WO2007125989A1 - ノイズ低減用リアクトル及びノイズ低減装置 - Google Patents

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WO2007125989A1
WO2007125989A1 PCT/JP2007/059049 JP2007059049W WO2007125989A1 WO 2007125989 A1 WO2007125989 A1 WO 2007125989A1 JP 2007059049 W JP2007059049 W JP 2007059049W WO 2007125989 A1 WO2007125989 A1 WO 2007125989A1
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magnetic core
noise reduction
common mode
line
phase
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PCT/JP2007/059049
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Inventor
Seiichi Funakura
Joon Sung Bae
Original Assignee
Sanken Electric Co., Ltd.
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    • H01F30/16—Toroidal transformers

Definitions

  • the present invention relates to a noise reduction rear tuttle and a noise reduction device that are inserted into a power supply line from a three-phase four-wire AC power supply and reduce noise propagating to the power supply line.
  • FIG. 1 shows a general motor connection diagram.
  • the inverter device 3 converts the power supplied from the three-phase AC power source 1 into predetermined power and supplies it to the motor 4.
  • the inverter device 3 and the motor 4 have a capacitance including a stray capacitance between the ground and switching noise due to switching of the switching element via the capacitance becomes a high-frequency leakage current.
  • a capacitance including a stray capacitance between the ground and switching noise due to switching of the switching element via the capacitance becomes a high-frequency leakage current.
  • the voltage level of the frame (housing) of the inverter device 3 fluctuates. If this leakage current is large, the leakage breaker will be cut off.
  • FIG. 2 is a related filter circuit diagram composed of a capacitor and a rear tuttle.
  • the filter circuit 2a shown in FIG. 2 includes a line-to-line capacitor 21a to 21c and a common mode coil 22a and 22b between a three-phase four-wire three-phase AC power source 1 consisting of three phase power sources 11 to 13 and an inverter device 3. , Line 'grounding capacitor 23.
  • the line-to-line capacitors 21a to 21c are composed of capacitors C11 to C19 that reduce normal mode noise flowing between R, S, ⁇ , and N phases.
  • Capacitor 23 between line and ground consists of capacitors C20 to C23 that reduce common mode noise flowing between R, S, ⁇ , N phase and ground E (earth).
  • line-to-line capacitors 21a to 21c, line-to-ground capacitor 23 and common mode coils 22a and 22b are provided to ensure a noise reduction effect.
  • the circuit becomes large.
  • Fig. 3 is a related filter circuit diagram including a common mode noise current detector (hereinafter abbreviated as CT) and a common mode noise reduction circuit.
  • CT common mode noise current detector
  • the inter-line capacitor 21c and the common mode coil 22b are deleted from the circuit shown in FIG. 2, and a CT 24 and a common mode noise reduction circuit 25 are added.
  • the CT24 has an annular magnetic core 26 made of a ferrite core like the common mode coil 22a, and R, S, T, and negative phase power lines (input lines) WR, WS, WT, WN. The same number of windings are wound, and the common mode current detection winding (output line) WO is wound around the annular magnetic core 26 in the same manner as the R, S, T, and phase.
  • the power wires WR, WS, WT, WN of the R, S, T, and negative phases are wound so that the magnetic flux in the magnetic core 26 is formed in the same direction when current flows in the same direction. This cancels the normal mode component. For this reason, only the common mode component appears as a magnetic flux in the magnetic core 26, and a change in magnetic flux is detected as a common mode noise current in the common mode current detection wire WO.
  • the common mode noise reduction circuit 25 is configured to flow a compensation current so that the common mode noise current detected by the CT24 does not flow to the AC power supply 1 side.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of the common mode noise reduction circuit shown in FIG.
  • the common mode reduction circuit 25 shown in FIG. 5 includes resistors rl to r3, capacitors C1 to C2, diodes D1 to D3, and PNP transistors as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-32885.
  • a DC voltage generation circuit composed of Q1 is provided.
  • the DC voltage generation circuit for example, generates a DC voltage of about 160 V even with an AC voltage force having an effective value of 230 V between T and N.
  • the AC power supply voltage when the voltage is positive, current flows along the path along r3, Dl, CI, D2, and C2, and the capacitors Cl and C2 are charged.
  • the AC power supply voltage starts to decrease from the positive peak, the AC power supply voltage ⁇ (the voltage across C1 + the voltage across C2), and diode D1 is reverse biased and transistor Q1 is turned on.
  • current paths along CI, Ql, C2, and D3 are formed.
  • the voltage across capacitor C2 is always charged with a voltage of approximately 1Z2, which is the peak value of the AC power supply voltage.
  • the common mode noise reduction circuit 25 is, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-2003.
  • an amplifier circuit comprising capacitors C3 to C5, resistors r4 and r5, NPN transistor Q2, PNP transistor Q3, and diodes D4 and D5 is provided.
  • the amplifier circuit supplies the compensation current to the ground line E through the capacitor C5 for the common mode noise current detected by the CT24.
  • the common mode noise current is canceled by the compensation current, and the common mode noise component flowing to the AC power supply side can be reduced.
  • the noise reduction device and the noise reduction device can reduce the noise generated by the inverter device having a switching element and the load without increasing the number of components, and can be reduced in cost and size. I will provide a.
  • the present invention employs the following means. That is, according to the first technical aspect of the present invention, the noise reduction rear tuttle that is inserted into the power supply line from the three-phase four-wire AC power supply and reduces the noise that propagates to the power supply line has a through hole in the center.
  • a first magnetic core having a first closed magnetic circuit and a first magnetic core provided corresponding to a power line of the three-phase four-wire AC power source and wound around the first magnetic core.
  • the first winding, the second winding, the third winding, the fourth winding, and the first closed magnetic circuit of the first magnetic core inserted into the through hole of the first magnetic core and for each winding.
  • a second magnetic core that forms a second closed magnetic path passing through a part thereof, and an insulator provided between the first magnetic core and the second magnetic core are provided.
  • the second magnetic core is a cross-shaped magnetic core
  • the noise reducing rear tuttle is a first magnetic core.
  • the wire, the second wire, the third wire, and the fourth wire are four gaps formed when the cross-shaped second magnetic core is inserted into the through hole of the first magnetic core. It is wound around the first magnetic core so as to penetrate the part.
  • a noise reduction device for reducing noise that is inserted into a power line of a three-phase four-wire AC power source and propagates to the power line.
  • the common mode noise current detector that detects the common mode noise current flowing in the ground wire, and the common mode noise current detected by the common mode noise current detector.
  • the common mode noise current is applied to the ground wire. It is characterized by comprising a common mode noise reduction circuit for supplying in a canceling direction, and a noise reduction reactor according to the first technical aspect or the second technical aspect.
  • the noise reduction device is not limited to the third technical aspect, and the common mode noise reduction circuit is more than the common mode noise current detector.
  • the three-phase four-wire AC power supply side is arranged, and the noise reduction rear tuttle is arranged on the three-phase four-wire AC power supply side with respect to the common mode noise reduction circuit.
  • FIG. 1 is a connection diagram of a conventional motor.
  • FIG. 2 is a conventional filter circuit diagram composed of a capacitor and a rear tuttle.
  • FIG. 3 is a conventional filter circuit diagram including a common mode noise current detector (CT) and a common mode noise reduction circuit.
  • CT common mode noise current detector
  • FIG. 4 is a block diagram of the common mode noise current detector shown in FIG.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of the common mode noise reduction circuit shown in FIG. 3.
  • FIG. 6 is a structural diagram of a rear tuttle having a rectangular magnetic core according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing magnetic fluxes due to normal mode current and common mode current in the rear tuttle of FIG.
  • FIG. 8 is a structural diagram of a rear tuttle having a rectangular magnetic core of Example 2.
  • FIG. 9 is a structural diagram of a rear tuttle having an annular magnetic core of Example 3.
  • FIG. 10 is a structural diagram of a rear tuttle having a quadrangular magnetic core of Example 4.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a noise reduction device according to a fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of a noise reduction device according to a sixth embodiment.
  • noise reduction rear tuttle is abbreviated as a rear tuttle.
  • FIG. 6 is a structural diagram of a rear tuttle having a rectangular magnetic core according to the present embodiment.
  • the rear tutor La shown in Fig. 6 is composed of a rectangular magnetic core 5a that also has magnetic material force such as ferrite, a cross-shaped magnetic core 6a that also has magnetic material force such as ferrite, four insulators 7a, and four Lines 10R, 10S, 10T, ION and power.
  • the rectangular magnetic core 5a corresponds to the first magnetic core of the present invention and has no gap. And has a quadrangular through hole 51 in the center and a closed magnetic circuit is formed.
  • Line 1 OR, Line 10S, Line 10T and Line ION are three-phase, four-wire Provided corresponding to the power line from AC power supply 1 (symmetrical three-phase AC R-phase, S-phase, T-phase and N-phase which is their neutral point) and wound around a rectangular magnetic core 5a Yes.
  • the cross-shaped magnetic core 6a corresponds to the second magnetic core of the present invention, is inserted into the through hole 51 of the rectangular magnetic core 5a with a predetermined gap, and each of the windings 10R, 10S, 10T, 10N passes through a part of the first closed magnetic circuit of the rectangular magnetic core 5a to form the second closed magnetic circuit.
  • An insulating material 7a such as insulating paper is provided in a predetermined gap between the rectangular magnetic core 5a and the protrusion 9a of the cross-shaped magnetic core 6a.
  • the saddle wire 10R, the saddle wire 10S, the saddle wire 10T, and the saddle wire ION have four gaps 8a formed when the cross-shaped magnetic core 6a is inserted into the through hole 51 of the rectangular magnetic core 5a.
  • the same number of wires are wound around the rectangular magnetic core 5a so as to penetrate.
  • the feeder 10R is connected between the port P1 and the port P2
  • the feeder 10S is connected between the port P3 and the port P4
  • the feeder 10T is connected between the port P5 and the port P6
  • 10 10N is connected between port P7 and port P8.
  • FIG. 7 is a diagram showing the magnetic flux due to the normal mode current and the common mode current in the rear tuttle of FIG. In the case of a three-phase four-wire AC power supply, the relationship between the currents at the commercial frequency, which is the main current, is
  • Ir is the R phase current
  • Is is the S phase current
  • It is the T phase current
  • In is the N phase current.
  • the magnetic flux generated in the quadrangular magnetic core 5a by the phase currents at the commercial frequency is zero at any moment, and the quadrangular magnetic core 5a is not magnetically saturated.
  • the magnetic flux generated by the high-frequency common mode noise current flowing in the ground line E is not the expression (1), and the magnetic flux generated by all the currents of R, S, T, and the negative phase is added.
  • the common mode noise current is proportional to the total value of Ir + Is + It + In.
  • Magnetic flux ⁇ c due to the flow is generated in the rectangular magnetic core 5a. Since the magnetic flux due to this common mode noise current is much smaller than the main current at the commercial frequency, a rectangular magnetic core 5a with no gap is used.
  • the closed magnetic circuit of the rectangular magnetic core 5a (the first closed magnetic field of the present invention) is provided for each of the windings 10R, 10S, 10T, and 10N.
  • Four magnetic fluxes ⁇ ,, due to the normal mode noise current are generated in the closed magnetic circuit (corresponding to the second closed magnetic circuit of the present invention) formed through a part of the path.
  • Each closed magnetic circuit has two gaps
  • the magnetic resistance is larger than that of the rectangular magnetic core 5a.
  • a magnetic flux generated by a two-phase current passes through each of the four protrusions 9a of the cross-shaped magnetic core 6a.
  • This two-phase current has a phase difference of 120 degrees, so it is not canceled out.
  • the cross-shaped magnetic core 6a has a magnetic flux ⁇ ( ⁇ , ⁇ , ⁇
  • Yap GP needs to be inserted.
  • the gap length of the gap GP By adjusting the gap length of the gap GP, the magnetic flux density passing through the cross-shaped magnetic core 5a can be adjusted, and the inductance effective for the normal mode noise component can be adjusted.
  • the gaps GP in the four locations have the same spacing so that the inductance value of each phase is the same.
  • the quadrilateral magnetic core 5a of the rear tuttle La two bobbins each having a winding wound in advance are inserted into the short pieces of the respective magnetic cores of the two U-shaped magnetic cores. It can be made from a bowl by sticking a U-shaped magnetic core. Unlike the generally used quadrilateral magnetic core 5a, the wire can be drawn on the bobbin by a machine without manually making the wire, so that the manufacturing cost can be reduced.
  • the cross-shaped magnetic core 6a instead of the cross-shaped magnetic core 6a, four L-shaped magnetic cores (not shown) in which the cross-shaped magnetic core 6a is equally divided into four may be used. Also in this case, as shown by the dotted line in FIG. 7, the normal mode is applied to the closed magnetic circuit formed through a part of the closed magnetic circuit of the rectangular magnetic core 5a for each of the windings 10R, 10S, 10T, and 10N.
  • the number of the cross-shaped magnetic core 6a is one and there is an advantage that it is easy to manufacture.
  • the two-phase current of the cross-shaped magnetic core 6a has an advantage that the phase difference is 120 degrees, so that it is not canceled out to zero.
  • FIG. 8 is a structural diagram of a rear tuttle having a rectangular magnetic core according to the second embodiment.
  • the rear tuttle Lb of Example 2 shown in FIG. 8 is obtained by disposing an insulator 7b over the entire inner peripheral surface of the rectangular magnetic core 5a with respect to the rear tuttle La of Example 1 shown in FIG. Since other configurations are the same as those of the first embodiment, the same portions are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • FIG. 9 is a structural diagram of a rear tuttle having an annular magnetic core according to the third embodiment.
  • Reactor Lc shown in Fig. 9 has an annular magnetic core 5c that also has magnetic material force such as ferrite, a cross-shaped magnetic core 6c that is made of magnetic material such as ferrite, an annular insulator 7c, and four windings 10R, 10 S, 10T, 10N.
  • An annular insulator 7c is provided on the inner peripheral surface of the annular magnetic core 5c, and a cross-shaped magnetic core 6c is provided on the inner peripheral surface of the annular insulator 7c.
  • Four windings 10R, 10S, 10T, and 10N are wound around the gap 8c between the annular insulator 7c and the cross-shaped magnetic core 6c.
  • FIG. 10 is a structural diagram of a rear tuttle having a rectangular magnetic core according to the fourth embodiment.
  • the rear tuttle Ld shown in FIG. 10 is different from the rear tuttle La of the first embodiment shown in FIG. 6 in a quadrangular magnetic core 5d and an I-shaped magnetic core 6d.
  • the quadrangular magnetic core 5d two protrusions 9d are formed at positions facing the magnetic core.
  • the I-shaped magnetic core 6d has a predetermined gap in the through hole 51 of the rectangular magnetic core 5d.
  • the second closed magnetic path is formed by passing through a part of the first closed magnetic path of the rectangular magnetic core 5d for each of the windings 10R, 10S, 10T, and ION.
  • An insulator 7a is provided in a predetermined gap between the quadrangular magnetic core 5d and the I-shaped magnetic core 6d.
  • the saddle wire 10R, the saddle wire 10S, the saddle wire 10T, and the saddle wire ION are four gaps 8d formed when the I-shaped magnetic core 6d is inserted into the through hole 51 of the quadrangular magnetic core 5d.
  • the same number of windings are wound around the quadrangular magnetic core 5d so as to penetrate.
  • the I-shaped magnetic core 6d is formed through a part of the closed magnetic path of the rectangular magnetic core 5d for each of the windings 10R, 10S, 10T, and 10N.
  • Four magnetic fluxes are generated by the normal mode noise current in the closed magnetic circuit. Since two gaps are inserted in each closed magnetic path, the magnetic resistance is larger than that of the quadrangular magnetic core 5d.
  • the magnetic flux generated by the two-phase current passes through the I-shaped magnetic core 6d.
  • This two-phase current has a phase difference of 120 degrees, so it is not canceled out.
  • the I-shaped magnetic core 6d generates a magnetic flux due to a large normal mode noise current equivalent to a large main current. Therefore, it is necessary to insert the gap GP so that the I-shaped magnetic core 6d is not magnetically saturated.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the noise reduction apparatus according to the fifth embodiment.
  • Filter circuit 2c which is the noise reduction device of Example 5 shown in FIG.
  • a common mode noise reduction circuit 25 that supplies the common mode noise current detected by the CT24 to the ground line E in a direction that cancels the common mode noise current.
  • the noise reduction device of the fifth embodiment shown in FIG. 11 has a common mode coil 22a of the noise reduction device shown in FIG. 3 connected to the rear tuttle L (rear tuttle La shown in FIG. 6 or rear tuttle Lb shown in FIG. 8). Alternatively, it is replaced by the rear tuttle Lc shown in Fig. 9 or the rear tuttle Ld) shown in Fig. 10.
  • the interline capacitors 21a and 21b are connected to the front stage of the CT24.
  • the common mode noise reduction circuit 25 is arranged on the three-phase four-wire AC power supply 1 side from CT24, and the rear tuttle L is three-phase four-wire AC power supply one side from the common mode noise reduction circuit 25. Placed in.
  • the noise reduction rear tuttle L is used in the noise reduction device, the same effects as those of the first to fourth embodiments can be obtained.
  • the amplification factor of the common mode noise reduction circuit 25 can be reduced and oscillation can be eliminated, so that the circuit can be stabilized.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the noise reduction apparatus according to the sixth embodiment.
  • the noise reduction device of the sixth embodiment shown in FIG. 12 is characterized in that the connection position of the inter-line capacitor 2 lb is located at the latter stage of the CT 24 with respect to the noise reduction device of the sixth embodiment shown in FIG.
  • the noise reduction rear tuttle L is used in the noise reduction device, the same effects as those of the first to fourth embodiments can be obtained.
  • the amplification factor of the common mode noise reduction circuit 25 can be reduced and oscillation can be eliminated, so that the circuit can be stabilized.
  • a magnetic flux due to the common mode noise current is generated in the first closed magnetic circuit of the first magnetic core.
  • a second closed magnetic circuit is formed for each winding through a part of the first closed magnetic circuit of the first magnetic core, and a normal mode noise current is generated in the second closed magnetic circuit for each winding.
  • Magnetic flux is generated.
  • the magnetic flux generated by the two-phase current passes through the second magnetic core, and the two-phase current has a phase difference of 120 degrees, so it is not canceled out to zero. For this reason, magnetic flux is generated in the second magnetic core due to normal mode noise current equivalent to the main current. Therefore, common mode noise and normal mode noise can be reduced without increasing the number of parts, and the cost and size can be reduced.
  • the noise reduction device using the noise reduction rear tuttle since the noise reduction device using the noise reduction rear tuttle is configured, the same effect as that of the noise reduction rear tuttle can be obtained.
  • the present invention can be applied to a motor driven by a three-phase AC power source.

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Abstract

　三相四線式交流電源からの電源線に挿入され電源線に伝播するノイズを低減するノイズ低減用リアクトルは、中央部に貫通穴を有し且つ第１閉磁路を形成する第１磁気コアと、前記三相四線式交流電源からの電源線に対応して設けられ且つ前記第１磁気コアに巻回される第１巻線、第２巻線、第３巻線及び第４巻線と、前記第１磁気コアの貫通穴に挿入され且つ各巻線毎に前記第１磁気コアの第１閉磁路の一部を通る第２閉磁路を形成する第２磁気コアと、前記第１磁気コアと前記第２磁気コアとの間に設けられた絶縁物とを備える。

Description

明 細 書
ノイズ低減用リァクトル及びノイズ低減装置
技術分野
[0001] 本発明は、三相四線式交流電源からの電源線に挿入され、電源線に伝播するノィ ズを低減するノイズ低減用リアタトル及びノイズ低減装置に関する。
背景技術
[0002] 図 1に一般的なモータの接続図を示す。インバータ装置 3は、三相交流電源 1から 供給された電力を所定の電力に変換してモータ 4に供給する。
[0003] この電力変換装置では、インバータ装置 3がスイッチング素子（図示せず)をオン Z オフすることにより電力を変換するため、スイッチング素子のスイッチングによるスイツ チングノイズが発生する。このスイッチングノイズの周波数は非常に高いため、広帯域 で減衰特性の大きなフィルタ回路 2を用いて、ノイズを他の周辺機器に悪影響を与え な 、レベルに抑えて!/、る。
[0004] また、インバータ装置 3及びモータ 4には、対地間の浮遊容量を含む静電容量が存 在し、その静電容量を介してスイッチング素子のスイッチングによるスイッチングノイズ が高周波の漏れ電流となって接地線に流れる。この漏れ電流が接地線に流れると、 インバータ装置 3のフレーム（筐体）の電圧レベルが変動する。この漏れ電流が大き い場合には、漏電ブレーカを遮断させることになる。
[0005] このようなノイズを低減するため、通常、コンデンサ及びリアタトルで構成されたフィ ルタ回路が使用される。図 2はコンデンサ及びリアタトルで構成された関連するフィル タ回路図である。図 2に示すフィルタ回路 2aは、三つの相電源 11〜13からなる三相 四線式の三相交流電源 1とインバータ装置 3の間に、ライン間コンデンサ 21a〜21c、 コモンモードコイル 22a, 22b、ライン'アース間コンデンサ 23を有している。ライン間 コンデンサ 21a〜21cは、 R, S, Τ, N相間を流れるノーマルモードノイズを低減する コンデンサ C11〜C19からなる。ライン'アース間コンデンサ 23は、 R, S, Τ, N相と 接地 E (アース）間に流れるコモンモードノイズを低減するコンデンサ C20〜C23から なる。 [0006] 図 2に示すように、ライン間コンデンサ 21a〜21c、ライン'アース間コンデンサ 23及 びコモンモードコイル 22a, 22bを設けて、ノイズ低減効果を確保している。し力し、こ の構成では、部品サイズの大きいライン間コンデンサ 21a〜21c及びコモンモードコ ィル 22a, 22bを多数使用するため、回路が大型化してしまう。
[0007] このため、日本国特許公開公報特開平 9— 266677号、特開 2003— 174777号 に開示されるように、能動素子を使用してコモンモードノイズを低減する装置が知ら れている。図 3はコモンモードノイズ電流検出器 (以下、 CTと略称する）及びコモンモ ードノイズ低減回路を備えた関連するフィルタ回路図である。
[0008] 図 3に示す回路は、図 2に示す回路に対して、ライン間コンデンサ 21c及びコモンモ ードコイル 22bを削除し、 CT24及びコモンモードノイズ低減回路 25を追加している。 CT24は、図 4に示すように、コモンモードコイル 22aと同様にフェライトコアからなる 環状磁気コア 26に、 R、 S、 T、 Ν相の電源線（入力線) WR、 WS、 WT、 WNが同一 卷数だけ卷回されるとともに、コモンモード電流検出用卷線（出力線) WOが R、 S、 T 、 Ν相と同様に環状磁気コア 26に卷回されている。
[0009] R、 S、 T、 Ν相の電源線 WR、 WS、 WT、 WNは、同じ方向に電流が流れた場合に 、磁気コア 26内の磁束が同じ向きに形成されるように卷回されることで、ノーマルモ ード成分はキャンセルされる。このため、コモンモード成分のみが磁気コア 26内の磁 束として現れ、磁束の変化がコモンモード電流検出用卷線 WOにコモンモードノイズ 電流として検出される。
[0010] コモンモードノイズ低減回路 25は、 CT24で検出されたコモンモードノイズ電流が 交流電源 1側に流れな ヽよう補償電流を流すように構成されて ヽる。
[0011] 図 5は図 3に示すコモンモードノイズ低減回路の構成図である。図 5に示すコモンモ ード低減回路 25には、たとえば日本国特許公開公報特開 2004— 32885号に開示 されるように、抵抗 rl〜r3、コンデンサ C1〜C2、ダイオード D1〜D3及び PNPトラン ジスタ Q1で構成される直流電圧生成回路が設けられる。
[0012] 直流電圧生成回路は、例えば、 T— N間の実効値 230Vの交流電圧力も約 160V の直流電圧を生成する。まず、交流電源電圧が印加された後、正の電圧の時には r3 , Dl, CI, D2, C2に沿った経路を電流が流れ、コンデンサ Cl、 C2が充電される。 交流電源電圧が正のピークから減少し始めると、交流電源電圧 < (C1の両端電圧 + C2の両端電圧）となり、ダイオード D1は逆バイアスされトランジスタ Q1がオンとなる。 この場合、 CI, Ql, C2, D3に沿った電流経路が形成される。いずれもコンデンサ C 2の両端電圧には交流電源電圧のピーク値の約 1Z2の電圧が常時充電される。コ ンデンサ C2の両端電圧をコモンモードノイズ低減回路 25の動作電源として利用する ことで、損失及び部品点数が少なく且つ簡易に直流電圧を得ることができる。
[0013] また、コモンモードノイズ低減回路 25は、たとえば日本国特許公開公報特開 2003
250270号〖こ開示されるよう〖こ、コンデンサ C3〜C5、抵抗 r4、 r5、 NPNトランジス タ Q2、 PNPトランジスタ Q3、ダイオード D4、 D5で構成される増幅回路が設けられる 。増幅回路は、 CT24で検出されたコモンモードノイズ電流をコンデンサ C5を通して 接地線 Eへ補償電流を供給する。
[0014] まず、コモンモードノイズ電流が CT24の出力線 WOに P11から P12の方向に流れ た場合には、トランジスタ Q2にベース電流が流れて、 C2, Q2, Pl l, P12, C5及び C3に沿った経路を電流が流れる。コンデンサ C5とコンデンサ C3との分流比は、トラ ンジスタ Q2の電流増幅率 h によって決まる。
fe
[0015] コンデンサ C5に流れる電流：コンデンサ C3に流れる電流 =h : 1となり、 h > > 1
fe fe の条件下では殆んどの電流がコンデンサ C5に流れる。
[0016] また、コモンモードノイズ電流が CT24の出力線 WOに P12から P11の方向に流れ た場合には、トランジスタ Q3のベースに電流が流れて、接地線 E, C5, P12, P11, Q3, N相及び C4に沿った経路を電流が流れる。 N相とコンデンサ C4とに分流する 割合はトランジスタ Q3の h により決まる。
fe
[0017] N相に流れる電流： C4に流れる電流 =h : 1となり、 h 》1の条件下では殆んどが
fe fe
N相に流れる。
[0018] このように、コモンモードノイズ電流が補償電流によりキャンセルされ、交流電源側 に流れるコモンモードノイズ成分を低減できる。
発明の開示
[0019] し力しながら、上記関連するフィルタ回路では、コモンモードノイズを低減できる力 ノーマルモードノイズを低減できない。このため、ノーマルモード用コイルを追加しな ければならない。
[0020] 本発明によれば、スイッチング素子を有するインバータ装置及び負荷により発生す るノイズを部品点数を増やすことなく低減し、安価且つ小型化を図ることができるノィ ズ低減用リアタトル及びノイズ低減装置を提供する。
[0021] 課題を解決するための手段
前記課題を解決するために本発明は以下の手段を採用した。すなわち、本発明第 1の技術的側面によれば、三相四線式交流電源からの電源線に挿入され前記電源 線に伝播するノイズを低減するノイズ低減用リアタトルは、中央部に貫通穴を有し且 つ第 1閉磁路を形成する第 1磁気コアと、前記三相四線式交流電源力ゝらの電源線に 対応して設けられ且つ前記第 1磁気コアに卷回される第 1卷線、第 2卷線、第 3卷線 及び第 4卷線と、前記第 1磁気コアの前記貫通穴に挿入され且つ前記各卷線毎に前 記第 1磁気コアの第 1閉磁路の一部を通る第 2閉磁路を形成する第 2磁気コアと、前 記第 1磁気コアと前記第 2磁気コアとの間に設けられた絶縁物とを備えることを特徴と する。
[0022] 本発明の第 2の技術的側面によれば、ノイズ低減用リアタトルは第 1の技術的側面 に加えて、前記第 2磁気コアは、十字形状の磁気コアであり、前記第 1卷線、前記第 2卷線、前記第 3卷線及び前記第 4卷線は、十字形状の前記第 2磁気コアが前記第 1磁気コアの貫通穴に挿入された際に形成される 4つの空隙部を貫通するように前記 第 1磁気コアに卷回されることを特徴とする。
[0023] 本発明の第 3の技術的側面によれば、三相四線式交流電源力 の電源線に挿入さ れ前記電源線に伝播するノイズを低減するノイズ低減装置は、前記電源線から接地 線に流れるコモンモードノイズ電流を検出するコモンモードノイズ電流検出器と、前 記コモンモードノイズ電流検出器により検出された前記コモンモードノイズ電流を、前 記接地線に、前記コモンモードノイズ電流を相殺する方向に供給するコモンモードノ ィズ低減回路と、第 1の技術的側面または第 2の技術的側面によるノイズ低減用リア タトルとを備えることを特徴とする。
[0024] 本発明の第 4の技術的側面によれば、ノイズ低減装置は、第 3の技術的側面にカロ えて、前記コモンモードノイズ低減回路は、前記コモンモードノイズ電流検出器よりも 前記三相四線式交流電源側に配置され、前記ノイズ低減用リアタトルは、前記コモン モードノイズ低減回路よりも前記三相四線式交流電源側に配置されることを特徴とす る。
図面の簡単な説明
[0025] [図 1]図 1は、従来のモータの接続図である。
[図 2]図 2は、コンデンサ及びリアタトルで構成された従来のフィルタ回路図である。
[図 3]図 3は、コモンモードノイズ電流検出器 (CT)及びコモンモードノイズ低減回路 を備えた従来のフィルタ回路図である。
[図 4]図 4は、図 3に示すコモンモードノイズ電流検出器の構成図である。
[図 5]図 5は、図 3に示すコモンモードノイズ低減回路の構成図である。
[図 6]図 6は、実施例 1の四角形状磁気コアを有するリアタトルの構造図である。
[図 7]図 7は、図 6のリアタトルにおいてノーマルモード電流及びコモンモード電流によ る磁束を示す図である。
[図 8]図 8は、実施例 2の四角形状磁気コアを有するリアタトルの構造図である。
[図 9]図 9は、実施例 3の環状磁気コアを有するリアタトルの構造図である。
[図 10]図 10は、実施例 4の四角形状磁気コアを有するリアタトルの構造図である。
[図 11]図 11は、実施例 5のノイズ低減装置の構成図である。
[図 12]図 12は、実施例 6のノイズ低減装置の構成図である。
発明を実施するための最良の形態
[0026] 以下、本発明のノイズ低減用リアタトル及びノイズ低減装置の実施の形態を図面を 参照しながら詳細に説明する。なお、以下の説明では、ノイズ低減用リアタトルをリア タトルと略称する。
[0027] ¾細
図 6は本実施例の四角形状磁気コアを有するリアタトルの構造図である。図 6に示 すリアタトル Laは、フェライトなどの磁性体材料力もなる四角形状磁気コア 5aと、フエ ライトなどの磁性体材料力もなる十字形状磁気コア 6aと、 4つの絶縁物 7aと、 4つの 卷線 10R, 10S, 10T, IONと力らなる。
[0028] 四角形状磁気コア 5aは、本発明の第 1磁気コアに対応し、ギャップのない磁気コア であり、中央部に四角形状の貫通穴 51を有し且つ閉磁路が形成されている。卷線 1 OR、卷線 10S、卷線 10T及び卷線 ION (本発明の第 1卷線、第 2卷線、第 3卷線及 び第 4卷線に対応）は、三相四線式交流電源 1からの電源線 (対称な三相交流 R相、 S相、 T相及びそれらの中性点である N相）に対応して設けられ且つ四角形状磁気コ ァ 5aに卷回されている。
[0029] 十字形状磁気コア 6aは、本発明の第 2磁気コアに対応し、四角形状磁気コア 5aの 貫通穴 51に所定のギャップを持って挿入され、且つ各卷線 10R, 10S, 10T, 10N について四角形状磁気コア 5aの第 1閉磁路の一部を通り第 2閉磁路を形成している 。四角形状磁気コア 5aと十字形状磁気コア 6aの突起部 9aとの所定のギャップには 絶縁紙等の絶縁物 7aが設けられて 、る。
[0030] 卷線 10R、卷線 10S、卷線 10T及び卷線 IONは、十字形状磁気コア 6aが四角形 状磁気コア 5aの貫通穴 51に挿入された際に形成される 4つの空隙部 8aを貫通する ように四角形状磁気コア 5aに、それぞれ同一卷数だけ卷回されている。
[0031] なお、卷線 10Rは、ポート P1及びポート P2間に接続され、卷線 10Sは、ポート P3 及びポート P4間に接続され、卷線 10Tは、ポート P5及びポート P6間に接続され、卷 線 10Nは、ポート P7及びポート P8間に接続されている。
[0032] 図 7は図 6のリアタトルにおいてノーマルモード電流及びコモンモード電流による磁 束を示す図である。三相四線式交流電源の場合、主電流である商用周波数におけ る各電流の関係は、
Ir+Is+It+In=0 (1)
となる。ただし、 Irは R相電流で、 Isは S相電流で、 Itは T相電流で、 Inは N相電流で ある。各電流 Ir、 Is、 Itは、それぞれ 120度の位相差となっている力 その振幅は同じ ではない。従って、 In=— (Ir+Is+It)≠0である。これにより、いずれの瞬間でも商 用周波数における各相電流により四角形状磁気コア 5aに生成される磁束が 0となつ て四角形状磁気コア 5aが磁気飽和することはない。
[0033] また、表現（1)が成立せず、接地線 Eに流れる高周波のコモンモードノイズ電流に より発生する磁束は、 R、 S、 T、 Ν相の全ての電流により発生する磁束が加算され、 図 7の実線で示すように、 Ir + Is + It + Inの合計値に比例したコモンモードノイズ電 流による磁束 φ cが四角形状磁気コア 5aに発生する。このコモンモードノイズ電流に よる磁束 は、商用周波数となる主電流に比べ非常に小さくなるため、ギャップのな い四角形状磁気コア 5aを使用する。
[0034] 一方、十字形状磁気コア 6aでは、図 7の点線で示すように、各卷線 10R, 10S, 10 T, 10N毎に、四角形状磁気コア 5aの閉磁路 (本発明の第 1閉磁路に対応)の一部 を通って形成された閉磁路 (本発明の第 2閉磁路に対応）に、ノーマルモードノイズ 電流による 4つの磁束 φ , , , が発生する。各閉磁路には、ギャップが 2箇
R S T N
所挿入されるため、四角形状磁気コア 5aと比べて磁気抵抗は大きくなる。
[0035] また、十字形状磁気コア 6aの 4つの突起部 9aの各々には、図 7の点線で示すように 、 2相の電流によって発生する磁束が通る。この 2相の電流は位相差が 120度である ため、キャンセルされて 0になることはない。このため、十字形状磁気コア 6aには、大 きな主電流と同等の大きなノーマルモードノイズ電流による各磁束 φ ( φ , φ , φ
L R S T
, φ )が発生する。従って、十字形状磁気コア 6aが磁気飽和することがないようにギ
N
ヤップ GPを挿入する必要がある。
[0036] このギャップ GPのギャップ長を調整することにより、十字形状磁気コア 5aを通る磁 束密度が調整でき、かつノーマルモードノイズ成分に有効となるインダクタンスを調整 できる。また、 4箇所のギャップ GPは、各相のインダクタンス値が同一となるよう同じ間 隔をとる。
[0037] また、リアタトル Laの四角形状磁気コア 5aは、 2個の U字形状磁気コアの各磁気コ ァの短片に予め卷線を卷回した 2個のボビンをそれぞれ挿入し、 2個の U字形状磁 気コアを密着させること〖こより作製できる。一般的に使用されている四角形状磁気コ ァ 5aのように人手による線卷を行わずに、機械によりボビンへ線卷を行えるため、製 造コストを低減することができる。
[0038] なお、十字形状磁気コア 6aの代りに、十字形状磁気コア 6aを均等に 4分割した 4つ の L字形状磁気コア（図示せず)を用いても良い。この場合にも、図 7の点線で示すよ うに、各卷線 10R, 10S, 10T, 10N毎に、四角形状磁気コア 5aの閉磁路の一部を 通って形成された閉磁路に、ノーマルモードノイズ電流による 4つの磁束 φ , ,
R S
, φ が発生する。 [0039] なお、 4つの L字形状磁気コアと十字形状磁気コア 6aとを比較すると、十字形状磁 気コア 6aは、 1個であり、製作しやい利点がある。また、十字形状磁気コア 6aの 2相 の電流は位相差が 120度であるため、キャンセルされて 0になることはないという利点 がある。
[0040] 実施例 2
図 8は実施例 2の四角形状磁気コアを有するリアタトルの構造図である。図 8に示す 実施例 2のリアタトル Lbは、図 6に示す実施例 1のリアタトル Laに対して、絶縁物 7bを 、四角形状磁気コア 5aの内周面全体にわたって配置したものである。その他の構成 は実施例 1の構成と同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細 な説明は省略する。
[0041] このような実施例 2のリアタトル Lbであっても、実施例 1のリアタトル Laと同様な効果 が得られる。
[0042] 実飾 13
図 9は実施例 3の環状磁気コアを有するリアタトルの構造図である。図 9に示すリア タトル Lcは、フェライトなどの磁性体材料力もなる環状磁気コア 5cと、フェライトなどの 磁性体材料からなる十字形状磁気コア 6cと、環状絶縁物 7cと、 4つの卷線 10R, 10 S, 10T, 10Nと力らなる。
[0043] 環状磁気コア 5cの内周面には環状絶縁物 7cが設けられ、この環状絶縁物 7cの内 周面には十字形状磁気コア 6cが設けられている。環状絶縁物 7cと十字形状磁気コ ァ 6cとの空隙部 8cには、 4つの卷線 10R, 10S, 10T, 10Nが卷回されている。
[0044] このような実施例 3のリアタトル Lcであっても、実施例 1のリアタトル Laと同様な効果 が得られる。
[0045] 実施例 4
図 10は実施例 4の四角形状磁気コアを有するリアタトルの構造図である。図 10に 示すリアタトル Ldは、図 6に示す実施例 1のリアタトル Laに対して、四角形状磁気コア 5dと、 I字形状磁気コア 6dとが異なる。
[0046] 四角形状磁気コア 5dは、磁気コアの対向する位置に 2つの突起部 9dが形成されて いる。 I字形状磁気コア 6dは、四角形状磁気コア 5dの貫通穴 51に所定のギャップを 持って挿入され且つ各卷線 10R, 10S, 10T, ION毎に、四角形状磁気コア 5dの第 1閉磁路の一部を通り第 2閉磁路を形成している。四角形状磁気コア 5dと I字形状磁 気コア 6dとの所定のギャップには絶縁物 7aが設けられている。
[0047] 卷線 10R、卷線 10S、卷線 10T及び卷線 IONは、 I字形状磁気コア 6dが四角形状 磁気コア 5dの貫通穴 51に挿入された際に形成される 4つの空隙部 8dを貫通するよう に四角形状磁気コア 5dに、それぞれ同一卷数だけ卷回されている。
[0048] 本実施例のリアタトル Ldによれば、 I字形状磁気コア 6dでは、各卷線 10R, 10S, 1 0T, 10N毎に、四角形状磁気コア 5dの閉磁路の一部を通って形成された閉磁路に 、ノーマルモードノイズ電流による 4つの磁束が発生する。各閉磁路には、ギャップが 2箇所挿入されるため、四角形状磁気コア 5dと比べて磁気抵抗は大きくなる。
[0049] また、 I字形状磁気コア 6dには、 2相の電流によって発生する磁束が通る。この 2相 の電流は位相差が 120度であるため、キャンセルされて 0になることはない。このため 、 I字形状磁気コア 6dには、大きな主電流と同等の大きなノーマルモードノイズ電流 による磁束が発生する。従って、 I字形状磁気コア 6dが磁気飽和することがないように ギャップ GPを挿入する必要がある。
[0050] このように実施例 4のリアタトル Ldであっても、実施例 1のリアタトル Laと同様な効果 が得られる。
[0051] 実飾 15
図 11は実施例 5のノイズ低減装置の構成図である。図 11に示す実施例 5のノイズ 低減装置であるフィルタ回路 2cは、ライン間コンデンサ 21a, 21b、リアタトル L、ライ ン 'アース間コンデンサ 23、電源線力 接地線 Eに流れるコモンモードノイズ電流を 検出する CT24と、 CT24により検出されたコモンモードノイズ電流を、接地線 Eにコ モンモードノイズ電流を相殺する方向に供給するコモンモードノイズ低減回路 25とを 有している。
[0052] 即ち、図 11に示す実施例 5のノイズ低減装置は、図 3に示すノイズ低減装置のコモ ンモードコイル 22aを、リアタトル L (図 6に示すリアタトル La又は図 8に示すリアタトル L b又は図 9に示すリアタトル Lc又は図 10に示すリアタトル Ld)に置き換えたことを特徴 とする。また、ライン間コンデンサ 21a, 21bは CT24の前段に接続されている。 [0053] また、コモンモードノイズ低減回路 25は、 CT24よりも三相四線式交流電源 1側に 配置され、リアタトル Lは、コモンモードノイズ低減回路 25よりも三相四線式交流電源 1側に配置される。
[0054] このような構成によれば、ノイズ低減装置にノイズ低減用のリアタトル Lを用いたので 、実施例 1乃至実施例 4の効果と同様な効果が得られる。また、コモンモードノイズ低 減回路 25の増幅率を小さくでき、発振等がなくなるので、回路を安定化できる。
[0055] 実施例 6
図 12は実施例 6のノイズ低減装置の構成図である。図 12に示す実施例 6のノイズ 低減装置は、図 11に示す実施例 6のノイズ低減装置に対して、ライン間コンデンサ 2 lbの接続位置を CT24の後段としたことを特徴とする。
[0056] このような構成によれば、ノイズ低減装置にノイズ低減用のリアタトル Lを用いたので 、実施例 1乃至実施例 4の効果と同様な効果が得られる。また、コモンモードノイズ低 減回路 25の増幅率を小さくでき、発振等がなくなるので、回路を安定化できる。
[0057] 発明の効果
本発明のノイズ低減用リアタトルによれば、第 1磁気コアの第 1閉磁路にコモンモー ドノイズ電流による磁束が発生する。第 2磁気コアでは、各卷線毎に、第 1磁気コアの 第 1閉磁路の一部を通って第 2閉磁路が形成され、各卷線毎に第 2閉磁路にノーマ ルモードノイズ電流による磁束が発生する。第 2磁気コアには、 2相の電流により発生 する磁束が通り、 2相の電流は位相差が 120度であるため、キャンセルされて 0になる ことはない。このため、第 2磁気コアには、主電流と同等のノーマルモードノイズ電流 による磁束が発生する。従って、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズを部品 点数を増やすことなく低減でき、安価且つ小型化を図ることができる。
[0058] また、ノイズ低減用リアタトルを用いたノイズ低減装置を構成したので、ノイズ低減用 リアタトルの効果と同様な効果が得られる。
産業上の利用可能性
[0059] 本発明は、三相交流電源で駆動されるモータに適用可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 三相四線式交流電源からの電源線に挿入され、前記電源線に伝播するノイズを低 減するノイズ低減用リアタトルであって、
中央部に貫通穴を有し且つ第 1閉磁路 c)を形成する第 1磁気コア（5a, 5c, 5d )と、
前記三相四線式交流電源力 の電源線に対応して設けられ且つ前記第 1磁気コア に卷回される第 1卷線（10R)、第 2卷線（10S)、第 3卷線（10T)及び第 4卷線（ION )と、
前記第 1磁気コアの前記貫通穴に挿入され且つ前記各卷線毎に前記第 1磁気コア の第 1閉磁路の一部を通る第 2閉磁路（φ )を形成する第 2磁気コア (6a, 6c, 6d)と
し 前記第 1磁気コアと前記第 2磁気コアとの間に設けられる絶縁物（7a, 7b, 7c)と、 を備えることを特徴とするノイズ低減用リアタトル。
[2] 前記第 2磁気コアは十字形状の磁気コア（6a)であり、
前記第 1卷線、前記第 2卷線、前記第 3卷線及び前記第 4卷線は、十字形状の前 記第 2磁気コアが前記第 1磁気コアの貫通穴に挿入された際に形成される 4つの空 隙部を貫通するように前記第 1磁気コアに卷回されることを特徴とする請求項 1記載 のノイズ低減用リアタトル。
[3] 三相四線式交流電源からの電源線に挿入され、前記電源線に伝播するノイズを低 減するノイズ低減装置であって、
前記電源線力 接地線に流れるコモンモードノイズ電流を検出するコモンモードノ ィズ電流検出器（24)と、
前記コモンモードノイズ電流検出器により検出された前記コモンモードノイズ電流を 、前記接地線に、前記コモンモードノイズ電流を相殺する方向に供給するコモンモー ドノイズ低減回路（25)と、
請求項 1又は請求項 2記載の前記ノイズ低減用リアタトルとを備えることを特徴とす るノイズ低減装置。
[4] 前記コモンモードノイズ低減回路は、前記コモンモードノイズ電流検出器よりも前記 三相四線式交流電源側に配置され、
前記ノイズ低減用リアクトルは、前記コモンモードノイズ低減回路よりも前記三相四 線式交流電源側に配置されることを特徴とする請求項 3記載のノイズ低減装置。
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