JPH09129450A

JPH09129450A - 誘導性素子

Info

Publication number: JPH09129450A
Application number: JP7303757A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Yasuzawa; 精一安沢; Toshio Kubota; 俊男久保田
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1995-10-26
Filing date: 1995-10-26
Publication date: 1997-05-16

Abstract

(57)【要約】【課題】主導体のインダクタンスをその主導体とは絶
縁された外部から変化させることができる誘導性素子を
提供することを主目的とする。【解決手段】磁性体４と、磁性体４に磁気的に結合可
能に配設された主導体５と、磁性体４に磁気的に結合可
能に配設された制御用導体６とを備えている誘導性素子
１であって、主導体５は、主導体５に電流が流れたとき
に発生する磁束のうち制御用導体６と鎖交する磁束が互
いに打ち消し合って実質的に０と等しくなるように配設
した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インダクタンスを
可変することができる誘導性素子に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】インダクタンスを可変することができる
誘導性素子として、図１０，１２にそれぞれ示すコイル
が知られている。図１０に示すコイル７１は、いわゆる
ＥＩ型コアに巻線をそれぞれ巻き回した２つのコイル７
２，７３を直列接続して構成されている。この場合、コ
イル７２は、その巻数がコイル７３の巻数よりも少なく
構成されている。一方、図１２に示すコイル７４は、同
じくＥＩ型コアに巻線を巻き回したものであって、Ｅ型
コアの中枠の先端部が階段状に切り欠かれており、中枠
の先端部と、その先端部に対向するＩ型コアの所定部位
との間には、段違いのギャップ７５が形成されている。

【０００３】前者のコイル７１では、巻線に流れる電流
に対して、コイル７３のＥＩ型コア方が、コイル７２の
ＥＩ型コアよりも少ない電流値Ａ１で磁気飽和する。こ
のため、図１１に示すように、コイル７１のインダクタ
ンスは、所定の電流値Ａ１が流れるまでは、コイル７２
のインダクタンスとコイル７３のインダクタンスの和と
なっている。しかし、所定電流値Ａ１以上の電流が流れ
ると、コイル７３のＥＩ型コアが磁気飽和してそのイン
ダクタンスが激減するため、コイル７１のインダクタン
スは、コイル７２のインダクタンスとほぼ等しい値にな
る。これにより、コイル７１は、そのインダクタンスが
変化するようになっている。

【０００４】後者のコイル７４は、Ｅ型コアの中枠に巻
き回した巻線に電流が流れると、図１２に示すように、
中枠から外枠を通過して再び中枠に戻る磁束φが発生す
る。この場合、コイル７４のギャプ７５は、そのギャッ
プ幅が小さい部分では磁気抵抗が小さく、ギャップ幅が
大きい部分では磁気抵抗が大きくなっている。このた
め、コイル７５に流れる電流値が大きくなれば、それに
伴い発生する磁束数も大きくなる結果、ギャップ幅の小
さい部分の磁束密度がギャップ幅の大きい部分より高く
なる。これにより、ギャップ幅が狭い部分が、より早く
磁気飽和する。したがって、コイル７４のインダクタン
スは、所定の電流値Ａ２が流れるまでは、通常のインダ
クタンスを有している。一方、電流値Ａ２以上の電流が
流れると、ギャップ幅が小さい部分が先に磁気飽和し、
これにより、等価的には、ギャップ幅の小さな部分に、
大きなギャップ幅と等しい幅のギャップが形成されるこ
とになる。この結果、ＥＩコアの透磁率ρが低下し、コ
イル７４は、図１３に示すように、そのインダクタンス
が低下する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
コイル７１，７４には以下の問題点がある。すなわち、
両コイル７１，７４は、巻線に流れる電流値に応じてイ
ンダクタンスが自動的に低下するようになっている。こ
のため、例えば、巻線を一次側回路に配設し、一次回路
とは絶縁された二次回路側からコイル７１，７４のイン
ダクタンスを可変させるという制御方法を採用すること
ができないという問題点が存在する。加えて、両コイル
７１，７４は、インダクタンスを２段階に変化させるこ
とができるだけで、連続的に変化させることはできない
という問題点も存在する。さらに、前者のコイル７１に
は、２つのコイル７２，７３を用いなければそのインダ
クタンスを変化させることができないという問題点もあ
る。

【０００６】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
ものであり、主導体のインダクタンスをその主導体とは
絶縁された外部から変化させることができる誘導性素子
を提供することを主目的とする。また、誘導性素子のイ
ンダクタンスを連続的に可変することができる誘導性素
子を提供することを他の目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の誘導性素子は、磁性体と、磁性体に磁気的
に結合可能に配設された主導体と、磁性体に磁気的に結
合可能に配設された制御用導体とを備えている誘導性素
子であって、主導体は、当該主導体に電流が流れたとき
に発生する磁束のうち制御用導体と鎖交する磁束が互い
に打ち消し合って実質的に０と等しくなるように配設さ
れていることを特徴とする。

【０００８】請求項２記載の誘導性素子は、所定の共通
磁路を介して互いに異なる最短の経路で磁束を通過させ
る複数の閉磁路を形成可能に構成された磁性体と、共通
磁路を通過する磁束が互いに逆向きでかつ各向き毎の総
和が等しいように少なくとも２つの閉磁路を通過する磁
束を発生させると共に、発生した磁束に関連付けられる
インダクタンスを有する少なくとも１つの主導体と、共
通磁路においていずれか一方の向きの磁束を制御電流に
基づいて発生可能な少なくとも１つの制御用導体とを備
えていることを特徴とする。

【０００９】請求項３記載の誘導性素子は、所定の共通
磁路を介して互いに異なる最短の経路で磁束を通過させ
る複数の閉磁路を形成可能に構成された磁性体と、共通
磁路を通過する磁束が互いに逆向きでかつ各向き毎の総
和が等しいように、少なくとも２つの閉磁路を通過する
磁束を発生させる少なくとも１つの制御導体と、共通磁
路においていずれか一方の向きの磁束を発生させると共
に、発生した磁束に関連付けられるインダクタンスを有
する少なくとも１つの主導体とを備えていることを特徴
とする。

【００１０】請求項１から３に記載の誘導性素子では、
主導体に電流が流れると、磁性体に磁束が発生し、主導
体は所定のインダクタンスを有する。一方、主導体によ
って磁束が発生しても、制御導体では、鎖交する磁束が
互いに打ち消し合っているため、誘起電圧が発生しな
い。この状態で、制御導体に電流を流せば、磁性体に磁
束が発生する。この磁束は、主導体によって発生して制
御導体に鎖交する磁束と同じ向きと逆の向きとで主導体
にそれぞれ鎖交する。このため、主導体では、自身によ
って発生した磁束と、制御導体によって発生した磁束と
が互いに加算および減算し合う。したがって、制御導体
に流す電流を増加することによって、磁性体を磁気飽和
させることができ、かかる場合には、主導体のインダク
タンスを低下させることができる。このように、この誘
導性素子では、主導体とは別個の制御導体に電流を流す
ことによって、主導体のインダクタンスを変化させるこ
とができる。

【００１１】請求項４記載の誘導性素子は、請求項２ま
たは３記載の誘導性素子において、磁性体は、少なくと
も２つの閉磁路のそれぞれの所定部位においてその磁路
断面積が徐々に変化する磁路断面積変化部を有している
ことを特徴とする。

【００１２】この誘導性素子では、閉磁路の所定の部位
に磁路断面積変化部が設けられているので、磁性体に発
生する磁束が増加するに従って、磁路断面積変化部が徐
々に磁気飽和する。このため、磁性体の透磁率が低下す
ることにより、主導体のインダクタンスは徐々に低下す
る。この結果、インダクタンスに応じた電力を伝達する
電源装置などに好適に適用することができる。

【００１３】請求項５記載の誘導性素子は、請求項１、
２および４のいずれかに記載の誘導性素子において、磁
性体は、Ｅ型コアと、Ｅ型コアおよびＩ型コアのいずれ
か一方との組合せで構成され、主導体は、Ｅ型コアの両
外枠にそれぞれ全巻数の１／２ずつ巻き回した巻線部を
直列接続して構成され、制御用導体は、Ｅ型コアの中枠
に巻き回した巻線部で構成されていることを特徴とす
る。

【００１４】請求項６記載の誘導性素子は、請求項１、
３および４のいずれかに記載の誘導性素子において、磁
性体は、Ｅ型コアと、Ｅ型コアおよびＩ型コアのいずれ
か一方との組合せで構成され、制御用導体は、Ｅ型コア
の両外枠にそれぞれ全巻数の１／２ずつ巻き回した巻線
部を直列接続して構成され、主導体は、Ｅ型コアの中枠
に巻き回した巻線部で構成されていることを特徴とす
る。

【００１５】請求項７記載の誘導性素子は、請求項５ま
たは６記載の誘導性素子において、磁性体は、Ｅ型コア
およびＩ型コアの少なくとも一方に磁路断面積変化部を
有していることを特徴とする。

【００１６】請求項５から７に記載の誘導性素子では、
磁性体が一般的に用いられるＥＩ型コアまたはＥＥ型コ
アで形成されているので、誘導性素子を非常に安価に製
造することができる。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る誘導性素子の好適な実施の形態について説明す
る。

【００１８】本発明に係る誘導性素子は、伝達電力量の
制御や波形制御などの電力制御のための電源装置などに
おけるコイルやトランスに好適に適用することができる
ものである。まず、最初に、その動作原理の理解を容易
にするために、コイルに適用した例について説明する。
図１は、コイル１の外観斜視図を示している。コイル１
は、同図に示すように、Ｅ型コア２とＩ型コア３とを組
み合わせたいわゆるＥＩ型コア（磁性体）４に主巻線
（主導体）５と制御用巻線（制御導体）６とを巻き回し
て構成されている。

【００１９】Ｅ型コア２は、その外枠７，８の断面積が
等しく、かつ、中枠９の断面積が外枠７のほぼ２倍の断
面積になるように構成されている。また、外枠７，８の
それぞれの端部（磁路断面積変化部）７ａ，８ａは、コ
アの先端部から徐々に断面積が大きくなるように斜めに
カットされている。このため、外枠７，８と対向するＩ
型コア３の部位との間には、ギャップ１１，１２が形成
されている。

【００２０】主巻線５には、その両端に交流電源２１が
接続されている。また、主巻線５は、外枠７および外枠
８にそれぞれＮ₁ 回巻き回された巻線部５ａおよび巻線
部５ｂとを直列接続して構成されている。両巻線部５
ａ，５ｂは、巻き方向が互いに逆向きになるように外枠
７，８にそれぞれ巻き回されている。すなわち、巻線部
５ａは、同図の手前側から奥側へと巻き回され、巻線部
５ｂは、同図の奥側から手前側へと巻き回されている。

【００２１】制御用巻線６は、その両端に制御電源２２
が接続されている。制御電源２２は、特に限定されない
が、０Ａ〜１Ａまでの直流電流である制御電流Ｉ₂ を出
力することができるように構成されている。また、制御
用巻線６は、Ｅ型コア２の中枠（共通磁路）９に巻線部
５ｂと同じ巻き方向でＮ₂ 回巻き回されている。

【００２２】次に、コイル１の動作について説明する。
交流電源２１から交流電圧Ｅ１が出力されると、正サイ
クルの場合には、コイル１に所定電流値の電流Ｉ₁ が流
れ、負サイクルのときは、電流Ｉ₃ が流れる。この結
果、電流Ｉ₁ が流れたときは、ＥＩ型コア４には、同図
に示すように、巻線部５ａによって磁束φ１が、巻線部
５ｂによって磁束φ２がそれぞれ発生する。逆に、電流
Ｉ₂ がながれたときは、同図とは逆向きの磁束φ１およ
びφ２がそれぞれ発生する。磁束φ１は、ＥＩ型コア４
において、外枠７と中枠９との間で形成される磁路を右
回りで通過し、磁束φ２は、外枠８と中枠９との間で形
成される磁路を右回りで通過する。この場合、巻線部５
ａと巻線部５ｂの巻数が等しいので、中枠９では、磁束
φ１と磁束φ２が、互いに逆向きでかつ等しい量のた
め、互いに打ち消し合っている。この状態では、主巻線
５に電流Ｉ₁ が流れても、中枠９には磁束が実質的に発
生しないので、制御用巻線６にも電圧が誘起しない。し
たがって、電圧が誘起する場合と比較して、小電力で制
御用巻線６に制御電流Ｉ₂ を流すことができる。制御電
源２２から制御用巻線６に所定電流値の制御電流Ｉ₂ を
流すと、同図に示すような磁束φ３が発生する。磁束φ
３は、外枠７，８の断面積が等しいので、１／２ずつ両
外枠７，８内を通過する。したがって、磁束の向きを考
慮すると、外枠７内には磁束φ１に磁束φ３の１／２を
加算した磁束が通過し、外枠８には磁束φ２から磁束φ
３の１／２を差し引いた磁束が通過する。

【００２３】この結果、外枠７に対応するＢ−Ｈカーブ
２３は、図２（ａ）に示すように、磁束φ３の１／２の
磁束によって磁界方向に＋ΔＨだけ偏磁される。一方、
外枠８に対応するＢ−Ｈカーブ２４は、図２（ｂ）に示
すように、磁束φ３の１／２の磁束によって磁界方向に
−ΔＨだけ偏磁される。したがって、電流Ｉ₁ が流れた
ときには、磁束φ₁ と磁束φ₃ の１／２の磁束が外枠７
の端部７ａに集中することにより、端部７ａの先端部が
磁気飽和する。この結果、等価的に端部７ａの先端部に
ギャプが形成されることにより、外枠７の透磁率ρが低
下する。この場合、コイルのインダクタンスＬは、一般
的に、Ｌ＝ρ・ｎ² ・Ｓ／ｌただし、ｎはコイルの巻数、Ｓはコアの断面積、ｌは磁
路長で表される。これによれば、コイル１のインダクタ
ンスはρの値に比例して低下するため、巻線部５ａのイ
ンダクタンスは低下する。一方、電流Ｉ₃ が流れたとき
には、磁束φ₂ とは逆向きで等しい量の磁束とφ₃ の１
／２の磁束が外枠８の端部８ａに集中することにより、
端部８ａの先端部が磁気飽和する。この結果、等価的に
端部８ａの先端部にギャプが形成されることにより、外
枠８の透磁率ρが低下し、これにより、巻線部５ｂのイ
ンダクタンスが低下する。これは、交流電圧Ｅ１が正負
いずれのサイクルのときであっても、コイル１のインダ
クタンスが低下することを意味する。具体的には、交流
電圧Ｅ１が正のサイクルのときは、巻線部５ａのインダ
クタンスは、低下して例えば、Ｘ₂ Ｈとなり、巻線部５
ｂのインダクタンスは、元のインダクタンスで例えば、
Ｘ₁ Ｈとなっている。一方、交流電圧Ｅ１が負のサイク
ルのときは、巻線部５ａのインダクタンスは、元のイン
ダクタンスＸ₁ Ｈで、巻線部５ｂのインダクタンスは低
下してＸ₂ Ｈとなる。このため、コイル１全体のインダ
クタンスは、交流電圧Ｅ１が正および負のいずれのサイ
クルのときにも（Ｘ₁ ＋Ｘ₂ ）Ｈとなって、制御電流Ｉ
₂ が流れていないときのインダクタンス（Ｘ₁ ×２）Ｈ
よりも低下する。

【００２４】次いで、制御電流Ｉ₂ の電流値を徐々に増
加させると、これに伴い、両外枠７，８の各端部７ａ，
８ａでは、カットされた断面に沿って先端部から徐々に
磁気飽和し、ギャップ幅も徐々に大きくなる。このた
め、両外枠７，８の透磁率ρも、これに伴って徐々に低
下し、これにより、コイル１のインダクタンスが徐々に
低下する。

【００２５】この場合の制御電流Ｉ₂ とインダクタンス
との関係を図３に示す。なお、同図は、ＥＩ型コア４に
Ｈ７Ｃ１材を使用し、主巻線５を両外枠７，８にそれぞ
れ２５ターン巻き回すと共に、２５０ターンの制御用巻
線６を中枠９に巻き回すことによってコイル１を構成
し、周波数が１００ｋＨｚの一定電流（５０ｍＡ）を主
巻線５に流したときの制御電流Ｉ₂ とインダクタンスの
特性を示している。同図に示すように、制御電流Ｉ₂ が
増加するに従ってコイル１のインダクタンスが連続的に
低下することが分かる。この場合、ＥＩ型コア４におけ
るギャプ１１，１２の形状とコイル１のインダクタンス
との間に直線性がないため、同図のような曲線になる。
しかし、ギャップ１１，１２の形状を、コイル１のイン
ダクタンスが直線性を有するような相補的な形状にする
ことにより、制御電流Ｉ₂ に対するコイル１のインダク
タンスを直線的に変化させることができる。

【００２６】なお、ギャプ１１，１２の形状は、前記し
た形状に限られず、図４〜７に示すように、種々の形状
にすることができる。図４（ａ）は、両外枠７，８に階
段状のギャップ２５，２５（なお、斜線部分は切り欠い
た部分を示す。以下、同様である）を設けた例を示す
が、この場合の制御電流Ｉ₂ に対するインダクタンスの
関係は、同図（ｂ）に示すように、ギャップ２５，２５
の形状に応じてほぼ階段状に変化する特性を示す。ま
た、両外枠７，８の端部の一部分を残して所定の形状に
カットすることもできる。図５（ａ）では、一例として
斜めにカットしてギャップ２６，２６を設けた場合の例
を示しているが、この場合の制御電流Ｉ₂ に対するイン
ダクタンスの関係は、同図（ｂ）に示すように、制御電
流Ｉ₂ が所定の電流値Ａ３まで流れてもほぼ一定値のイ
ンダクタンスを維持し、それ以上の電流値になると、制
御電流Ｉ₂ の増加に従ってインダクタンスが低下する特
性を示す。さらに、ギャップを設けずに、図６（ａ）、
図７（ａ）にそれぞれ示すように、Ｅ型コア２のベース
部分２ａやＩ型コア３の端部を切り欠くこともできる
（符号２７，２８は切り欠いた切欠部をそれぞれ示
す）。この場合の制御電流Ｉ₂とインダクタンスとの関
係を図６（ｂ），図７（ｂ）にそれぞれ示す。この場合
には、断面積が最も狭い部分が磁気飽和するまではほぼ
一定値のインダクタンスを維持し、その部分が磁気飽和
すると、ギャップが形成されることによって、ＥＩ型コ
ア４の透磁率ρが低下し、これに伴いコイルのインダク
タンスが徐々に低下する特性を示す。

【００２７】次に、本発明に係る誘導性素子を電源装置
に適用した例を図８，図９にそれぞれ示す。

【００２８】図８は、誘導性素子としてのトランス３１
をフライバックコンバータ３２に適用した例を示してい
る。この場合、トランス３１は、ＥＩ型コア４の両外枠
７，８にそれぞれ巻き回した一次巻線３３、および中枠
９に巻き回した制御用巻線３４に加えて、二次巻線３
５，３６をそれぞれＥ型コア２の外枠７，８に巻き回す
ことによってトランスとして構成している。なお、二次
巻線３５，３６も一次巻線３３と同じようにして、電流
が流れたときに中枠９に誘起電圧が発生しないように巻
き回されている。以下、同図の動作原理の概要について
説明する。

【００２９】制御部３７から正のパルス信号が出力され
ると、ＦＥＴ１がオンすることにより、トランス３１の
一次巻線３３に直流電流が流れ、一次巻線３３にエネル
ギーが蓄積されると共に、二次巻線３６、ダイオードＤ
１およびトランジスタＴＲ２を介して制御巻線３４に電
流が流れる。この場合、一次巻線３３に蓄積されるエネ
ルギーＰは、Ｐ＝Ｌ・Ｉ_L ²／（２Ｔ）（単位Ｗ）と表される。ただし、Ｌは、一次コイル３３のインダク
タンス、Ｉ_L は、ＦＥＴ１がオフする直前に一次コイル
３３に流れている電流値、Ｔは、ＦＥＴ１のスイッチン
グ周期をそれぞれ表す。一方、Ｔ＝１／ｆｆはＦＥＴ１のスイッチング周
波数ｔ_ON＝１／（２ｆ）ｔ_ONは、デューティー比５０％
のときのＦＥＴ１のオン時間Ｉ_L ＝Ｖ₁ ・ｔ_ON／ＬＶ₁ は、入力電源の電圧値の関係が成立するため、Ｐ＝Ｖ₁ ²／（８・Ｌ・ｆ）（単位Ｗ）と表される。したがって、制御巻線３４に電流が流れて
一次コイル３３のインダクタンスＬが低下すると、一次
コイル３３に蓄積されるエネルギーは増加することにな
る。

【００３０】次いで、ＦＥＴ１がオフすると、二次巻線
３５、ダイオードＤ２を介して電圧Ｖｏの直流出力が出
力される。この場合、一次コイル３３に蓄積されるエネ
ルギーが増加することによって直流出力の電圧Ｖｏが所
定の電圧よりも上昇すると、抵抗Ｒ１を介してシャント
ＩＣ３８がオンする。これにより、二次巻線３６、ダイ
オードＤ１、トランジスタＴＲ１およびシャントＩＣ３
８という経路でトランジスタＴＲ１のベース電流が流れ
ることにより、トランジスタＴＲ１がオンし、これによ
り、トランジスタＴＲ２がオフになる。したがって、制
御巻線３４に電流が流れなくなり、これに伴い、一次巻
線３３のインダクタンスが増加して蓄積されるエネルギ
ーＰが小さくなる。この結果、二次巻線３５を介して出
力される直流出力の電圧値Ｖｏは、所定値にまで低下す
る。このように、このフライバックコンバータ３２で
は、制御巻線３４に制御電流を流して一次巻線３３のイ
ンダクタンスを変化させることによって、直流出力の電
圧Ｖｏが一定電圧になるように制御される。

【００３１】次に、本発明に係る誘導性素子をフライバ
ックコンバータ４１の信号伝送用のトランス４２に適用
した例について説明する。フライバックコンバータ４１
では、トランス４２に２つの制御用巻線４３，４４が設
けられているのが、前述したフライバックコンバータ３
２におけるトランス３１とは基本的に異なっている。

【００３２】制御用巻線４３は、負荷に流れる直流出力
の電流値が所定値以下になるように制御するための巻線
であって、いわゆるオーバーカレントプロテクション
（ＯＣＰ）回路の一部を構成する。また、制御用巻線４
４は、負荷に出力される直流出力の電圧値Ｖｏが所定値
以下になるように制御するための巻線である。なお、ト
ランス３１と同じ構成要素については同一の符号を使用
し、その説明を省略する。

【００３３】このフライバックコンバータ４１では、負
荷に流れる直流出力の電流Ｉｏが制御電流として制御用
巻線４３に流れたり、二次回路に出力される直流出力の
電圧Ｖｏが所定値以上になったときにトランジスタＴＲ
１３および抵抗Ｒ１３を介して流れる電流が制御電流と
して制御用巻線４４に流れたりしたときに、一次コイル
３３のインダクタンスを低下させ、これにより、二次回
路に出力される直流出力の電圧Ｖｏおよび電流Ｉｏを所
定値に規定する。

【００３４】具体的には、このフライバックコンバータ
４１では、抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＴＲ１１が
オンし始めると、トランス４５の一次巻線４７に電流が
流れ、これに伴い、補助巻線４６、ダイオードＤ１１お
よび抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＴＲ１１にベース
電流が流れる。この結果、トランジスタＴＲ１１が完全
にオンし、一次巻線４７にエネルギーが蓄積される。次
いで、補助巻線４９、トランス４２の一次巻線３３およ
びツェナーダイオードＤ１２を介して電流が流れること
によりトランジスタＴＲ１２がオンし、これにより、ト
ランジスタＴＲ１１がオフする。次いで、トランス４５
の二次巻線４８およびダイオードＤ１３を介して直流出
力が出力される。一方、電流Ｉｏの電流値が大きくなる
と、制御巻線４３に流れる電流も大きくなり、この結
果、トランス４２の一次巻線３３のインダクタンスが低
下する。これにより、通常時に比べて、トランジスタＴ
Ｒ１２のベース電圧が早く上昇するので、トランジスタ
ＴＲ１２がオフするタイミングが早くなる。この結果、
トランジスタＴＲ１１がオンする時間が短くなるため、
トランス４５の一次コイル４７に蓄積されるエネルギー
が少なくなる。これにより、電流Ｉｏの電流値が所定値
に制限される。このように、負荷に流れる電流によって
トランジスタＴＲ１１のオン時間を制御することができ
るので、オーバーカレントプロテクションを構成するこ
とができる。また、このフライバックコンバータ４１に
よれば、負荷に流れる電流が大きい場合には、抵抗等の
電圧低下を利用することによってオーバーカレントプロ
テクションを構成する場合と比較して、負荷電流を検出
するための電力を微少にすることができると共に、一次
回路と二次回路との絶縁が容易になる。同じようにし
て、制御用巻線４４についても、出力電圧Ｖｏが上昇す
ると、トランジスタＴＲ１３および抵抗Ｒ１３を介して
二次巻線４４に電流が流れるため、一次巻線３３のイン
ダクタンスが低下し、これにより、直流出力の直流電圧
Ｖｏを所定値に保持することができる。

【００３５】以上のように、本実施形態におけるコイル
１およびトランス３１，４２では、主巻線とは絶縁され
ている二次回路から制御用巻線に制御電流を流すことに
よって、主巻線のインダクタンスを容易に変化させるこ
とができる。この結果、二次回路側から電力の伝達制御
などを行う電源装置に好適に用いることができる。

【００３６】なお、以上の実施の形態では、ＥＩ型コア
４に主巻線５および制御用巻線６を巻き回した例につい
て説明したが、これに限定されず、他のいかなる形状の
コアであってもよい。例えば、複数のトロイダルコアの
一部分を一箇所で一体的に固着し、固着した箇所に制御
導体を巻き回すと共に、制御導体に磁束が発生しないよ
うに、主導体をトロイダルコアに巻き回してもよい。さ
らに、主導体や制御導体をプリントパターン化してＥＩ
型コアなどに装着することもできる。

【００３７】また、主巻線５と制御用巻線６の磁性体へ
の巻き方についても、本実施形態に限定されない。図１
において、主巻線５に制御電源２２を接続して本発明に
おける制御用導体として使用し、制御用巻線６に交流電
源２１を接続して本発明における主導体として用いても
よい。この場合にも、コイル１と同じ動作原理で作動
し、主導体によって発生した磁束で制御用導体に磁束が
発生することがなく、かつ、制御用導体に制御電流を流
すことによって、ＥＩ型コア４を磁気飽和させることが
できる。これにより、コイルのインダクタンスを可変す
ることができる。

【００３８】また、この実施形態では、主導体を１本ま
たは２本のみ用いる例について説明したが、これに限定
されず、３本以上の主導体を用いてもよい。また、制御
導体を３本以上用いてもよいのは勿論である。さらに、
図１におけるコイル１では、巻線部５ａ，５ｂを直列に
接続して主導体５を構成しているが、両巻線部５ａ，５
ｂを分離すると共に分離した両巻線部５ａ，５ｂを並列
に接続し、その両端に交流電源や直流電電源を接続して
もよい。この場合にあっても、制御用巻線６に電流を流
すことによって、両巻線部５ａ，５ｂを並列接続したイ
ンダクタンスを変化させることができる。なお、かかる
場合でも、両巻線部５ａ，５ｂによってそれぞれ発生す
る磁束の向きを、同図における磁束φ１およびφ２と同
じように、中枠９において互いに打ち消し合わせる必要
がある。

【００３９】また、図１におけるコイル１から制御用巻
線６を取り除いたコイルをチョークコイルに適用するこ
とも可能である。すなわち、ＥＩ型コア４に主巻線５の
みを巻き回すことによりチョークコイルが形成され、こ
の場合には、いわゆるスィンギングチョークコイルとし
て機能させることが可能になる。つまり、このチョーク
コイルのインダクタンスは、流れる電流値に応じて自動
的に変化するため、平滑回路に使用すれば、理想的な平
滑回路を構成することができる。これによれば、チョー
クコイルに流れる電流が大きくなるとインダクタンスが
低下し、電流が流れないとインダクタンスが大きくなる
ため、ブリーダ電流を最小限にすることができる。つま
り、一般的なチョークコイルを使用すれば、負荷電流が
少ないときは、コンデンサインプット型の平滑回路に近
づくので、出力電圧が極めて高くなって、ブリーダ抵抗
が必要になる。ところが、このチョークコイルを用いれ
ば、負荷電流が少ないときは、チョークコイルのインピ
ーダンスが高くなるので、チョークコイルのインピーダ
ンスと負荷抵抗との分圧比に応じた電圧の直流出力を負
荷端に出力することができるため、その直流電圧を容易
に所定値以下にすることができる。一方、電流が流れた
ときは、インダクタンスが低下してチョークインプット
型平滑回路の条件式を成立させることができる。したが
って、電源装置のスィンギングチョークコイルとして用
いれば、電源装置の変換効率を向上させることができ
る。

【００４０】さらに、本発明に係る誘導性素子は、電源
装置に限らず、高周波回路を初めとして、インダクタン
スを変化させるに有効な回路のすべてに適用することが
できる。

【００４１】また、本発明における磁路断面積変化部
は、主導体や制御用導体が巻き回された磁性体と同一の
材料を使用することに限定されない。例えば、ＥＩ型コ
アの両外枠を中枠よりも短く形成することによって、両
外枠とＩ型コアとの間にギャプを予め形成する一方、Ｅ
Ｉコアとは別の磁性体（例えば、珪素鋼板など）に、断
面積が変化する磁路断面積変化部を形成する。そして、
別の磁性体を介してＥ型コアの両外枠とＩ型コアとが磁
気的に結合するように構成する。かかる場合には、別の
磁性体の磁路断面積変化部を介してＥ型コアの両外枠と
Ｉ型コアとの間で磁束が通過する。このため、本実施形
態と同じようにして、別の磁性体を磁気飽和させること
によって、コイルやトランスのインダクタンスを変化さ
せることができる。

【００４２】

【発明の効果】以上のように本発明に係る誘導性素子に
よれば、磁性体と、主導体と、主導体によって発生した
磁束によって誘起電圧を生じないように磁性体に配設さ
れた制御導体とを備えているので、主導体とは別個独立
して絶縁された制御導体に電流を流すことによって、主
導体のインダクタンスを変化させることができる。ま
た、磁性体に磁路断面積変化部を備えているので、主導
体のインダクタンスを連続的に変化させることができ
る。さらに、磁性体としてＥＩ型コアまたはＥＥ型コア
を使用することによって誘導性素子を安価に製造するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るコイルの外観斜視図
である。

【図２】（ａ），（ｂ）は、それぞれ、本発明の実施の
形態に係るコイルの偏磁されたＢ−Ｈカーブを示す図で
ある。

【図３】本発明の実施の形態に係るコイルの制御電流に
対するインダクタンスの変化特性を示す図である。

【図４】（ａ）は他の実施形態に係るＥＩ型コアの正面
図を示し、（ｂ）はその場合の制御電流に対するインダ
クタンスの変化特性を示す図である。

【図５】（ａ）は他の実施形態に係るＥＩ型コアの正面
図を示し、（ｂ）はその場合の制御電流に対するインダ
クタンスの変化特性を示す図である。

【図６】（ａ）は他の実施形態に係るＥＩ型コアの正面
図を示し、（ｂ）はその場合の制御電流に対するインダ
クタンスの変化特性を示す図である。

【図７】（ａ）は他の実施形態に係るＥＩ型コアの正面
図を示し、（ｂ）はその場合の制御電流に対するインダ
クタンスの変化特性を示す図である。

【図８】本発明に係るトランスを電源装置に適用したと
きの回路図である。

【図９】本発明に係るトランスを電源装置に適用したと
きの回路図である。

【図１０】従来のコイルの外観斜視図である。

【図１１】従来のコイルの、流れる電流に対するインダ
クタンスの変化特性を示す図である。

【図１２】従来のコイルの外観斜視図である。

【図１３】従来のコイルの、流れる電流に対するインダ
クタンスの変化特性を示す図である。

【符号の説明】

１誘導性素子２Ｅ型コア３Ｉ型コア４ＥＩ型コア５主巻線５ａ巻線部５ｂ巻線部６制御用巻線７外枠７ａ端部８外枠８ａ端部９中枠３１トランス４２トランス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】磁性体と、当該磁性体に磁気的に結合可
能に配設された主導体と、前記磁性体に磁気的に結合可
能に配設された制御用導体とを備えている誘導性素子で
あって、前記主導体は、当該主導体に電流が流れたときに発生す
る磁束のうち前記制御用導体と鎖交する磁束が互いに打
ち消し合って実質的に０と等しくなるように配設されて
いることを特徴とする誘導性素子。
【請求項２】所定の共通磁路を介して互いに異なる最
短の経路で磁束を通過させる複数の閉磁路を形成可能に
構成された磁性体と、前記共通磁路を通過する磁束が互いに逆向きでかつ各向
き毎の総和が等しいように少なくとも２つの前記閉磁路
を通過する磁束を発生させると共に、当該発生した磁束
に関連付けられるインダクタンスを有する少なくとも１
つの主導体と、前記共通磁路においていずれか一方の向きの磁束を制御
電流に基づいて発生可能な少なくとも１つの制御用導体
とを備えていることを特徴とする誘導性素子。
【請求項３】所定の共通磁路を介して互いに異なる最
短の経路で磁束を通過させる複数の閉磁路を形成可能に
構成された磁性体と、前記共通磁路を通過する磁束が互いに逆向きでかつ各向
き毎の総和が等しいように、少なくとも２つの前記閉磁
路を通過する磁束を発生させる少なくとも１つの制御導
体と、前記共通磁路においていずれか一方の向きの磁束を発生
させると共に、当該発生した磁束に関連付けられるイン
ダクタンスを有する少なくとも１つの主導体とを備えて
いることを特徴とする誘導性素子。
【請求項４】前記磁性体は、前記少なくとも２つの閉
磁路のそれぞれの所定部位においてその磁路断面積が徐
々に変化する磁路断面積変化部を有していることを特徴
とする請求項２または３記載の誘導性素子。
【請求項５】前記磁性体は、Ｅ型コアと、Ｅ型コアお
よびＩ型コアのいずれか一方との組合せで構成され、前
記主導体は、前記Ｅ型コアの両外枠にそれぞれ全巻数の
１／２ずつ巻き回した巻線部を直列接続して構成され、
前記制御用導体は、前記Ｅ型コアの中枠に巻き回した巻
線部で構成されていることを特徴とする請求項１、２お
よび４のいずれかに記載の誘導性素子。
【請求項６】前記磁性体は、Ｅ型コアと、Ｅ型コアお
よびＩ型コアのいずれか一方との組合せで構成され、前
記制御用導体は、前記Ｅ型コアの両外枠にそれぞれ全巻
数の１／２ずつ巻き回した巻線部を直列接続して構成さ
れ、前記主導体は、前記Ｅ型コアの中枠に巻き回した巻
線部で構成されていることを特徴とする請求項１、３お
よび４のいずれかに記載の誘導性素子。
【請求項７】前記磁性体は、前記Ｅ型コアおよびＩ型
コアの少なくとも一方に前記磁路断面積変化部を有して
いることを特徴とする請求項５または６記載の誘導性素
子。