JP4305108B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、高効率で低ノイズなスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング電源装置に用いられるトランスの改良に関する。

図１２は従来のアクティブクランプ回路付のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図１３は従来のスイッチング電源装置に備えられたトランスを示す構成図である。図１３に示すトランスＴａは、中央脚４１ｂ及び側脚４１ａ，４１ｃを有するＥコア４１の中央脚４１ｂに１次巻線５ａが巻回され、この１次巻線５ａの外周上に２次巻線５ｂが巻回され、Ｅコア４１上に棒状のＩコア４２が配置されて、磁気回路を形成している。

図１２に示すスイッチング電源装置において、直流電源Ｅｉの両端にはトランスＴａの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１とコンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。

トランスＴａの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。

トランスＴａの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）の一端（●側）には、ダイオードＤｏ１のアノードが接続され、ダイオードＤｏ１のカソードにはダイオードＤｏ２のカソードが接続され、ダイオードＤｏ２のアノードは２次巻線５ｂの他端に接続されている。これらの素子により整流回路を構成している。

また、ダイオードＤｏ２の両端にはインダクタＬｏとコンデンサＣｏとが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴａの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷Ｒｏに出力する。

制御回路１１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。

次に、このように構成されたスイッチング電源装置の動作を図１４及び図１５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１４及び図１５において、Ｖｑ１はスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１はスイッチＱ１のドレイン電流、Ｖｑ２はスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ２はスイッチＱ２のドレイン電流、Ｉｄｏ１はダイオードＤｏ１の電流、Ｉｄｏ２はダイオードＤｏ２の電流を示している。

まず、期間Ｔ１では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴａの１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、ダイオードＤｏ１はオフし、ダイオードＤｏ２はオンする。そして、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄｏ２→Ｌｏと電流が流れて、負荷ＲｏにインダクタＬｏのエネルギーが供給される。

次に、期間Ｔ２から期間Ｔ４では、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わり、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わる。このため、トランスＴａの１次２次巻線間の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）とコンデンサＣｑ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が正弦波状に低下しスイッチＱ２の電圧が上昇する。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロボルト近傍で（期間Ｔ５）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる。

次に、期間Ｔ６では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴａの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、ダイオードＤｏ１はオンし、ダイオードＤｏ２はオフする。そして、５ｂ→Ｄｏ１→Ｌｏ→Ｃｏ→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。

次に、期間Ｔ７では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ２は、オフ状態からオン状態に変わる。この期間Ｔ７では、トランスＴａの１次２次巻線間の漏洩インダクタンスとコンデンサＣｑ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が上昇する。このとき、スイッチＱ２がオンのため、トランスＴａに蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ２の電圧は低下する。

次に、期間Ｔ８では、スイッチＱ１の電圧が上昇しながら、ダイオードＤｏ２の電流が流れ始める。期間９では、スイッチＱ１の電圧が上昇して、スイッチＱ２の電圧が零電圧になり、ゼロ電圧スイッチ（ＺＶＳ）になる。
特開平３−２０７２６３号公報（第１図）

しかしながら、スイッチＱ２がオフすると、スイッチＱ１の電圧が下がってくる途中で、ダイオードＤｏ２がオンしているときダイオードＤｏ１がオンしてしまう（図１４の期間Ｔ３）。

このため、トランスＴａの２次巻線５ｂが短絡状態になってしまい、トランスＴａのインピーダンスが極端に下がってしまうので、共振による振動を続けられず、減衰してスイッチＱ１が零電圧に達しなかった。このため、スイッチＱ１は、ソフトスイッチングを行うことができなかった。

この対策として、（１）トランスのエアギャップを増やして励磁電流を増加させ、スイッチＱ２がオフする時にトランスに蓄えられたエネルギーを増加させて、振動幅を大きくして、スイッチＱ１の電圧のボトムを零電圧まで下げて零電圧スイッチ動作させる方法がある。しかし、スイッチＱ１のドレイン電圧が零電圧まで下がるようにするにはトランスの励磁電流をかなり増加させなければならない。このため、励磁電流の増加によってトランスのロスが増加してしまい、効率を上げることができなかった。

また、（２）トランスの１次２次間の漏洩インダクタンスを大きくして、スイッチＱ２がオフしたとき、スイッチに入っている直列インダクタンスを大きくして振動し易くして、スイッチＱ１を零電圧スイッチ動作させる方法がある。しかし、この方法でも１次巻線から２次巻線に伝達されるエネルギーが漏洩インダクタンスのために伝達効率が悪くなり、最大出力が低下してかつ漏洩インダクタンスに蓄えられるエネルギーが大きくなり、効率が悪くなる等の問題があった。

本発明は、トランスの励磁電流を増やすことなくスイッチのゼロ電圧スイッチを可能とし、これによって高効率なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチとトランスの１次巻線の両端又は主スイッチの両端に接続され且つコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路の補助スイッチとを制御回路により交互にオン／オフさせて直流電源からトランスの１次巻線に流れる電流を制御し、トランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を得るスイッチング電源装置において、前記トランスは、磁気回路が形成され、前記１次巻線と前記２次巻線とが取り付けられた主コアと、前記１次巻線と前記２次巻線との間に磁束を通すバイパスコアとを備え、前記バイパスコアの全体又は一部分を飽和するようにしたことを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の両端に接続され且つ主スイッチ及び補助スイッチからなる第１直列回路と主スイッチの両端に接続され且つトランスの１次巻線及びコンデンサからなる第２直列回路とを有し、主スイッチと補助スイッチとを制御回路により交互にオン／オフさせ、トランスの２次巻線及び３次巻線からなる第３直列回路の電圧を整流平滑して直流出力を得るスイッチング電源装置において、前記トランスは、磁気回路が形成され、前記１次巻線と前記２次巻線と前記３次巻線とが取り付けられた主コアと、前記１次巻線と前記２次巻線との間及び前記１次巻線と前記３次巻線との間に磁束を通すバイパスコアとを備え、前記バイパスコアの全体又は一部分を飽和するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。

請求項３の発明は、前記補助スイッチがオフし、前記主スイッチの電圧が零電圧になった後に、前記バイパスコアが飽和することを特徴とする。請求項４の発明では、前記制御回路は、前記バイパスコアが飽和した後に、前記主スイッチをオンさせることを特徴とする。請求項５の発明は、前記バイパスコアは、棒状のコアからなることを特徴とする。請求項６の発明は、前記バイパスコアは、磁束が通るコア領域の一部分を細くしたことを特徴とする。

請求項７の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記主スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記突入電流制限抵抗を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。

請求項８の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。

請求項９の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。

本発明によれば、トランスの１次巻線と２次巻線の間にバイパスコアを挿入し、補助スイッチがオフしたときには、１次巻線と２次巻線との結合を悪くして、振動エネルギーが小さくても主スイッチを零電圧スイッチ動作できるようにしておき、主スイッチの電圧が零電圧になった後に、バイパスコアを飽和させる。即ち、１次巻線と２次巻線の結合を良くすることで零電圧スイッチを構成し、バイパスコアが飽和した後はトランスの伝達効率を良くし、漏洩インダクタンスに蓄えられるエネルギーも小さくして、電源全体の効率を良くすることができる。

以下、本発明に係るスイッチング電源装置及びそのトランスの実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

実施の形態のスイッチング電源装置は、トランスの１次巻線と２次巻線の間に鉄心（バイパスコア）を挿入し、スイッチＱ２がオフしたときには、１次巻線と２次巻線との結合を悪くして、振動エネルギーが小さくてもスイッチＱ１を零電圧スイッチ動作できるようにしておき、スイッチＱ１の電圧が零電圧になった後に、バイパスコアを飽和させて、あたかもバイパスコアがなく漏洩インダクタンスがなかったかのようにして、１次巻線と２次巻線の結合を良くすることで零電圧スイッチを構成し、バイパスコアが飽和した後はトランスの伝達効率を良くし、漏洩インダクタンスに蓄えられるエネルギーも小さくして、電源全体の効率を良くすることを特徴とする。

図１は実施例１のトランスを示す構成図で、図１（ａ）はトランスの上面図、図１（ｂ）はトランスの側面図、図１（ｃ）はＩコアの側面図である。図２は実施例１のトランスを備えた第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。

図１に示すトランスＴは、中央脚４１ｂ及び側脚４１ａ，４１ｃを有する磁性材料からなるＥコア４１（本発明の主コアに対応）の中央脚４１ｂに１次巻線５ａが巻回され、この１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間には、磁性材料からなる１つのバイパスコア４３が挿入されている。

このバイパスコア４３は棒状をなし、一端がＥコア４１に他端が磁性材料からなるＩコア４２に繋がれている。このため、磁束の一部がバイパスコア４３を通るため、バイパスコア４３によりトランスＴの１次２次巻線間が疎結合となり、漏洩インダクタンスが大きくなるようになっている。

なお、バイパスコア４３は、トランス本体の主コア４１と一体であっても良く、あるいは、線状のもの、あるいは板状のもの、あるいは箔状のものであっても良い。

図２に示すスイッチング電源装置は、図１２に示すスイッチング電源装置の構成に対して、実施例１のトランスＴを用いた点が異なる。なお、図１に示すその他の構成は、図１２に示すスイッチング電源装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

図２に示すスイッチング電源装置において、スイッチＱ１がオンしたときには、直流電源Ｅｉの電圧は、１次巻線５ａに全て印加されるが、２次巻線５ｂ側に負荷Ｒｏがある場合には、バイパスコア４３に電圧が吸収されてしまい、なかなか二次側には出力されない。この状態が続くと、バイパスコア４３は、すぐ飽和してしまう。バイパスコア４３が飽和すると、従来のトランスと同様になり、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比によって２次電圧が出力される。

そこで、バイパスコア４３が飽和する前に、スイッチＱ１が零電圧になるように、すなわち、非常に振動し易いバイパスコア４３が飽和していないうちにスイッチＱ１が零電圧になるようにして、スイッチＱ１が零電圧になってからバイパスコア４３が飽和するようにする。これにより、漏洩インダクタンスに蓄えられるエネルギーも小さく、励磁電流も増加することなく、零電圧スイッチを構成することができる。即ち、図２のようなトランスＴを用いることにより、効率を犠牲にすることなく零電圧スイッチ動作できる。

次に、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置及びそのトランスによる零電圧スイッチ動作を図３及び図４に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図３は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。図４はスイッチＱ１の電圧が零電圧になった後にバイパスコアを飽和させる様子を示す図である。

なお、図３に示す各部の名称は図１４に示した各部の名称に対応する。図３に示す電圧Ｖ_１２は漏洩磁束起電圧で１次巻線５ａの電圧から２次巻線５ｂの電圧を引いた差電圧を示している。

まず、期間Ｔ１では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、ダイオードＤｏ１はオフし、ダイオードＤｏ２はオンする。そして、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄｏ２→Ｌｏと電流が流れて、負荷ＲｏにインダクタＬｏのエネルギーが供給される。

次に、期間Ｔ２から期間Ｔ３では、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わり、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わる。このため、トランスＴの１次２次巻線間の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）とコンデンサＣｑ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が正弦波状に低下しスイッチＱ２の電圧が上昇する。

スイッチＱ１の電圧が図４に示すように、電源電圧Ｅｉよりも下がった期間Ｔ３（時刻ｔ〜時刻ｔ_１）では、漏洩磁束起電圧Ｖ_１２が上昇する。即ち、１次巻線５ａの電圧と２次巻線５ｂの電圧との差電圧は、バイパスコア４３に印加されて１次２次巻線間の漏洩インダクタンスが大きくなる。

次に、期間Ｔ４では、時刻ｔ_１でスイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が零電圧になり、漏洩磁束起電圧Ｖ_１２が一定の上限電圧値となる。そして、期間Ｔ５の時刻ｔ_２では、バイパスコア４３が飽和して、漏洩磁束起電圧Ｖ_１２が下がって一定の電圧値となる。この電圧値は、バイパスコア４３以外の漏れ磁束による電圧である。このため、１次巻線５ａと２次巻線５ｂの結合が良くなる。そして、期間Ｔ５では、スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流Ｉｑ１が流れる。即ち、零電圧スイッチを構成し、バイパスコア４３が飽和した後はトランスＴの伝達効率を良くすることができる。

次に、期間Ｔ６では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、漏洩磁束起電圧Ｖ_１２は零電圧となる。また、直流電源ＥｉからトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、ダイオードＤｏ１はオンし、ダイオードＤｏ２はオフする。そして、５ｂ→Ｄｏ１→Ｌｏ→Ｃｏ→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。

なお、スイッチＱ１がオフするときの動作は、図１５に示すタイミングチャートによる動作と同じ動作であるので、ここではその説明は省略する。

このように第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂの間にバイパスコア４３を挿入し、スイッチＱ２がオフしたときには、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの結合を悪くして、１次側が２次側の影響（２次巻線５ｂの短絡状態）を受けないようにし、且つ振動エネルギーが小さくてもスイッチＱ１を零電圧スイッチ動作できるようにしておき、スイッチＱ１の電圧が零電圧になった後に、バイパスコア４３を飽和させて、あたかもバイパスコア４３がなく漏洩インダクタンスがなかったかのようにして、１次巻線５ａと２次巻線５ｂの結合を良くすることで、トランスＴの励磁電流を増やすことなく、スイッチＱ１の零電圧スイッチを構成し、バイパスコア４３を飽和させることによって１次巻線５ａから２次巻線５ｂに効率よくエネルギーを効率良く伝達することができる。従って、トランスＴにバイパスコア４３を挿入して飽和させることによって、高効率でノイズの少ない零電圧スイッチを構成できる。

（バイパスコア４３の設計）
バイパスコア４３は、スイッチＱ１が電圧Ｅｉから零電圧に至るまでの磁束Ｂとバイパスコア４３の飽和磁束Ｂｍａｘとの間に、式（１）が成立するように設計する必要がある。

Ｂ＝∫ｖｄｔ／（ＮＳ）
Ｂｍａｘ＞Ｂ ・・・（１）
ここで、積分範囲は図４に示す時刻ｔからｔ１である。Ｎは１次巻線５ａの巻数ｎ１と２次巻線５ｂの巻数ｎ２との巻数差である。Ｂは磁束密度であり、Ｓはバイパスコア４３の断面積である。ｖは図４に示すスイッチＱ１の電圧Ｖｑ１である。即ち、バイパスコア４３の飽和磁束ＢｍａｘがスイッチＱ１が電圧Ｅｉから零電圧に至るまでの磁束Ｂよりも大きければ、スイッチＱ１が零電圧になった後に、バイパスコア４３が飽和するようになる。このため、バイパスコア４３の飽和磁束Ｂｍａｘを、スイッチＱ１が電圧Ｅｉから零電圧に至るまでの磁束Ｂよりも大きくなるように設計する必要がある。

このため、バイパスコア４３が飽和し難い場合には、図５のように、コア４３ａに対してテーパ部４３ｂを介して一部分のコア４３ｃを細かくしてその部分だけ飽和するようにしても良い。コアを細くすると、その部分に磁束が集中し、細い部分だけが磁気飽和してもスイッチング電源装置の動作では、バイパスコア４３が飽和したのと同じになる。

（実施例２のトランス）
図６は実施例２のトランスを示す構成図で、図６（ａ）はトランスの上面図、図６（ｂ）はトランスの側面図である。

図６に示すトランスＴは、中央脚４１ｂ及び側脚４１ａ，４１ｃを有する磁性材料からなるＥコア４１の中央脚４１ｂに１次巻線５ａが巻回され、この１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間には、側脚４１ａ，４１ｃの各々の側に磁性材料からなる２つのバイパスコア４３が挿入されている。

４つのバイパスコア４３は棒状をなし、Ｅコア４１とＩコア４２との間に設けられている。このため、磁束の一部がバイパスコア４３を通るため、４つのバイパスコア４３によりトランスＴの１次２次巻線間が疎結合となり、漏洩インダクタンスが大きくなる。このような実施例２のトランスをスイッチング電源装置に用いても良い。

次に第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。図７は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図７に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、直流電源Ｅｉの両端には、スイッチＱ２とトランスＴの１次巻線５ａとコンデンサＣｋとからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ２にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。１次巻線５ａとスイッチＱ２との接続点には、スイッチＱ１の一端が接続され、スイッチＱ１の他端は直流電源Ｅｉの負極に接続されている。スイッチＱ１には並列にコンデンサＣｑ１及びダイオードＤｑ１が接続されている。

また、トランスＴの２次巻線５ｂと３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とが直列に接続され、２次巻線５ｂの一端は、ダイオードＤｏ１のアノードに接続され、３次巻線５ｃの一端は、ダイオードＤｏ２のアノードに接続されている。ダイオードＤｏ１のカソードは、ダイオードＤｏ２のカソードに接続され、且つインダクタＬｏを介してコンデンサＣｏの一端及び負荷Ｒｏの一端に接続されている。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの接続点は、コンデンサＣｏの他端及び負荷Ｒｏの他端に接続されている。また、トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相となっており、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは同相となっている。

なお、トランスＴは、例えば図１（ｂ）の構成に対して、Ｅコア４１の中央脚４１ｂに１次巻線５ａを巻回し、この１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間及び１次巻線５ａと３次巻線５ｃとの間に、磁性材料からなる１つのバイパスコア４３を挿入するように構成し、バイパスコア４３を飽和するようにしても良い。

次に、図３に示すタイミングチャートを用いて動作を説明する。まず、期間Ｔ１において、スイッチＱ２がオンで、スイッチＱ１がオフであるとき、Ｅｉ→Ｑ２→５ａ→Ｃｋ→Ｅｉの閉ループで電流が流れる。このため、トランスＴの１次巻線５ａには起電力が発生し、この起電力により２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、５ｂ→Ｄｏ１→Ｌｏ→Ｃｏ→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。

次に、期間Ｔ２において、スイッチＱ２をオフすると、漏洩インダクタンスとコンデンサＣｑ１とで共振を起こす（コンデンサＣｋはコンデンサＣｑ１よりも非常に大きいため、無視した。）。

次に、期間Ｔ３において、スイッチＱ１が零電圧になった後に、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔ４で、スイッチＱ１のゲート信号を入力する。即ち、ソフトスイッチングでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。

次に、期間Ｔ６において、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフであるとき、コンデンサＣｋに蓄積されたエネルギーが１次巻線５ａに送られる。このため、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このため、５ｃ→Ｄｏ２→Ｌｏ→Ｃｏ→５ｃと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。

従って、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。また、１次巻線５ａに直列にコンデンサＣｋが接続されているので、１次巻線５ａには直流は流れず、交流のみ流れる。このため、Ｂ−Ｈ特性が原点Ｏを中心としたカーブとなり、より少ない磁束密度Ｂで済むから、トランスＴを小型化することができる。また、負荷ＲｏにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも直流電力が供給される。即ち、両波整流を行っているので、リップルが少なくなり、出力電圧がより一定値となる。

また、トランスＴにバイパスコア４３を挿入して飽和させることによって、非常に小さい励磁電流で零電圧スイッチ動作でき、効率を上げることができ、低ノイズのスイッチング電源装置を提供できる。

図８は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置に対して、２次側のインダクタＬｏを削除した点が異なるのみである。このため、その動作は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作と略同様であるので、その説明は省略する。また、その効果も同様である。

次に第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第１乃至第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。

一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源装置等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。

しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。

そこで、第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。

図９は第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図９に示すスイッチング電源装置は、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１に示す直流電源Ｅｉに対応する。

全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。

また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。

突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ２の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ１に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。

制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。

制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ１の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。

また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ３の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ３のカソードに接続され、ダイオードＤ３のアノードはコンデンサＣ３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ３とコンデンサＣ３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ３及びコンデンサＣ３を介して制御回路１１に供給する。

次にこのように構成された第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図９乃至図１１を参照しながら説明する。

なお、図１１において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ１電圧は、入力平滑コンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ２電圧は、コンデンサＣ２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣｏの電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。

まず、時刻ｔ_０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ１を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１０中の（１））。

この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に蓄えられる（図１０中の（２））。ここで、コンデンサＣ２の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ２の電圧は、図１１に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。

そして、コンデンサＣ２の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１１の時刻ｔ_１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１０中の（３））。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。

すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ１は、充電されて（図１０中の（４））、入力平滑コンデンサＣ１の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ１の充電が完了する。

次に、時刻ｔ_２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１０中の（５））。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１０中の（６））、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、５ｂ→Ｄｏ１→Ｌｏ→Ｃｏ→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。

また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３を介して制御回路１１に供給される（図１０中の（７））。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。

次に、時刻ｔ_３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ_３にスイッチＱ１ｎがオフして、トランスＴの漏洩インダクタンスとコンデンサＣｑ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。また、時刻ｔ_３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１０中の（８））、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。

なお、時刻ｔ_３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ_０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ１・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１，Ｑ２の動作と同様に動作する。

このように第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ１が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な電力変換装置を提供することができる。

本発明のスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

実施例１のトランスを示す構成図である。 実施例１のトランスを備えた第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。 スイッチＱ１の電圧が零電圧になった後にバイパスコアを飽和させる様子を示す図である。 トランスに用いられるバイパスコアの形状の一例を示す図である。 実施例２のトランスを示す構成図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明する図である。 第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 従来のスイッチング電源装置に備えられたトランスを示す構成図である。 従来のスイッチング電源装置のスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置のスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｅｉ 直流電源
１０，１１，１１０ 制御回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１ｎ スイッチ
Ｃｓ，Ｃｑ１，Ｃｋ コンデンサ
Ｄｑ１，Ｄｑ２，Ｄｏ１，Ｄｏ２ ダイオード
Ｔ，Ｔａ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ 補助巻線（ｎ４）
Ｃｏ コンデンサ
Ｌｏ インダクタ
Ｒｏ 負荷

Claims (9)

1. トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチとトランスの１次巻線の両端又は主スイッチの両端に接続され且つコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路の補助スイッチとを制御回路により交互にオン／オフさせて直流電源からトランスの１次巻線に流れる電流を制御し、トランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を得るスイッチング電源装置において、
   前記トランスは、磁気回路が形成され、前記１次巻線と前記２次巻線とが取り付けられた主コアと、前記１次巻線と前記２次巻線との間に磁束を通すバイパスコアとを備え、前記バイパスコアの全体又は一部分を飽和するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 直流電源の両端に接続され且つ主スイッチ及び補助スイッチからなる第１直列回路と主スイッチの両端に接続され且つトランスの１次巻線及びコンデンサからなる第２直列回路とを有し、主スイッチと補助スイッチとを制御回路により交互にオン／オフさせ、トランスの２次巻線及び３次巻線からなる第３直列回路の電圧を整流平滑して直流出力を得るスイッチング電源装置において、
   前記トランスは、磁気回路が形成され、前記１次巻線と前記２次巻線と前記３次巻線とが取り付けられた主コアと、前記１次巻線と前記２次巻線との間及び前記１次巻線と前記３次巻線との間に磁束を通すバイパスコアとを備え、前記バイパスコアの全体又は一部分を飽和するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 前記補助スイッチがオフし、前記主スイッチの電圧が零電圧になった後に、前記バイパスコアが飽和することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記制御回路は、前記バイパスコアが飽和した後に、前記主スイッチをオンさせることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
5. 前記バイパスコアは、棒状のコアからなることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
6. 前記バイパスコアは、磁束が通るコア領域の一部分を細くしたことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
7. 前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
   前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
   前記主スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記突入電流制限抵抗を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
   前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
8. 前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
9. 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
   前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項７又は請求項８記載のスイッチング電源装置。
   

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