スイッチＱ１をオフすると、トランスＴの漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１によって共振を起こし、スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１は上昇していき、スイッチＱ２の電圧Ｖｑ２は下降していく。
【００５８】
そして、期間Ｔ１０において、スイッチＱ２の電圧Ｖｑ２が零になると（共振用コンデンサＣｑ１の電圧とスナバコンデンサＣｓの電圧が同じになると）、ダイオードＤｑ２がオンしてダイオードＤｑ２に電流が流れ、トランスＴの１次巻線５ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤｑ２を介してスナバコンデンサＣｓに蓄えられる。次に、ダイオードＤｑ２のオン期間に、スイッチＱ２のゲート信号を入力してスイッチＱ２がオンする。これにより、スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチできる。さらに、ダイオードＤ３の電流Ｉｄ３が減少し、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が増加していく。
【００５９】
このように第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチＱ１をオンしたときに、トランスＴの鉄心（コア）の飽和を利用して簡単にゼロ電圧スイッチを達成できる。即ち、スイッチＱ２をオンすることにより、トランスＴのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分をトランスＴの３次巻線５ｃから補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、スイッチＱ２のオン期間の終了間際でトランスＴを飽和させ、電流を増大させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。従って、トランスＴの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなくスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチでき、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００６０】
また、第１の実施の形態では、図１９に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータに比較して、スイッチＱ２に流れる電流を小さくできるため、スイッチＱ２に流れる実効電流を大幅に少なくでき、トランスＴとスイッチＱ１，Ｑ２の銅損を減らすことができ、コンバータの高効率を図ることができる。
【００６１】
（第２の実施の形態）
次に第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図７は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図７において、直流電源Ｅｉの両端には第１トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と第２トランスＴ２の１次巻線６ａ（巻数ｎ４）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１と共振用コンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。ダイオードＤｑ１及び共振用コンデンサＣｑ１はスイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
【００６２】
第２トランスＴ２の１次巻線６ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの正極に接続されていてもよい。
【００６３】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。ダイオードＤｑ２はスイッチＱ２の寄生ダイオードであってもよい。また、スイッチＱ２の両端には、コンデンサが並列に接続されていてもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００６４】
第１トランスＴ１のコアには、１次巻線５ａとこの１次巻線５ａに対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）及び３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とが巻回されている。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは直列に接続され、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ３のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣｏの一端及びダイオードＤ４のカソードに接続されている。２次巻線５ｂの他端と３次巻線５ｃの一端との接続点は第２トランスＴ２の２次巻線６ｂ（巻数ｎ５）の一端に接続され、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂの他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。３次巻線５ｃの他端はコンデンサＣｏの他端に接続されている。コンデンサＣｏには並列に負荷Ｒｏが接続されている。
【００６５】
なお、ダイオードＤ３は、第１トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端側に直列に接続してもよい。また、ダイオードＤ４は、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂの一端側に直列に接続してもよい。
【００６６】
第１トランスＴ１の３次巻線５ｃは、スイッチＱ２がオンした時に該３次巻線５ｃのエネルギーを、第１トランスＴ１の１次巻線５ａに戻して該１次巻線５ａを介してスナバコンデンサＣｓに供給する。
【００６７】
制御回路１０は、スイッチＱ２をオンさせてその期間中に第１トランスＴ１の３次巻線５ｃのエネルギーを１次巻線５ａに戻して第１トランスＴ１を飽和させてスイッチＱ２の電流Ｉｑ２が増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせる。
【００６８】
次にこのように構成された第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図８乃至図１０を参照しながら説明する。図８は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。図９は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。図１０は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【００６９】
なお、図８乃至図１０では、Ｖｑ１はスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１はスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートへの制御信号、Ｖｑ２はスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ２はスイッチＱ２のドレイン電流、Ｑ２ｇはスイッチＱ２のゲートへの制御信号、Ｉｄ３はダイオードＤ３の電流、Ｉｄ４はダイオードＤ４の電流、Ｉｎ１はトランスＴの１次巻線５ａに流れる電流を示している。
【００７０】
まず、期間Ｔ６において、スイッチＱ１をオンすると、Ｅｉ→５ａ→６ａ→Ｑ１→Ｅｉと電流が流れる。このため、第１トランスＴ１の２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに電圧が誘起されて、５ｃ→５ｂ→Ｄ３→Ｃｏ→５ｃと電流が流れる。このため、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。また、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂに発生した電圧によりダイオードＤ４は逆バイアスとなるので、ダイオードＤ４には電流は流れず、第２トランスＴ２には励磁エネルギーが蓄えられる。
【００７１】
次に、期間Ｔ７〜期間Ｔ８において、スイッチＱ１をオフすると、第１トランスＴ１の漏洩インダクタンスと第２トランスＴ２の漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１によって共振を起こし、スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１は上昇していき、スイッチＱ２の電圧Ｖｑ２は下降していく。
【００７２】
そして、期間Ｔ９において、スイッチＱ２の電圧Ｖｑ２が零になると、ダイオードＤｑ２がオンしてダイオードＤｑ２に電流が流れ、第１トランスＴの１次巻線５ａ及び第２トランスＴ２の１次巻線６ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤｑ２を介してスナバコンデンサＣｓに蓄えられる。次に、ダイオードＤｑ２のオン期間に、スイッチＱ２のゲート信号を入力してスイッチＱ２がオンする。これにより、スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチできる。さらに、ダイオードＤｑ３の電流Ｉｄ３が減少し、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が増加していく。
【００７３】
次に、期間Ｔ１において、スイッチＱ２をオンすると、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂに発生した電圧により、６ｂ→Ｄ４→Ｃｏ→５ｃ→６ｂと電流が流れる。また、第１トランスＴ１の２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに発生した電圧により、ダイオードＤ３はオフとなる。
【００７４】
スイッチＱ２がオンしているときに第２トランスＴ２に蓄えられたエネルギーが放出される時、第１トランスＴ１の３次巻線５ｃを通って負荷Ｒｏに電流が流れるので、第１トランスＴ１の１次巻線５ａに電流が流れて、スイッチＱ２を通ってスナバコンデンサＣｓを充電する。
【００７５】
即ち、第１トランスＴ１の３次巻線５ｃに電流が流れるので、３次巻線５ｃのエネルギーは第１トランスＴ１の１次巻線５ａに戻される。このため、第１トランスＴ１の１次巻線５ａのエネルギーの放出と同時に、第１トランスＴ１の３次巻線５ｃからのエネルギーがスナバコンデンサＣｓに供給され、スナバコンデンサＣｓが充電されていく。このとき、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２が直線的に増加する。そして、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーが第１トランスＴ１に帰還されて第１トランスＴ１がリセットされる。
【００７６】
即ち、電流Ｉｎ１は、リセット時に３次巻線５ｃから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂａ）又は（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流Ｉｎ１が増大し、期間Ｔ３で最大となる。電流Ｉｎ１は、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、トランスＴの飽和時の電流である。
【００７７】
また、この期間Ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２も最大となる。この電流が増大した期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると（スイッチＱ１のターンオン時）、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とで共振を起こす。この共振により、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。なお、この期間Ｔ３では、スナバコンデンサＣｓが充電されてスイッチＱ２の電圧Ｖｑ２が上昇する。
【００７８】
スイッチＱ１が零電圧になり、その後、期間Ｔ４において、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ４で、スイッチＱ１のゲートにゲート信号を入力する。即ち、ゼロ電圧スイッチでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。そして、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が減少して、零になったところで期間Ｔ６に移る。また、期間Ｔ５では、ダイオードＤ３の電流Ｉｄ３が増加していく。
【００７９】
このように、第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、リアクトルＬｏの代わりに、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂを用いることにより、第１の実施の形態に係るＤＣ-ＤＣコンバータの効果と同様な効果を得ることができる。
【００８０】
（第３の実施の形態）
次に第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図１１は第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１１において、直流電源Ｅｉの両端にはスイッチＱ１ａとトランスＴの１次巻線５ａとスイッチＱ１ｂとが直列に接続され、スイッチＱ１ａにはダイオードＤｑ１ａと共振用コンデンサＣｑ１ａが並列に接続され、スイッチＱ１ｂにはダイオードＤｑ１ｂと共振用コンデンサＣｑ１ｂが並列に接続されている。１次巻線５ａの両端にはスイッチＱ２とスナバコンデンサＣｓとが直列に接続され、スイッチＱ２にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。トランスＴの２次側回路は、図１に示すトランスＴの２次側回路と同一構成であるので、その説明は省略する。
【００８１】
制御回路１０ｂは、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオンさせたときにスイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオフさせたときにスイッチＱ２をオンさせる。
【００８２】
次に、このように構成された第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。なお、この場合、図２乃至図６を引用する。
【００８３】
まず、期間Ｔ１において、スイッチＱ２がオンであり、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオフである。このとき、Ｃｓ→５ａ→Ｑ２→Ｃｓの閉ループで電流が流れる。また、トランスＴの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡になり、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２が直線的に増加する。このとき、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーは、トランスＴの１次巻線５ａのエネルギーと３次巻線５ｃのエネルギーとを合わせたものであるため、電流Ｉｎ１は、リセット時に３次巻線５ｃから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂａ）又は（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流Ｉｎ１が増大し、期間Ｔ３で最大となる。電流Ｉｎ１は、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、トランスＴの飽和時の電流である。
【００８４】
この電流が増大した期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１ａと共振用コンデンサＣｑ１ｂ（Ｃｑ１ａとＣｑ１ｂとのシリーズ）とで共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。
【００８５】
次に、期間Ｔ４でスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとが零電圧になった後、期間Ｔ５において、ダイオードＤｑ１ａ，Ｄｑ１ｂに電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ５で、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとのゲート信号を入力する。即ち、ゼロ電圧スイッチでスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂをオンしたことになるので、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂのスイッチングロスを低減できる。そして、ダイオードＤ４の電流が減少して、零になったところで期間Ｔ６に移る。
【００８６】
次に、期間Ｔ６〜期間Ｔ７では、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオン、スイッチＱ２がオフである。このとき、Ｅｉ→Ｑ１ａ→５ａ→Ｑ１ｂ→Ｅｉと電流が流れる。このため、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、５ｂ→５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【００８７】
次に、期間Ｔ８〜期間Ｔ１０では、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオフ、スイッチＱ２がオンである。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ４→５ｃ→Ｌｏと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【００８８】
従って、第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。また、トランスＴの１次巻線５ａにスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを直列に接続しているので、スイッチＱ１ａ、スイッチＱ１ｂ、及びスイッチＱ２の各スイッチの耐圧が半分で済む。
【００８９】
（第４の実施の形態）
次に第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図１２は第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１２に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、概略的には図７に示す第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを採用し、図７に示すスイッチＱ１，Ｑ２を含むアクティブクランプ回路に代えて、図１１に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２を含むアクティブクランプ回路を採用した点が異なる。
【００９０】
図１２において、直流電源Ｅｉの両端には、スイッチＱ１ａと第１トランスＴ１の１次巻線５ａと第２トランスＴ２の１次巻線６ａとスイッチＱ１ｂとが直列に接続されている。スイッチＱ１ａにはダイオードＤｑ１ａと共振用コンデンサＣｑ１ａが並列に接続され、スイッチＱ１ｂにはダイオードＤｑ１ｂと共振用コンデンサＣｑ１ｂが並列に接続されている。
【００９１】
第１トランスＴ１の１次巻線５ａと第２トランスＴ２の１次巻線６ａとの直列回路の両端には、スイッチＱ２とスナバコンデンサＣｓとが直列に接続され、スイッチＱ２にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。
【００９２】
制御回路１０ｂは、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオンさせたときにスイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオフさせたときにスイッチＱ２をオンさせる。また、制御回路１０ｂは、スイッチＱ２をオンさせてその期間中に第１トランスＴ１の３次巻線５ｃのエネルギーを１次巻線５ａに戻して第１トランスＴ１を飽和させてスイッチＱ２の電流Ｉｑ２が増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせる。
【００９３】
なお、図１２に示す第１トランスＴ１、第２トランスＴ２、第１トランスＴ１及び第２トランスＴ２を含む整流回路、及び平滑回路は、図７に示すそれらと同一構成であるので、ここではその説明は省略する。
【００９４】
このように構成された第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、概略的には図７に示す第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを採用し、また、図１１に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２を含むアクティブクランプ回路を採用したので、第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果とが得られる。
【００９５】
（第５の実施の形態）
次に第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。第１乃至第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【００９６】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【００９７】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【００９８】
そこで、第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【００９９】
図１３は第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１に示す直流電源Ｅｉに対応する。
【０１００】
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴ３の１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎ（主スイッチ）が接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ２（補助スイッチ）は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
【０１０１】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０１０２】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ２の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ１に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０１０３】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
【０１０４】
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ１の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０１０５】
また、トランスＴ３に設けられた補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ３の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ５のカソードに接続され、ダイオードＤ５のアノードはコンデンサＣ３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ５とコンデンサＣ３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ５及びコンデンサＣ３を介して制御回路１１に供給する。
【０１０６】
次にこのように構成された第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１３乃至図１５を参照しながら説明する。
【０１０７】
なお、図１５において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ１電圧は、入力平滑コンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ２電圧は、コンデンサＣ２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣｏの電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０１０８】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＱ２及びスイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ１を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１４中の▲１▼）。
【０１０９】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に蓄えられる（図１４中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ２の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ２の電圧は、図１５に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０１１０】
そして、コンデンサＣ２の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１５の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１４中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【０１１１】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ１は、充電されて（図１４中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ１の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ１の充電が完了する。
【０１１２】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１４中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴ３の１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１４中の▲６▼）、トランスＴ３の１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、５ｂ→５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【０１１３】
また、トランスＴ３の１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ３を介して制御回路１１に供給される（図１４中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０１１４】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフして、トランスＴ３の漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１４中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０１１５】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ１・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図１に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１，Ｑ２の動作、即ち、図２、図３、図４に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０１１６】
このように第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ１が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な電力変換装置を提供することができる。
【０１１７】
なお、本発明は前述した第１乃至第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。第５の実施の形態では、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにノーマリオン回路を適用したが、例えば、第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにノーマリオン回路を適用しても良く、あるいは、第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにノーマリオン回路を適用しても良く、あるいは、第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにノーマリオン回路を適用しても良い。
【０１１８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第２スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分をトランスの３次巻線から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、第２スイッチのオン期間の終了間際でトランスを飽和させ、電流を増大させてから第２スイッチをオフさせるので、逆起電力が大きく、第１スイッチの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。従って、トランスの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなく第１スイッチをゼロ電圧スイッチでき、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図４】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図６】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスの電流のタイミングチャートである。
【図７】第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図８】第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図９】第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１０】第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１１】第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１２】第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１３】第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１４】第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図１５】第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図１６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図１８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図１９】従来のアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図２０】従来のアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図２１】従来のアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【符号の説明】
Ｅｉ 直流電源
１０，１０ｂ，１１，１００，１１０ 制御回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１ｎ，Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｓ１ スイッチ
Ｃｓ スナバコンデンサ
Ｃｑ１，Ｃｑ１ａ，Ｃｑ１ｂ 共振用コンデンサ
Ｄｑ１，Ｄｑ２，Ｄｑ１ａ，Ｄｑ１ｂ，Ｄ２〜Ｄ５ ダイオード
Ｔ，Ｔ１〜Ｔ４ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ 補助巻線（ｎ４）
６ａ １次巻線（ｎ４）
６ｂ ２次巻線（ｎ５）
Ｃｏ，Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｌｏ リアクトル
Ｒｏ 負荷
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、小型、低ノイズのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６に従来のこの種のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図１６において、直流電源ＥｉにトランスＴ４の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ２とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【０００３】
トランスＴ４の１次巻線５ａとトランスＴ４の２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回され、トランスＴ４の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ３，Ｄ４とリアクトルＬｏとコンデンサＣｏとからなる整流平滑回路が接続されている。整流平滑回路は、トランスＴ４の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷Ｒｏに出力する。制御回路１００は、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御する。
【０００４】
次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１７では、Ｖｑ１は主スイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１は主スイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ１制御信号は主スイッチＱ１をオン／オフ制御する信号を示している。
【０００５】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源ＥｉからトランスＴ４の１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｉｑ１が流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｉｑ１と同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００６】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れる。
【０００７】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号によりオン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ４の１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇの励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されず、ダイオードＤ２を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
【０００８】
また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｉｑ１及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ４→Ｌｏで電流が流れて、負荷Ｒｏに電力が供給される。
【０００９】
しかし、図１６に示すＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、トランスＴ４の１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少して零になる。即ち、アクティブクランプ回路が無い場合は、トランスＴ４の磁束は、図１８に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用（実線で示す実際の特性）するため、トランスＴ４のコアの利用率が低くかった。
【００１０】
そこで、トランスＴ４を効率良く利用すべく、スナバコンデンサＣｓとスイッチＱ２とダイオードＤｑ２とを有したアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータが使用されている。図１９は従来のアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１９において、直流電源Ｅｉの両端にはトランスＴ４の１次巻線５ａとＦＥＴからなるスイッチＱ１との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１と共振用コンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。
【００１１】
トランスＴ４の１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００１２】
トランスＴ４の２次側回路は、図１６に示すトランスＴ４の２次側回路と同一構成である。制御回路１１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。
【００１３】
次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２０において、Ｖｑ１はスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１はスイッチＱ１のドレイン電流、Ｖｑ２はスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ２はスイッチＱ２のドレイン電流、Ｉｄ３はダイオードＤ３の電流、Ｉｄ４はダイオードＤ４の電流を示している。
【００１４】
まず、期間Ｔ１では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴ４の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、ダイオードＤ３はオフし、ダイオードＤ４はオンする。そして、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ４→Ｌｏと電流が流れて、負荷ＲｏにインダクタＬｏのエネルギーが供給される。
【００１５】
次に、期間Ｔ２から期間Ｔ４では、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わり、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わる。このため、トランスＴ４の１次２次巻線間の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）とコンデンサＣｑ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が正弦波状に低下しスイッチＱ２の電圧が上昇する。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロボルト近傍で（期間Ｔ４）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる。
【００１６】
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴ４の１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、ダイオードＤ３はオンし、ダイオードＤ４はオフする。そして、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【００１７】
次に、期間Ｔ６では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ２は、オフ状態からオン状態に変わる。この期間Ｔ６では、トランスＴ４の１次２次巻線間の漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が上昇する。このとき、スイッチＱ２がオンのため、トランスＴ４に蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ２の電圧は低下する。
【００１８】
次に、期間Ｔ７では、スイッチＱ１の電圧が上昇しながら、ダイオードＤ４の電流が流れ始める。期間８では、スイッチＱ１の電圧が上昇して、スイッチＱ２の電圧が零電圧になり、ゼロ電圧スイッチ（ＺＶＳ）になる。
【００１９】
また、アクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータでは、図２０に示すように、スイッチＱ２がオン期間中Ｔ１に、スイッチＱ２には負方向（−）の電流と正方向（＋）の電流とが流れる。このため、トランスＴ４のＢ−Ｈカーブが図２１に示すように、第１象限と第３像限との間を往復するように描くため、第１象限と第３像限との両方を使用できる。このため、磁束の使用範囲がΔＢ２まで拡大されて、トランスＴ４を効率良く利用できる。
【００２０】
また、スイッチＱ１がオフするときはトランスＴ４に蓄えられたエネルギーにより、スイッチＱ２の電圧を零電圧まで容易に下げることができ、ゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００２１】
【非特許文献１】
原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２
【００２２】
【非特許文献２】
清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、スイッチＱ２がオフすると、スイッチＱ１の電圧が下がってくる途中で、ダイオードＤ４がオンしているときダイオードＤ３がオンしてしまう（図２０の期間Ｔ３〜期間Ｔ４）。
【００２４】
このため、トランスＴ４の２次巻線５ｂが短絡状態になってしまい、トランスＴ４のインピーダンスが極端に下がってしまうので、共振による振動を続けられず、減衰してスイッチＱ１が零電圧に達しなかった。このため、スイッチＱ１は、ソフトスイッチングを行うことができなかった。この対策として、トランスＴ４の励磁電流を増やしたり、１次２次間の漏洩インダクタンスを増やすことによって、スイッチＱ１の電圧を下げることができる。しかし、励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすと、ロスが多くなり、効率を上げることができなかった。
【００２５】
本発明は、トランスの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなくゼロ電圧スイッチを可能とし、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、第１整流素子と前記トランスの２次巻線と３次巻線とリアクトルとが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子とを有する整流回路と、前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記トランスの３次巻線のエネルギーを前記１次巻線に戻して前記トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２７】
請求項２の発明は、第１トランスと第２トランスとからなるトランスと、直流電源の両端に接続され、前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線との直列回路の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線と前記第１トランスの３次巻線とが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子と前記第２トランスの２次巻線との直列回路を有する整流回路と、前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記第１トランスの３次巻線のエネルギーを前記第１トランスの１次巻線に戻して前記第１トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２８】
請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、一方の第１スイッチとトランスの１次巻線と他方の第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、第１整流素子と前記トランスの２次巻線と３次巻線とリアクトルとが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子とを有する整流回路と、前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、前記一対の第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記トランスの３次巻線のエネルギーを前記１次巻線に戻して前記トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２９】
請求項４の発明は、第１トランスと第２トランスとからなるトランスと、直流電源の両端に接続され、一方の第１スイッチと前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線と他方の第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線との直列回路の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線と前記第１トランスの３次巻線とが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子と前記第２トランスの２次巻線との直列回路を有する整流回路と、前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、前記一対の第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記第１トランスの３次巻線のエネルギーを前記第１トランスの１次巻線に戻して前記第１トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００３０】
請求項５の発明では、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トランスの漏洩インダクタンスとの共振により略ゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００３１】
請求項６の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００３２】
請求項７の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００３３】
請求項８の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００３５】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１スイッチをオフした時にトランスの１次巻線に蓄えられた励磁エネルギーをスナバコンデンサに蓄え、第２スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分をトランスの３次巻線から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、第２スイッチのオン期間の終了間際でトランスを飽和させ、電流を増大させることにより、第２スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、共振電圧を零電圧まで下げて、第１スイッチをゼロ電圧スイッチ動作させることを特徴とする。
【００３６】
図１は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１において、直流電源Ｅｉの両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１と共振用コンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。ダイオードＤｑ１及び共振用コンデンサＣｑ１はスイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
【００３７】
トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの正極に接続されていてもよい。
【００３８】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。ダイオードＤｑ２はスイッチＱ２の寄生ダイオードであってもよい。また、スイッチＱ２の両端には、コンデンサが並列に接続されていてもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００３９】
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの１次巻線５ａに対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）及び３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とが巻回されている。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは直列に接続され、３次巻線５ｃの一端はリアクトルＬｏを介してコンデンサＣｏ（本発明の平滑回路に相当）の一端に接続されている。３次巻線５ｃの他端と２次巻線５ｂの一端との接続点にはダイオードＤ４のカソードが接続され、２次巻線５ｂの他端にはダイオードＤ３のカソードが接続されている。ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のアノードとはコンデンサＣｏの他端に接続されている。コンデンサＣｏには並列に負荷Ｒｏが接続されている。コンデンサＣｏはリアクトルＬｏの電圧を平滑して直流出力を負荷Ｒｏに出力する。
【００４０】
なお、ダイオードＤ３は、２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｃの他端とダイオードＤ４のカソードとの間に接続してもよい。また、３次巻線５ｃは、リアクトルＬｏの他端とコンデンサＣｏの一端との間に接続してもよく、あるいは、コンデンサＣｏの他端とダイオードＤ３のアノードとの間に接続してもよい。
【００４１】
トランスＴの３次巻線５ｃは、スイッチＱ２がオンした時に該３次巻線５ｃのエネルギーを、トランスＴの１次巻線５ａに戻して該１次巻線５ａを介してスナバコンデンサＣｓに供給する。
【００４２】
また、トランスＴは、図５に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。このトランスＴでは、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００４３】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４４】
また、制御回路１０は、スイッチＱ２をオンさせてその期間中にトランスＴの３次巻線５ｃのエネルギーを１次巻線５ａに戻してトランスＴを飽和させてスイッチＱ２の電流Ｉｑ２が増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせる。
【００４５】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２乃至図６を参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。図３は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。図４は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。図５は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図６は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスの電流のタイミングチャートである。
【００４６】
なお、図２乃至図４では、Ｖｑ１はスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１はスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートへの制御信号、Ｖｑ２はスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ２はスイッチＱ２のドレイン電流、Ｑ２ｇはスイッチＱ２のゲートへの制御信号、ＩＬｏはリアクトルＬｏに流れる電流、Ｉｄ３はダイオードＤ３の電流、Ｉｄ４はダイオードＤ４の電流、Ｉｎ１はトランスＴの１次巻線５ａに流れる電流を示している。
【００４７】
また、図６では、トランスＴの１次巻線５ａに流れる電流Ｉｎ１は、期間Ｔ１で電流値ｅ（ゼロ）〜電流値ｆ（負値）、期間Ｔ２〜期間Ｔ３で電流値ｆ（負値）〜電流値ａ（負値）、期間Ｔ４〜期間Ｔ５で電流値ａ（負値）〜電流値ｂ（負値）、期間Ｔ６〜期間Ｔ８で電流値ｂ（負値）〜電流値ｄ（正値）、期間Ｔ９〜期間Ｔ１０で電流値ｄ（正値）〜電流値ｅ（ゼロ）へと変化していく。また、図５に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。なお、図５に示すＢａ〜Ｂｇと図６に示すａ〜ｇとは対応している。
【００４８】
まず、スイッチＱ１がオンするときの動作を図３、図６に示すタイミングチャートを用いて説明する。
【００４９】
期間Ｔ１では、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンである。このとき、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ４→５ｃ→Ｌｏと電流が流れる。
【００５０】
スイッチＱ１をオンするときには、その前（期間Ｔ１）からスイッチＱ２とダイオードＤ４がオンしているが、期間Ｔ２において、トランスＴが飽和する。即ち、スイッチＱ２がオンしているので、トランスＴの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡になる。また、トランスＴの３次巻線５ｃに電流が流れるので、３次巻線５ｃのエネルギーはトランスＴの１次巻線５ａに戻される。このため、トランスＴの１次巻線５ａのエネルギーの放出と同時に、トランスＴの３次巻線５ｃからのエネルギーがスナバコンデンサＣｓに供給され、スナバコンデンサＣｓが充電されていく。このとき、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２が直線的に増加する。そして、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーがトランスＴに帰還されてトランスＴがリセットされる。
【００５１】
なお、図６において、期間Ｔ１における面積Ｓは期間Ｔ９〜期間Ｔ１０における面積Ｓと等しい。この面積ＳはスナバコンデンサＣｓに蓄えられたトランスＴの１次巻線５ａのエネルギーに相当する。期間Ｔ２〜期間Ｔ３における面積は、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたトランスＴの３次巻線５ｃのエネルギーに相当する。
【００５２】
即ち、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーは、トランスＴの１次巻線５ａのエネルギーと３次巻線５ｃのエネルギーとを合わせたものであるため、電流Ｉｎ１は、リセット時に３次巻線５ｃから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂａ）又は（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流Ｉｎ１が増大し、期間Ｔ３で最大となる。電流Ｉｎ１は、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、トランスＴの飽和時の電流である。
【００５３】
また、この期間Ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２も最大となる。この電流が増大した期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると（スイッチＱ１のターンオン時）、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とで共振を起こす。この共振により、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。なお、この期間Ｔ３では、スナバコンデンサＣｓが充電されてスイッチＱ２の電圧Ｖｑ２が上昇する。
【００５４】
次に、期間Ｔ４でスイッチＱ１が零電圧になり、その後、期間Ｔ５において、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ５で、スイッチＱ１のゲートにゲート信号を入力する。即ち、ゼロ電圧スイッチでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。そして、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が減少して、零になったところで期間Ｔ６に移る。また、期間Ｔ５では、ダイオードＤ３の電流Ｉｄ３が増加していく。
【００５５】
次に、期間Ｔ６〜期間Ｔ７では、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフ、ダイオードＤ３がオン、ダイオードＤ４がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、５ｂ→５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【００５６】
次に、スイッチＱ１がオフするときの動作を図４、図６に示すタイミングチャートを用いて説明する。
【００５７】
まず、期間Ｔ８〜期間Ｔ９において、スイッチＱ１をオフすると、トランスＴの漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１によって共振を起こし、スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１は上昇していき、スイッチＱ２の電圧Ｖｑ２は下降していく。
【００５８】
そして、期間Ｔ１０において、スイッチＱ２の電圧Ｖｑ２が零になると（共振用コンデンサＣｑ１の電圧とスナバコンデンサＣｓの電圧が同じになると）、ダイオードＤｑ２がオンしてダイオードＤｑ２に電流が流れ、トランスＴの１次巻線５ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤｑ２を介してスナバコンデンサＣｓに蓄えられる。次に、ダイオードＤｑ２のオン期間に、スイッチＱ２のゲート信号を入力してスイッチＱ２がオンする。これにより、スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチできる。さらに、ダイオードＤ３の電流Ｉｄ３が減少し、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が増加していく。
【００５９】
このように第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチＱ１をオンしたときに、トランスＴの鉄心（コア）の飽和を利用して簡単にゼロ電圧スイッチを達成できる。即ち、スイッチＱ２をオンすることにより、トランスＴのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分をトランスＴの３次巻線５ｃから補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、スイッチＱ２のオン期間の終了間際でトランスＴを飽和させ、電流を増大させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。従って、トランスＴの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなくスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチでき、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００６０】
また、第１の実施の形態では、図１９に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータに比較して、スイッチＱ２に流れる電流を小さくできるため、スイッチＱ２に流れる実効電流を大幅に少なくでき、トランスＴとスイッチＱ１，Ｑ２の銅損を減らすことができ、コンバータの高効率を図ることができる。
【００６１】
（第２の実施の形態）
次に第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図７は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図７において、直流電源Ｅｉの両端には第１トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と第２トランスＴ２の１次巻線６ａ（巻数ｎ４）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１と共振用コンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。ダイオードＤｑ１及び共振用コンデンサＣｑ１はスイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
【００６２】
第２トランスＴ２の１次巻線６ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの正極に接続されていてもよい。
【００６３】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。ダイオードＤｑ２はスイッチＱ２の寄生ダイオードであってもよい。また、スイッチＱ２の両端には、コンデンサが並列に接続されていてもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００６４】
第１トランスＴ１のコアには、１次巻線５ａとこの１次巻線５ａに対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）及び３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とが巻回されている。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは直列に接続され、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ３のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣｏの一端及びダイオードＤ４のカソードに接続されている。２次巻線５ｂの他端と３次巻線５ｃの一端との接続点は第２トランスＴ２の２次巻線６ｂ（巻数ｎ５）の一端に接続され、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂの他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。３次巻線５ｃの他端はコンデンサＣｏの他端に接続されている。コンデンサＣｏには並列に負荷Ｒｏが接続されている。
【００６５】
なお、ダイオードＤ３は、第１トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端側に直列に接続してもよい。また、ダイオードＤ４は、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂの一端側に直列に接続してもよい。
【００６６】
第１トランスＴ１の３次巻線５ｃは、スイッチＱ２がオンした時に該３次巻線５ｃのエネルギーを、第１トランスＴ１の１次巻線５ａに戻して該１次巻線５ａを介してスナバコンデンサＣｓに供給する。
【００６７】
制御回路１０は、スイッチＱ２をオンさせてその期間中に第１トランスＴ１の３次巻線５ｃのエネルギーを１次巻線５ａに戻して第１トランスＴ１を飽和させてスイッチＱ２の電流Ｉｑ２が増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせる。
【００６８】
次にこのように構成された第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図８乃至図１０を参照しながら説明する。図８は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。図９は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。図１０は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【００６９】
なお、図８乃至図１０では、Ｖｑ１はスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１はスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートへの制御信号、Ｖｑ２はスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ２はスイッチＱ２のドレイン電流、Ｑ２ｇはスイッチＱ２のゲートへの制御信号、Ｉｄ３はダイオードＤ３の電流、Ｉｄ４はダイオードＤ４の電流、Ｉｎ１はトランスＴの１次巻線５ａに流れる電流を示している。
【００７０】
まず、期間Ｔ６において、スイッチＱ１をオンすると、Ｅｉ→５ａ→６ａ→Ｑ１→Ｅｉと電流が流れる。このため、第１トランスＴ１の２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに電圧が誘起されて、５ｃ→５ｂ→Ｄ３→Ｃｏ→５ｃと電流が流れる。このため、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。また、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂに発生した電圧によりダイオードＤ４は逆バイアスとなるので、ダイオードＤ４には電流は流れず、第２トランスＴ２には励磁エネルギーが蓄えられる。
【００７１】
次に、期間Ｔ７〜期間Ｔ８において、スイッチＱ１をオフすると、第１トランスＴ１の漏洩インダクタンスと第２トランスＴ２の漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１によって共振を起こし、スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１は上昇していき、スイッチＱ２の電圧Ｖｑ２は下降していく。
【００７２】
そして、期間Ｔ９において、スイッチＱ２の電圧Ｖｑ２が零になると、ダイオードＤｑ２がオンしてダイオードＤｑ２に電流が流れ、第１トランスＴの１次巻線５ａ及び第２トランスＴ２の１次巻線６ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤｑ２を介してスナバコンデンサＣｓに蓄えられる。次に、ダイオードＤｑ２のオン期間に、スイッチＱ２のゲート信号を入力してスイッチＱ２がオンする。これにより、スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチできる。さらに、ダイオードＤｑ３の電流Ｉｄ３が減少し、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が増加していく。
【００７３】
次に、期間Ｔ１において、スイッチＱ２をオンすると、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂに発生した電圧により、６ｂ→Ｄ４→Ｃｏ→５ｃ→６ｂと電流が流れる。また、第１トランスＴ１の２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに発生した電圧により、ダイオードＤ３はオフとなる。
【００７４】
スイッチＱ２がオンしているときに第２トランスＴ２に蓄えられたエネルギーが放出される時、第１トランスＴ１の３次巻線５ｃを通って負荷Ｒｏに電流が流れるので、第１トランスＴ１の１次巻線５ａに電流が流れて、スイッチＱ２を通ってスナバコンデンサＣｓを充電する。
【００７５】
即ち、第１トランスＴ１の３次巻線５ｃに電流が流れるので、３次巻線５ｃのエネルギーは第１トランスＴ１の１次巻線５ａに戻される。このため、第１トランスＴ１の１次巻線５ａのエネルギーの放出と同時に、第１トランスＴ１の３次巻線５ｃからのエネルギーがスナバコンデンサＣｓに供給され、スナバコンデンサＣｓが充電されていく。このとき、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２が直線的に増加する。そして、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーが第１トランスＴ１に帰還されて第１トランスＴ１がリセットされる。
【００７６】
即ち、電流Ｉｎ１は、リセット時に３次巻線５ｃから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂａ）又は（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流Ｉｎ１が増大し、期間Ｔ３で最大となる。電流Ｉｎ１は、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、トランスＴの飽和時の電流である。
【００７７】
また、この期間Ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２も最大となる。この電流が増大した期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると（スイッチＱ１のターンオン時）、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とで共振を起こす。この共振により、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。なお、この期間Ｔ３では、スナバコンデンサＣｓが充電されてスイッチＱ２の電圧Ｖｑ２が上昇する。
【００７８】
スイッチＱ１が零電圧になり、その後、期間Ｔ４において、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ４で、スイッチＱ１のゲートにゲート信号を入力する。即ち、ゼロ電圧スイッチでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。そして、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が減少して、零になったところで期間Ｔ６に移る。また、期間Ｔ５では、ダイオードＤ３の電流Ｉｄ３が増加していく。
【００７９】
このように、第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、リアクトルＬｏの代わりに、第２トランスＴ２の２次巻線６ｂを用いることにより、第１の実施の形態に係るＤＣ-ＤＣコンバータの効果と同様な効果を得ることができる。
【００８０】
（第３の実施の形態）
次に第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図１１は第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１１において、直流電源Ｅｉの両端にはスイッチＱ１ａとトランスＴの１次巻線５ａとスイッチＱ１ｂとが直列に接続され、スイッチＱ１ａにはダイオードＤｑ１ａと共振用コンデンサＣｑ１ａが並列に接続され、スイッチＱ１ｂにはダイオードＤｑ１ｂと共振用コンデンサＣｑ１ｂが並列に接続されている。１次巻線５ａの両端にはスイッチＱ２とスナバコンデンサＣｓとが直列に接続され、スイッチＱ２にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。トランスＴの２次側回路は、図１に示すトランスＴの２次側回路と同一構成であるので、その説明は省略する。
【００８１】
制御回路１０ｂは、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオンさせたときにスイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオフさせたときにスイッチＱ２をオンさせる。
【００８２】
次に、このように構成された第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。なお、この場合、図２乃至図６を引用する。
【００８３】
まず、期間Ｔ１において、スイッチＱ２がオンであり、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオフである。このとき、Ｃｓ→５ａ→Ｑ２→Ｃｓの閉ループで電流が流れる。また、トランスＴの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡になり、スイッチＱ２の電流Ｉｑ２が直線的に増加する。このとき、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーは、トランスＴの１次巻線５ａのエネルギーと３次巻線５ｃのエネルギーとを合わせたものであるため、電流Ｉｎ１は、リセット時に３次巻線５ｃから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂａ）又は（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流Ｉｎ１が増大し、期間Ｔ３で最大となる。電流Ｉｎ１は、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、トランスＴの飽和時の電流である。
【００８４】
この電流が増大した期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１ａと共振用コンデンサＣｑ１ｂ（Ｃｑ１ａとＣｑ１ｂとのシリーズ）とで共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。
【００８５】
次に、期間Ｔ４でスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとが零電圧になった後、期間Ｔ５において、ダイオードＤｑ１ａ，Ｄｑ１ｂに電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ５で、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとのゲート信号を入力する。即ち、ゼロ電圧スイッチでスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂをオンしたことになるので、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂのスイッチングロスを低減できる。そして、ダイオードＤ４の電流が減少して、零になったところで期間Ｔ６に移る。
【００８６】
次に、期間Ｔ６〜期間Ｔ７では、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオン、スイッチＱ２がオフである。このとき、Ｅｉ→Ｑ１ａ→５ａ→Ｑ１ｂ→Ｅｉと電流が流れる。このため、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、５ｂ→５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【００８７】
次に、期間Ｔ８〜期間Ｔ１０では、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオフ、スイッチＱ２がオンである。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ４→５ｃ→Ｌｏと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【００８８】
従って、第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。また、トランスＴの１次巻線５ａにスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを直列に接続しているので、スイッチＱ１ａ、スイッチＱ１ｂ、及びスイッチＱ２の各スイッチの耐圧が半分で済む。
【００８９】
（第４の実施の形態）
次に第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図１２は第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１２に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、概略的には図７に示す第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを採用し、図７に示すスイッチＱ１，Ｑ２を含むアクティブクランプ回路に代えて、図１１に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２を含むアクティブクランプ回路を採用した点が異なる。
【００９０】
図１２において、直流電源Ｅｉの両端には、スイッチＱ１ａと第１トランスＴ１の１次巻線５ａと第２トランスＴ２の１次巻線６ａとスイッチＱ１ｂとが直列に接続されている。スイッチＱ１ａにはダイオードＤｑ１ａと共振用コンデンサＣｑ１ａが並列に接続され、スイッチＱ１ｂにはダイオードＤｑ１ｂと共振用コンデンサＣｑ１ｂが並列に接続されている。
【００９１】
第１トランスＴ１の１次巻線５ａと第２トランスＴ２の１次巻線６ａとの直列回路の両端には、スイッチＱ２とスナバコンデンサＣｓとが直列に接続され、スイッチＱ２にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。
【００９２】
制御回路１０ｂは、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオンさせたときにスイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオフさせたときにスイッチＱ２をオンさせる。また、制御回路１０ｂは、スイッチＱ２をオンさせてその期間中に第１トランスＴ１の３次巻線５ｃのエネルギーを１次巻線５ａに戻して第１トランスＴ１を飽和させてスイッチＱ２の電流Ｉｑ２が増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせる。
【００９３】
なお、図１２に示す第１トランスＴ１、第２トランスＴ２、第１トランスＴ１及び第２トランスＴ２を含む整流回路、及び平滑回路は、図７に示すそれらと同一構成であるので、ここではその説明は省略する。
【００９４】
このように構成された第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、概略的には図７に示す第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを採用し、また、図１１に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２を含むアクティブクランプ回路を採用したので、第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果とが得られる。
【００９５】
（第５の実施の形態）
次に第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。第１乃至第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【００９６】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【００９７】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【００９８】
そこで、第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【００９９】
図１３は第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１に示す直流電源Ｅｉに対応する。
【０１００】
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴ３の１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎ（主スイッチ）が接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ２（補助スイッチ）は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
【０１０１】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０１０２】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ２の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ１に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０１０３】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
【０１０４】
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ１の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０１０５】
また、トランスＴ３に設けられた補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ３の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ５のカソードに接続され、ダイオードＤ５のアノードはコンデンサＣ３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ５とコンデンサＣ３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ５及びコンデンサＣ３を介して制御回路１１に供給する。
【０１０６】
次にこのように構成された第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１３乃至図１５を参照しながら説明する。
【０１０７】
なお、図１５において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ１電圧は、入力平滑コンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ２電圧は、コンデンサＣ２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣｏの電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０１０８】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＱ２及びスイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ１を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１４中の▲１▼）。
【０１０９】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に蓄えられる（図１４中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ２の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ２の電圧は、図１５に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０１１０】
そして、コンデンサＣ２の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１５の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１４中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【０１１１】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ１は、充電されて（図１４中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ１の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ１の充電が完了する。
【０１１２】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１４中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴ３の１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１４中の▲６▼）、トランスＴ３の１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、５ｂ→５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
【０１１３】
また、トランスＴ３の１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ３を介して制御回路１１に供給される（図１４中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０１１４】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフして、トランスＴ３の漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１４中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０１１５】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ１・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図１に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１，Ｑ２の動作、即ち、図２、図３、図４に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０１１６】
このように第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ１が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な電力変換装置を提供することができる。
【０１１７】
なお、本発明は前述した第１乃至第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。第５の実施の形態では、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにノーマリオン回路を適用したが、例えば、第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにノーマリオン回路を適用しても良く、あるいは、第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにノーマリオン回路を適用しても良く、あるいは、第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにノーマリオン回路を適用しても良い。
【０１１８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第２スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分をトランスの３次巻線から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、第２スイッチのオン期間の終了間際でトランスを飽和させ、電流を増大させてから第２スイッチをオフさせるので、逆起電力が大きく、第１スイッチの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。従って、トランスの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなく第１スイッチをゼロ電圧スイッチでき、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図４】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図６】第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスの電流のタイミングチャートである。
【図７】第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図８】第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図９】第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１０】第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１１】第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１２】第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１３】第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１４】第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図１５】第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図１６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図１８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図１９】従来のアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図２０】従来のアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図２１】従来のアクティブクランプ回路付のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【符号の説明】
Ｅｉ 直流電源
１０，１０ｂ，１１，１００，１１０ 制御回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１ｎ，Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｓ１ スイッチ
Ｃｓ スナバコンデンサ
Ｃｑ１，Ｃｑ１ａ，Ｃｑ１ｂ 共振用コンデンサ
Ｄｑ１，Ｄｑ２，Ｄｑ１ａ，Ｄｑ１ｂ，Ｄ２〜Ｄ５ ダイオード
Ｔ，Ｔ１〜Ｔ４ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ 補助巻線（ｎ４）
６ａ １次巻線（ｎ４）
６ｂ ２次巻線（ｎ５）
Ｃｏ，Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｌｏ リアクトル
Ｒｏ 負荷
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Claims (8)
- 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
第１整流素子と前記トランスの２次巻線と３次巻線とリアクトルとが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子とを有する整流回路と、
前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記トランスの３次巻線のエネルギーを前記１次巻線に戻して前記トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 第１トランスと第２トランスとからなるトランスと、
直流電源の両端に接続され、前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端又は前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線との直列回路の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線と前記第１トランスの３次巻線とが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子と前記第２トランスの２次巻線との直列回路を有する整流回路と、
前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記第１トランスの３次巻線のエネルギーを前記第１トランスの１次巻線に戻して前記第１トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 直流電源の両端に接続され、一方の第１スイッチとトランスの１次巻線と他方の第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記トランスの１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
第１整流素子と前記トランスの２次巻線と３次巻線とリアクトルとが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子とを有する整流回路と、
前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、
前記一対の第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記トランスの３次巻線のエネルギーを前記１次巻線に戻して前記トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 第１トランスと第２トランスとからなるトランスと、
直流電源の両端に接続され、一方の第１スイッチと前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線と他方の第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線との直列回路の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線と前記第１トランスの３次巻線とが直列に接続された第３直列回路及び前記第１整流素子と前記第１トランスの２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子と前記第２トランスの２次巻線との直列回路を有する整流回路と、
前記第３直列回路に並列に接続された平滑回路と、
前記一対の第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチのオン期間中に前記第１トランスの３次巻線のエネルギーを前記第１トランスの１次巻線に戻して前記第１トランスを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トランスの漏洩インダクタンスとの共振により略ゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項６又は請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003112722A JP4341285B2 (ja) | 2003-04-17 | 2003-04-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003112722A JP4341285B2 (ja) | 2003-04-17 | 2003-04-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004320916A JP2004320916A (ja) | 2004-11-11 |
| JP4341285B2 true JP4341285B2 (ja) | 2009-10-07 |
Family
ID=33472848
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003112722A Expired - Fee Related JP4341285B2 (ja) | 2003-04-17 | 2003-04-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4341285B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4124814B2 (ja) * | 2004-12-06 | 2008-07-23 | 株式会社デンソー | 入出力絶縁型ｄｃーｄｃコンバータ |
| JP4812433B2 (ja) * | 2006-01-13 | 2011-11-09 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4785561B2 (ja) * | 2006-03-03 | 2011-10-05 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
2003
- 2003-04-17 JP JP2003112722A patent/JP4341285B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004320916A (ja) | 2004-11-11 |
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Legal Events
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| A621 | Written request for application examination |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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