JPH04355906A - チョ―クコイル及びスイッチング電源装置のノイズ低減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源装置等
に用いられるノイズ低減装置に係り、特に小型で伝導ノ
イズ低減効果の大きな構造の改善に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源装置においては、例え
ば本出願人の提案に係る特開平２−７９７６６号公報で
開示されているようにノイズ低減装置（ノイズフィルタ
回路）が使用されている。図１６は従来公知のスイッチ
ング電源装置の回路図である。図において、フィルタ回
路１０ではレベル端子Ｌと中立端子Ｎに商用の交流電源
が接続され、グランド端子Ｇが接地されている。ダイオ
―ドブリッジＤＢはフィルタ回路１０から出力された交
流電流を整流し、コンデンサＣ１で平滑化している。ト
ランスＴの一次巻線ｎ１にはコンデンサＣ１で平滑化さ
れた直流電流が印加され、ＦＥＴ等のスイッチング素子
Ｑによりオンオフしている。するとトランスＴの二次巻
線ｎ２にはスイッチング信号が誘起されるので、ダイオ
―ドＤ１，Ｄ２により整流し、チョ―クコイルＬ２で高
周波数成分を除去してコンデンサＣ２に蓄電し、負荷側
に所定電圧Ｖｏｕｔ　の直流電流を供給している。出力
電圧安定化回路は出力電圧Ｖｏｕｔ　を検出して予め定
められた一定電圧になるようにスイッチング素子Ｑにオ
ンオフ制御信号を送っている。尚、フィルタ回路１０は
ダイオ―ドブリッジＤＢとコンデンサＣ１寄りなる整流
平滑化回路に対して前段に設けられているが、後段に設
けてもよくまた前段と後段の両者に設けてもよい。

【０００３】図１７は上述したフィルタ回路１０の詳細
回路図である。アクロスザラインコンデンサＣＸ１はレ
ベル端子Ｌと中立端子Ｎを連絡するもので、これと並列
に放電用の抵抗Ｒ１が接続されている。コモンモ―ドチ
ョ―クコイルＬ１はアクロスザラインコンデンサＣＸ１
の後段に接続されたもので、コモンモ―ドノイズ及びノ
―マルモ―ドノイズを低減する。アクロスザラインコン
デンサＣＸ２はコモンモ―ドチョ―クコイルＬ１の後段
に接続されたものであり、これと並列にコンデンサＣＹ
１，ＣＹ２が接続されている。コンデンサＣＹ１，ＣＹ
２は両者の接続点が接地されたもので、コモンモ―ドノ
イズを低減する。フィルタ回路１０はスイッチング電源
装置から交流電源側に伝導・流出していくノイズを抑圧
することを主たる作用としている。

【０００４】図１８はフィルタ回路１０近傍のノイズの
説明図である。フィルタ回路１０は入力端子としてＰ１
，Ｐ２を有し、出力端子としてＰ３，Ｐ４を有している
。入力端子Ｐ１，Ｐ２には交流電源２が接続され、出力
端子Ｐ３，Ｐ４にはスイッチング電源４が接続されてい
る。スイッチング電源４はインピ―ダンスＺ１を介して
接地されている。

【０００５】ここでスイッチング電源４をノイズ源とす
ると、コモンモ―ドノイズ電流ｉ１とノ―マルモ―ドノ
イズ電流ｉ２，ｉ３の二種類がある。コモンモ―ドノイ
ズ電流ｉ１は図中破線で示すごとく、インピ―ダンスＺ
１とグランドを通して流れスイッチング電源４に戻るも
のである。インピ―ダンスＺ１としては、スイッチング
素子Ｑのカンケ―スとヒ―トシンク間のキャパシタ等が
ある。ノ―マルモ―ドノイズ電流ｉ２は実線に示すごと
く、交流電源２からフィルタ回路１０に流れるものであ
り、ノ―マルモ―ドノイズ電流ｉ３は一点鎖線で示すご
とく、スイッチング電源４からフィルタ回路１０に流れ
るものであり、いずれも交流電源２とスイッチング電源
４とを接続する二本の信号線間を往復する経路で流れる
ものである。

【０００６】続いてフィルタ回路１０のノイズ低減を各
ノイズ毎に分節する。コモンモ―ドノイズ電流ｉ１はコ
モンモ―ドチョ―クコイルＬ１とコンデンサＣＹ１，Ｃ
Ｙ２の作用で低減される。即ち、コモンモ―ドチョ―ク
コイルＬ１はそのインダクタンスがコモンモ―ドノイズ
電流ｉ１に対して大きなインピ―ダンスとして働く。ま
たコンデンサＣＹ１，ＣＹ２は、その共通接続点が接地
されているので、コモンモ―ドノイズ電流ｉ１をスイッ
チング電源４側に還流させて、交流電源２側に洩れない
ようにしている。ノ―マルモ―ドノイズ電流ｉ２はアク
ロスザラインコンデンサＣＸ２の作用により交流電源２
側の発生源に還流し、ノ―マルモ―ドノイズ電流ｉ３は
アクロスザラインコンデンサＣＸ１の作用によりスイッ
チング電源４側の発生源に還流し、信号線に流れるノ―
マルモ―ドノイズ電流ｉ２，ｉ３の総量を削減している
。

【０００７】図１９はコモンモ―ドチョ―クコイルＬ１
の動作説明図である。コモンモ―ドチョ―クコイルＬ１
はコイル１１，１２とこれらのコイルが共通に巻かれコ
ア１３よりなり、コア１３は閉磁路を形成している。主
インダクタンスはコイル１１，１２の両方に鎖交する磁
束φ１によって発生するものであり、洩れインダクタン
スは一方のコイルのみに鎖交する磁束φＡ，φＢ，φＣ
によって発生するものである。コモンモ―ドノイズ電流
ｉ１に対しては主インダクタンス、ノ―マルモ―ドノイ
ズ電流ｉ２，ｉ３に対しては洩れインダクタンスが減衰
に寄与している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来コ
モンモ―ドチョ―クコイルＬ１は主インダクタンスを増
大することを目的としているので、洩れインダクタンス
は主インダクタンスを得るのに必要な巻数により定まる
二次的なものに過ぎなかった。そこで洩れインダクタン
スの値はノ―マルモ―ドノイズ電流を減衰させるには十
分な値でなく、アクロスザラインコンデンサＣＸ１，Ｃ
Ｘ２の容量を増大させて対処していた。この結果、フィ
ルタ回路１０が大形化するのでコストが増大し、スイッ
チング電源の様にノイズ規制が要求され、かつ小型・低
価格の製品が望まれている場合には大きな問題になって
いた。

【０００９】本発明はこのような課題を解決したもので
、コモンモ―ドチョ―クコイルＬ１の洩れインダクタン
スを増大させることによりフィルタ回路を小型・低コス
トにすることができるチョ―クコイル及びスイッチング
電源装置のノイズ低減装置を提供することを目的とする
。

【００１０】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
る請求項１の発明は、閉磁路を構成するコア（２１）と
、このコアの異なる部分に巻装された２個のコイル（１
１，１２）と、当該コアの閉磁路内側に磁性材料で設け
られた、当該コイルに流れる電流により発生する磁束の
一部を当該閉磁路とは独立にバイパスするバイパス手段
（２２）とを具備するものである。

【００１１】請求項２の発明は、断面積（ａ）が一定な
閉磁路を構成するコア（４５）と、このコアの異なる部
分に巻装された２個のコイル（１１，１２）と、当該コ
アの閉磁路内側であって当該２個のコイルを互いに隔て
る閉磁路の位置に磁性材料で設けられた、当該コイルに
流れる電流により発生する磁束の一部を当該閉磁路とは
独立にバイパスするバイパス手段（４６，４７）とを具
備している。そして、前記バイパス手段の断面積を前記
コア断面積の二倍若しくはこれよりも僅かに小さな値と
するものである。

【００１２】請求項３の発明は、断面積（ａ）が一定な
閉磁路を構成するコア（４５）と、このコアの異なる部
分に巻装された２個のコイル（１１，１２）と、当該コ
アの閉磁路内側であって当該２個のコイルを互いに隔て
る閉磁路の位置に磁性材料で設けられた、当該コイルに
流れる電流により発生する磁束の一部を当該閉磁路とは
独立にバイパスするバイパス手段（４８）とを具備して
いる。そして、前記バイパス手段の磁性材料を前記コア
の磁性材料の飽和磁束密度よりも高くすると共に、前記
バイパス手段の断面積を前記コア断面積よりも小さな値
とするものである。

【００１３】第２の発明は、請求項１，２又は３記載の
チョ―クコイルを介して交流電源と接続され、印加され
る交流電流を整流平滑化回路によって直流化し、この直
流化された電流をスイッチング電源により所定電圧の直
流電圧にして負荷側に供給することを特徴とするもので
ある。尚、チョ―クコイルと整流平滑化回路の接続関係
は、逆であっても差し支えない。

【００１４】

【作用】本発明の各構成要素はつぎの作用をする。バイ
パス手段は、コイルに流れる電流により発生した磁束の
一部が、閉磁路以外の磁気経路をバイパスするよう作用
する。従って、これにより漏れ磁束、つまりコモンモー
ドチョークコイルの漏れインダクタンスが増加する。従
って、この様なチョ―クコイルを電源装置のノイズ低減
装置に利用すれば、ノーマルモードノイズ電流に対し、
インダクタンス成分が発生するので、このノイズ電流を
低減できるようになる。

【００１５】

【実施例】以下図面を用いて、本発明を説明する。図１
は本発明に係るコモンモードチョークコイルの第１実施
例を示す図である。図において、リング状コア２１は円
環状の閉磁路を構成するもので、透磁性材料よりなる。 突起２２，２３はリング状コア２１の中心側に突出する
方向に設けられた透磁性部材で、円環状の閉磁路に対し
てバイパス経路を構成し、本発明者は中足コアと呼んで
いる。この突起はコアの一部となっている。コイル１１
，１２はリング状コア２１の突起２２，２３で区分され
た二つの領域にそれぞれ巻装されいる。突起２２，２３
の間にはエアギャップが設けられている。これはエアギ
ャップを設けないと漏れ磁束（突起２２，２３部分を通
過する磁束）が大きくなり過ぎ、交流電源２（図１８参
照）からスイッチング電源４側へ供給する本来の動作電
流自身によりコア２１が飽和するためである。しかし、
突起２２，２３部分の磁性体の透磁率が小さい材質の場
合は、このエアギャップを設けなくても差し支えない。

【００１６】このように構成された装置のインダクスン
ス増大作用を次に説明する。図２は図１のコモンモード
チョークコイルのインダクタンスモデルである。コイル
１１と１２において、リング状コア２１の外縁側に漏れ
る磁束φＢ同士は、便宜上同じとする。そしてリング状
コア２１に囲まれた内側に漏れる磁束をφＡ´とする。 このとき、突起２２，２３を有しない従来型の内側洩れ
磁束φＡと大小関係を比較すると、突起２２，２３を有
するもののほうが洩れ磁束が大きくなる。 φＡ＜φＡ´　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　（１）次に、外縁側洩れ磁束φＢと
、内側洩れ磁束φＡ´とを比較すると、磁束φＢの通る
空気の経路の方が、極めて大きい（即ち磁気抵抗が極め
て大きい）から次式が成立している。 φＢ＜＜φＡ´　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　（２）

【００１７】図３は漏れインダ
クタンスを発生させる磁束の通る空間のモデルを示す図
である。磁束の通る空間を次の３領域に分ける。 領域Ｅ：コア２１に囲まれた領域のうち、磁束がバイパ
スする部分（図２の２２，２３とその近傍の部分）を除
いた部分 領域Ｆ：コア２１に囲まれた領域のうち、領域Ｅを除い
た部分 領域Ｇ：コア２１の外側の領域

【００１８】図４は図３の装置の磁気等価回路図で、一
方のコイル１１（または１２）から生じる磁束であって
、漏れインダクタンスを発生させるものについての磁気
回路を示してある。突起２２，２３を有しない場合の領
域Ｅ，Ｆ，Ｇの磁気抵抗は空気の磁気抵抗となる。そこ
で、各領域Ｅ，Ｆ，Ｇの各磁気抵抗をそれぞれＲＥ　，
ＲＦ　，ＲＧ　とする。Ｒｏ　は、閉磁路であるコア２
１のうち漏れ磁束が通る部分の磁気抵抗であり、ＲＥ　
，ＲＦ　，ＲＧ　に比べて極めて小さく、無視できる。 また、Ｖｍ　は、コイルによる起磁力で、コイルの巻数
Ｎに流れる電流Ｉを乗じたものに等しくなっている。

【００１９】ここで、バイパス手段を設けると、ＲＦ　
は、ＲＦ　／μｒ　となる。μｒ　は、バイパス手段（
磁性体とエアギャップを合わせた部分）の実効比透磁率
であり、１＜μｒ　である。バイパス手段を設ける前の
漏れインダクタンスをＬ，バイパス手段を設けた後の漏
れインダクタンスをＬ´とすると、次の関係が成立する
。 　　Ｌ＝｛１／ＲＥ　＋１／ＲＦ　＋１／ＲＧ　｝・Ｎ
２　　　　　＝｛１／ＲＦ　＋（１／ＲＥ　＋１／ＲＧ
　）｝・Ｎ２　　　　　　　　　　　　　　　（３）　
　Ｌ´＝｛１／ＲＥ　＋μｒ　／ＲＦ　＋１／ＲＧ　｝
・Ｎ２　　　　　　　＝｛μｒ　／ＲＦ　＋（１／ＲＥ
　＋１／ＲＧ　）｝・Ｎ２　　　　　　　　　　　（４
）　　Ｎ：コイル１１，１２のそれぞれのターン数

【０
０２０】（３）式と（４）式から、Ｌ＜Ｌ´であること
が分かる。即ち、バイパス手段を設けたことにより、領
域Ｆを通る磁束が増加し、漏れインダクタンスが大きく
なったのである。例えば、ＲＥ　，ＲＦ　，ＲＧ　が同
程度であり、領域Ｆにμｒ　＝１０のコア材料を用いた
場合、漏れインダクタンスは、４倍となる。また、必要
に応じ、バイパス手段にエアギャップを設けたり、適切
な比透磁率の値の材質を用いることで所望の漏れインダ
クタンスを得ることができる。この場合、ノーマルモー
ドノイズ電流に対するインピーダンスを増大させること
になるが、交流電源２からスイッチング電源（負荷）４
に供給する本来の電力用信号に対しては、インピーダン
スとして作用する虞はない。元来の電力用信号は、商用
周波数が５０Ｈｚ或いは６０Ｈｚであるのに対し、通常
問題となるノーマルモードノイズ電流の周波数は１０ｋ
Ｈｚ以上であり、周波数帯域が全く相違する為である。

【００２１】次に、図５は本発明の第１実施例の変形で
あって、閉磁路としてのリング状コア２５に、磁性材料
で構成されたセパレータ２６をバイパス手段として設け
たものである。このセパレータ２６は、２つのコイル１
１と１２を物理的に隔てる作用も持つ。この図では、磁
性材料で構成されたセパレータ２６がバイパス手段であ
る。

【００２２】図６は本発明の第２実施例で、角型コアを
用いた場合である。図６（ａ）はＥ形コア２７と、Ｉ形
コア２８を組み合わせて閉磁路を構成した例であり、Ｅ
形コアの中央脚２９がバイパス手段を形成している。図
６（ｂ）は２つのＥ形コア３１，３２を組み合わせた例
である。図６（ｃ）は２つのＵ形コア３３，３４を組み
合わせて閉磁路を構成している。そしてこの閉磁路の中
に中足コア３５を配置し、バイパス手段としている。

【００２３】次に第２実施例についての具体的な測定例
を説明する。表１に、ＵＵ形コア｛従来例…図６（ｃ）
の構成から中足コアを除去したもの｝を用いた場合と、
ＥＥ形コア｛本実施例…図６（ｂ）｝を用いた場合の、
漏れインダクタンスの実測比較データを示す。

【表１】 上記実施例のコモンモードチョークコイルは、閉磁路の
長さが７０ｍｍ、閉磁路の断面積が２４ｍｍ２　、エア
ギャップが５ｍｍで、各コイル１１，１２は９０ターン
ずつ巻装したものである。主インダクタンスは同じであ
るが、洩れインダクタンスがほぼ２倍になっている。

【００２４】図７は本発明の第３実施例の説明図である
。Ｕ型コア２個とＩ型コア１個を用い、コイル１１と１
２で漏れインダクタンスの大きいコモンモードチョーク
コイルを構成し、コイル１３と１４で従来のコモンモー
ドチョークコイルを構成した場合の複合型を示したもの
である。この図の例では、バイパス手段としての中足コ
ア３８は、エアギャップを設けることなくコア３７に接
続している。この場合、中足コア３８の材質は、透磁率
の小さい磁性材料が用いられる。

【００２５】図８は本発明の第４実施例の説明図である
。コイルとして平面形コイル１５，１６を用いた例であ
る。そして閉磁路としての角型コア４１に、バイパス手
段の中足コア４０を設けている。

【００２６】図９は本発明の第５実施例の説明図で、３
相コモンモードチョークコイルの構成を示している。閉
磁路としてのリング状コア４２に３つのコイル１７，１
８，１９を巻装し、バイパス手段としてのＹ形中足コア
４１を設けたものである。図１０は本発明の第５実施例
を変形したものの説明図で、中足コア４３にエアギャッ
プを設けたものである。

【００２７】今度は、閉磁路を構成するコアと本発明で
設けるバイパス手段の寸法の関係を説明する。図１１は
図６（ｂ）のＥ形コアを２つ用いた第６実施例である。 図において、閉磁路を構成する部分の断面積をａとした
場合、バイパス手段４６，４７の部分の断面積はその二
倍の２ａとしている。

【００２８】一般に、ノ―マルモ―ドの電流で一番大き
いのは交流電源２からスイッチング電源４に供給する本
来の電力用電流である。そして総べてのノーマルモード
の電流により発生する漏れ磁束をφＭ　とした場合、閉
磁路を構成するコア４５の断面積ａは、このφＭ　で飽
和しない値に予め設計できる。即ちコイル１１，１２の
ターン数Ｎ、交流電源２からスイッチング電源４に供給
する本来の電力用電流の値が、予め分かっているので、
磁束φＭ　は容易に算出することができる。すると、図
示するように、バイパス手段４６，４７には、２つのコ
イル１１，１２で発生した磁束φＭ　の２倍が流れるの
で、これらで飽和しないように、これの断面積を閉磁路
断面積の二倍である２ａとするのである。

【００２９】図１２は本発明の第７実施例の説明図であ
る。コア４５は閉磁路を成すコの字形状の部材を二つ突
き合わせたもので、例えば比透磁率７５００程度のＭｎ
Ｚｎ系フェライトやＦｅ系アモルファスを使用する。中
足コア４８はコア４５の中ほどを連結するもので、材料
には比透磁率が数十〜数百で、飽和磁束密度が約１テス
ラ以上の磁性材料を用いるのが好ましい。例えば３％ケ
イ素鋼板では比透磁率が周波数１００ｋＨｚにおいて６
００、飽和磁束密度２．０テスラのものが得られ、Ｆｅ
−Ｓｉ−Ａｌ系合金センダストや純鉄等の磁性材料でも
良い。実施例６のバイパス手段４６，４７に比較すると
、飽和磁束密度の高い磁性材料を使用している。

【００３０】このように構成された装置の動作を次に説
明する。図１３は漏れインダクタンスを発生させる磁束
の通る空間のモデルを示す図である。磁束の通る空間を
次の３領域に分ける。 領域Ｅ＊：コア４５に囲まれた領域のうち、磁束がバイ
パスする部分（中足コア４８とギャップが存在する場合
にはギャップ近傍の部分）を除いた部分領域Ｆ＊：コア
４５に囲まれた領域のうち、磁束をバイパスする部分 領域Ｇ＊：コア４５の外側の領域 尚、磁気等価回路図は図４の各磁気抵抗ＲＥ　，ＲＦ　
，ＲＧ　をそれぞれ各領域Ｅ＊，Ｆ＊，Ｇ＊の磁気抵抗
と読み替えれば良い。

【００３１】この場合、洩れインダクタンスを発生させ
る磁束φは次式で与えられる。

【数１】 実施例６の一方のコイル１１（１２）より生ずる洩れイ
ンダクタンスＬは次式で与えられる。

【数２】 ここで、中足コア４８の磁気抵抗をＲＦ　に保持しなが
ら、断面積ＡがＡ／ａ（ａ＞１）となるようにコア材質
を選定する。この場合、バイパス磁路を通る磁束φは等
しくなるから、実施例６の磁束密度をＢ１、本実施例の
磁束密度をＢ２とすると次式が成立している。

【数３】 いま、実施例６のバイパス手段４６，４７の飽和磁束密
度をＢｍ、本実施例の中足コア４８の飽和磁束密度をＢ
ｍ´とする。すると同一ＮＩ値での磁束密度を比較した
場合、（数３）より実施例７は実施例６の形式よりもａ
倍の磁束密度となる。そこで、両者を同一ＮＩ値で飽和
させるには、次の条件を充足させる必要がある。

【数４】 言い替えると、バイパス手段用コアの磁気抵抗を実施例
６と等しく保ち、飽和磁束密度が実施例６の材質に対し
てａ倍の材質を採用すれば、洩れインダクタンスと飽和
ＮＩ値（飽和電流値）を実施例６と等しく保ちながら、
中足コアの断面積を実施例６と比較して１／ａ倍に小形
化できる。この結果、チョ―クコイルを小形化できると
言う効果を生ずる。

【００３２】通常、バイパス磁路は実効比透磁率が５〜
５０の範囲で用いるので、中足コア４８の透磁率はコア
４５の材質に比較して低くてよい。高い飽和磁束密度に
することによりより細い断面積にすることができる。例
えば、実施例６でバイパス磁路幅が５〜１０ｍｍである
場合、厚さ０．１ｍｍの３％ケイ素鋼板を中足コア４８
に数枚重ねて用いることで、バイパス磁路幅を１ｍｍ程
度にすることができると言う設計例がある。

【００３３】図１４は図６（ｂ）のＥ形コアを２つ用い
た第８実施例で、バイパス手段の形状を中心方向に対し
てテ―パ状にしたものである。閉磁路を構成する部分の
断面積をａ、バイパス手段４８，４９の断面積をｂとし
た場合、次の関係が成立している。 ｂ＜２ａ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　（５）

【００３４】図１５は、
長さｌの棒状のコアにコイルを巻装し、磁界を加えた時
のコア内の磁束密度Ｂｘの分布（規格化した値）を示し
た図である。この特性は、多くの文献に記載され広く知
られている。図において、棒状コアの長手方向をｘ軸に
とっており、コアの中心位置をｘ＝０としている。なお
、Ｂｏ　はコアの中心位置における磁束密度であり、Ｂ
ｘ　は任意の位置ｘの磁束密度を表している。図から明
らかなように、棒状コアの両方の端部程、磁束密度は小
さくなる。従って、実施例８において、図１５の端部に
相当するバイパス手段４８，４９の断面積ｂをｂ＜２ａ
とすることができ、コアを構成する材料を節約すること
ができる。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、漏
れ磁束を意識的に増大させるチョ―クコイルの構成とし
たので、コモンモードノイズ電流のみならず、ノーマル
モードノイズ電流の低減も行うことができる。また、ア
クロスザラインコンデンサＣｘ１，Ｃｘ２の容量を少な
くすることもでき、スイッチング電源のノイズ低減装置
に用いると部品コストの低減に寄与する。

【００３６】また実施例７のように、バイパス磁路とな
る中足コアに閉磁路を構成するコアに比べて高い飽和磁
束密度を有する材料を使用すると、実施例６に比較して
中足コアが細い断面積のもので済み、チョ―クコイルや
ノイズフィルタを小形化できると言う効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るチョークコイルの第１実施例を示
す図である。

【図２】図１のインダクタンスモデル図である。

【図３】漏れインダクタンスを発生させる磁束の通る空
間のモデル図である。

【図４】図３の装置の磁気等価回路図である。

【図５】本発明の第１実施例の変形構成図である。

【図６】本発明の第２実施例の構成図である。

【図７】本発明の第３実施例の構成図である。

【図８】本発明の第４実施例の構成図である。

【図９】本発明の第５実施例の構成図である。

【図１０】本発明の第５実施例の変形を示す構成図であ
る。

【図１１】本発明の第６実施例の構成図である。

【図１２】本発明の第７実施例の構成図である。

【図１３】洩れインダクタンスを発生させる磁束の通る
空間のモデル図である。

【図１４】本発明の第８実施例の構成図である。

【図１５】長さｌの棒状のコアにコイルを巻装し、磁界
を加えた時のコア内の磁束密度Ｂｘの分布を示した図で
ある。

【図１６】従来公知のスイッチング電源装置の回路図で
ある。

【図１７】フィルタ回路の詳細図である。

【図１８】フィルタ回路近傍のノイズの説明図である。

【図１９】コモンモ―ドチョ―クコイルＬ１の動作説明
図である。

【符号の説明】

１１，１２…コイル ２１…コア ２２，２３…突起 ４５…コア ４６，４７…バイパス手段 ４８…中足コア

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】閉磁路を構成するコア（２１）と、このコ
   アの異なる部分に巻装された２個のコイル（１１，１２
   ）と、当該コアの閉磁路内側に磁性材料で設けられた、
   当該コイルに流れる電流により発生する磁束の一部を当
   該閉磁路とは独立にバイパスするバイパス手段（２２）
   と、を具備することを特徴とするチョ―クコイル。
2. 【請求項２】断面積（ａ）が一定な閉磁路を構成するコ
   ア（４５）と、このコアの異なる部分に巻装された２個
   のコイル（１１，１２）と、当該コアの閉磁路内側であ
   って当該２個のコイルを互いに隔てる閉磁路の位置に磁
   性材料で設けられた、当該コイルに流れる電流により発
   生する磁束の一部を当該閉磁路とは独立にバイパスする
   バイパス手段（４６，４７）と、を具備し、前記バイパ
   ス手段の断面積を前記コア断面積の二倍若しくはこれよ
   りも僅かに小さな値とすることを特徴とするチョ―クコ
   イル。
3. 【請求項３】断面積（ａ）が一定な閉磁路を構成するコ
   ア（４５）と、このコアの異なる部分に巻装された２個
   のコイル（１１，１２）と、当該コアの閉磁路内側であ
   って当該２個のコイルを互いに隔てる閉磁路の位置に磁
   性材料で設けられた、当該コイルに流れる電流により発
   生する磁束の一部を当該閉磁路とは独立にバイパスする
   バイパス手段（４８）と、を具備し、前記バイパス手段
   の磁性材料を前記コアの磁性材料の飽和磁束密度よりも
   高くすると共に、前記バイパス手段の断面積を前記コア
   断面積よりも小さな値とすることを特徴とするチョ―ク
   コイル。
4. 【請求項４】請求項１，２又は３記載のチョ―クコイル
   を介して交流電源と接続され、印加される交流電流を整
   流平滑化回路によって直流化し、この直流化された電流
   をスイッチング電源により所定電圧の直流電圧にして負
   荷側に供給することを特徴とするスイッチング電源装置
   のノイズ低減装置。
5. 【請求項５】交流電源より送られる交流電流を整流平滑
   化回路によって直流化し、この直流化された電流を請求
   項１，２又は３記載のチョ―クコイルを介してスイッチ
   ング電源に供給し、当該スイッチング電源により所定電
   圧の直流電圧にして負荷側に供給することを特徴とする
   スイッチング電源装置のノイズ低減装置。