WO2020144795A1 - チョークコイルおよびそれを用いたノイズフィルタ - Google Patents

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WO2020144795A1
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magnetic
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PCT/JP2019/000462
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Inventor
白木　康博
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F37/00—Fixed inductances not covered by group H01F17/00

Definitions

  • the present application relates to a choke coil and a noise filter using the choke coil.
  • a noise filter using a choke coil may be installed between the three-phase power supply and the load device.
  • This noise filter prevents the electromagnetic noise generated on the load device side from propagating to the three-phase power supply side.
  • EMI noise Electro-Magnetic Interference Noise
  • This EMI noise becomes conduction noise and flows from the power converter to the three-phase power supply side and ground. If the EMI noise flows to the three-phase power supply side and the ground, it may be adversely affected by being propagated to other electric equipment and causing a malfunction of the electric equipment.
  • EMI noise There are two types of EMI noise: normal node noise propagating in the transmission line between the three-phase power supply and the load device, and common mode noise propagating in the transmission line and the ground.
  • a dual-mode choke coil is used as a noise filter that reduces both of these noises.
  • a conventional dual-mode choke coil includes a first magnetic core having three legs and a first connecting portion and a second connecting portion connecting both ends of the three legs, and each of the three legs. It is provided with a winding of each of the three phases wound around, and a second magnetic core that intersects the first connecting portion and the second connecting portion, respectively (see, for example, Patent Document 1).
  • the closed magnetic circuit passing through the first magnetic core has an inductance for normal mode noise
  • the closed magnetic circuit passing through the second magnetic core and the three legs has an inductance for common mode noise.
  • the conventional dual-mode choke coil power supply currents whose phases differ from each other by 120° flow in the windings of each of the three phases.
  • the magnetic flux generated in the three legs on which the windings of the three phases are wound when the power supply current flows passes through each of the three legs, the first connecting portion, and the second connecting portion, and the space.
  • the first magnetic core having no gap serves as a magnetic path. Therefore, when the magnetic flux density generated when a large power supply current flows exceeds the maximum magnetic flux density, the first magnetic core is magnetically saturated. When the first magnetic core is magnetically saturated, the magnetic permeability (ease of passage of magnetic flux) of the first magnetic core decreases.
  • Normal mode noise and common mode noise are applied in the form of being superimposed on the fundamental frequency component of the power supply current.
  • the magnetic flux caused by the current of the normal mode noise forms a magnetic path that passes through the first magnetic core, similarly to the power supply current.
  • the magnetic flux caused by the current of the common mode noise forms a magnetic path that passes through the three legs, the first connecting portion, the second connecting portion, and the second magnetic core, similarly to the power supply current.
  • the present application has been made in order to solve the problems as described above, and prevents magnetic saturation of the magnetic core even when a large three-phase power supply current flows, thereby reducing noise to a high level with respect to normal mode noise and common mode noise.
  • An object is to provide a choke coil having an effect.
  • a choke coil according to the present application includes a first magnetic core having a first leg portion, a second leg portion, a third leg portion, and a coupling portion that couples both ends of these three leg portions, and a coupling of the first magnetic core.
  • a second magnetic core connecting the parts to each other, a U-phase winding, a V-phase winding, and a W-phase winding are provided.
  • the U-phase winding has the first U-phase winding, the second U-phase winding, and the third U-phase winding connected in series, and the V-phase winding is the first V-phase winding.
  • Wire, a second V-phase winding and a third V-phase winding are connected in series, and a W-phase winding is formed by connecting a first W-phase winding, a second W-phase winding and a third W-phase winding in series.
  • the first leg has the first U-phase winding, the first V-phase winding, and the first W-phase winding sequentially wound from one end to the other end.
  • the second leg has a second W-phase winding, a second U-phase winding, and a second V-phase winding wound in order from one end to the other end, and the second leg has a third leg.
  • the third V-phase winding, the third W-phase winding, and the third U-phase winding are wound in order from one end to the other end.
  • the choke coil of the present application can prevent magnetic saturation of the magnetic core even when a large three-phase power supply current flows, and can exhibit a high noise reduction effect against normal mode noise and common mode noise.
  • FIG. 3 is a perspective view of the choke coil according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a front view of the magnetic core according to the first embodiment. It is a wiring diagram which shows the connection relation of a 3-phase power supply, a 3-phase coil, and a load. It is a schematic diagram showing the magnetic flux generated in the magnetic core. It is a schematic diagram showing the magnetic flux generated in the magnetic core.
  • FIG. 6 is a top view of the choke coil according to the second embodiment. 7 is a side view of the choke coil according to the second embodiment.
  • FIG. It is a schematic diagram showing the magnetic flux generated in the magnetic core. It is a schematic diagram showing the magnetic flux generated in the magnetic core. It is a schematic diagram showing the magnetic flux generated in the magnetic core. It is a schematic diagram showing the magnetic flux generated in the magnetic core.
  • FIG. 9 is a perspective view of a choke coil according to a third embodiment.
  • FIG. 9 is a perspective view of a noise filter according to the fourth embodiment. 9 is an equivalent circuit of the noise filter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a perspective view of the choke coil according to the first embodiment.
  • the choke coil of the present embodiment is a dual mode choke coil that plays a role of a noise filter against normal mode noise and common mode noise.
  • FIG. 2 is a front view of the magnetic core of the choke coil.
  • FIG. 3 is a wiring diagram showing a connection relationship between a three-phase coil and a three-phase power supply and a load. For example, a three-phase converter is used as the load. This three-phase converter has a switching element.
  • the choke coil 1 of this embodiment has a magnetic core 2 and a coil portion 3.
  • the magnetic core 2 has a first leg portion 110, a second leg portion 120, a third leg portion 130, and a connecting portion 140 that connects both ends of these three leg portions.
  • One magnetic core 150 is provided.
  • the magnetic core 2 also includes a second magnetic core 160 that connects the connecting portions 140 of the first magnetic core 150 to each other.
  • the first magnetic core 150 and the second magnetic core 160 form the magnetic core 2.
  • the direction in which the first leg 110, the second leg 120, and the third leg 130 are arranged is the x-axis direction, and the longitudinal direction of the leg is the y-axis direction.
  • the magnetic core 2 of the present embodiment is made of ferrite which is a magnetic material.
  • the coil portion 3 is made of a copper wire that is a conductor. These materials are examples and other materials may be used.
  • the coil unit 3 is a three-phase coil composed of a U-phase winding 200, a V-phase winding 210, and a W-phase winding 220, as shown in FIG.
  • the coil unit 3 is connected between the three-phase power source 50 and the load 60. Further, U-phase winding 200, V-phase winding 210, and W-phase winding 220 are each divided into three windings connected in series.
  • the U-phase winding 200 has a first U-phase winding 201, a second U-phase winding 212 and a third U-phase winding 223 connected in series.
  • the V-phase winding 210 includes a first V-phase winding 211, a second V-phase winding 222, and a third V-phase winding 203 connected in series.
  • a first W-phase winding 221, a second W-phase winding 202 and a third W-phase winding 213 are connected in series.
  • the three windings connected in series may be connected in any order.
  • the first leg 110 of the choke coil 1 has a first U-phase winding 201, a first V-phase winding 211, and a first W-phase winding sequentially arranged from one end to the other end.
  • the wire 221 is wound.
  • a second W-phase winding 202, a second U-phase winding 212, and a second V-phase winding 222 are wound on the second leg 120 in order from one end to the other end.
  • a third V-phase winding 203, a third W-phase winding 213, and a third U-phase winding 223 are wound in order from one end to the other end. All of the above-described nine separate windings forming the coil portion 3 are wound in the same direction and have the same number of windings. Further, all the nine windings are connected so that currents flow in the same direction.
  • the legs are exposed between the nine separate windings.
  • a portion 300a where the first leg 110 is exposed is the first V-phase winding 211 and the first W-phase winding.
  • a portion 300d where the first leg 110 is exposed is provided between the line 221 and the line 300.
  • the exposed portion 300b of the second leg 120 is the second U-phase winding 212 and the second V-phase winding 212.
  • the phase winding 222 and a portion 300e where the second leg 120 is exposed are provided.
  • a portion 300c where the third leg portion 130 is exposed is the third W-phase winding 213 and the third U-phase.
  • the exposed portions 300a and 300d of the first leg portions and the exposed portions 300b and 300e of the second leg portions are provided at positions facing each other.
  • the exposed portions 300b and 300e of the second leg and the exposed portions 300c and 300f of the third leg are provided at positions facing each other.
  • FIG. 2 shows the exposed portions 300a and 300d of the magnetic core 2, the exposed portions 300b and 300e of the second leg portion, and the exposed portions 300c and 300f of the third leg portion.
  • a gap 400a exists between the exposed portion 300a of the first leg portion and the exposed portion 300b of the second leg portion.
  • a gap 400b exists between the exposed portion 300b of the second leg and the exposed portion 300c of the third leg.
  • a gap 400c exists between the exposed portion 300d of the first leg portion and the exposed portion 300e of the second leg portion.
  • a gap 400d exists between the exposed portion 300e of the second leg portion and the exposed portion 300f of the third leg portion.
  • the magnetic core 2 of the present embodiment has a shape in which the portion 300b where the second leg portion is exposed protrudes from the portion 300a where the first leg portion is exposed and the portion 300c where the third leg portion is exposed.
  • the portion 300e where the two legs are exposed has a shape protruding with respect to the portion 300d where the first leg is exposed and the portion 300f where the third leg is exposed. With this shape, the gap dimensions of the gaps 400a, 400b, 400c and 400d can be set regardless of the winding size of the coil portion 3.
  • only the second leg 120 has a protruding shape, but the exposed portions 300a and 300d of the first leg and the exposed portions 300c and 300f of the third leg also have a protruding shape. May be Further, the exposed portions of the legs do not necessarily have to have a protruding shape.
  • the first is that the current of the fundamental frequency component of the power supply current (for example, 50 Hz or 60 Hz which is a commercial frequency component) flows into the magnetic core 2 when it flows through the U-phase winding, the V-phase winding and the W-phase winding. It is the generated magnetic flux distribution.
  • the second is that among the harmonic components of the switching frequency of the load (frequency components of 150 kHz or higher whose conduction noise is regulated by the EMI standard), the noise currents of the normal mode components, which differ in phase by 120°, are U-phase wound. This is the magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when flowing through the wire, the V-phase winding, and the W-phase winding.
  • the noise current of the common mode component which is in phase, is the U-phase winding, V It is a magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when flowing through the phase winding and the W phase winding.
  • the EMI standard includes, for example, the CISPR standard (standard defined by the International Commission on Radio Interference).
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing the magnetic flux generated in the magnetic core 2 when the power supply current flowing through the U-phase winding has the maximum phase.
  • the phase of the power supply current flowing through the U-phase winding is the maximum
  • the magnitude of the power supply current flowing through the V-phase winding is half that of the U-phase winding, and the flowing directions are opposite.
  • the magnitude of the current flowing through the W-phase winding is half that of the U-phase winding, and the flowing direction is opposite.
  • Magnitude of the magnetic flux 1201 generated in the portion of the first leg 110 surrounded by the first U-phase winding 201 is 1.0, and the direction of the magnetic flux is upward.
  • the magnetic flux 1202 generated in the portion of the second leg 120 surrounded by the second W-phase winding 202 has a magnitude of 0.5, and the direction of the magnetic flux is downward.
  • the magnetic flux 1203 generated in the portion of the third leg 130 surrounded by the third V-phase winding 203 has a magnitude of 0.5 and the magnetic flux is directed downward.
  • the magnetic flux 1212 generated in the portion surrounded by the second U-phase winding 212 of the second leg 120 has a magnitude of 1.0, and the direction of the magnetic flux is upward.
  • the magnetic flux 1211 generated in the portion of the first leg 110 surrounded by the first V-phase winding 211 has a magnitude of 0.5, and the direction of the magnetic flux is downward.
  • the magnetic flux 1213 generated in the portion of the third leg 130 surrounded by the third W-phase winding 213 has a magnitude of 0.5, and the direction of the magnetic flux is downward.
  • the magnetic flux 1223 generated in the portion of the third leg 130 surrounded by the third U-phase winding 223 has a magnitude of 1.0 and the magnetic flux is directed upward.
  • the magnetic flux 1221 generated in the portion of the first leg 110 surrounded by the first W-phase winding 221 has a magnitude of 0.5 and the magnetic flux is directed downward.
  • the magnetic flux 1222 generated in the portion of the second leg 120 surrounded by the second V-phase winding 222 has a magnitude of 0.5, and the direction of the magnetic flux is downward.
  • the following describes the overall magnetic flux distribution when the current of the fundamental frequency component of the power supply current flows in the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding.
  • the magnetic flux 1201 generated in the portion surrounded by the first U-phase winding 201 has a magnitude of 1.0, and the direction of the magnetic flux is upward.
  • the magnetic flux 1211 generated in the portion surrounded by the line 211 has a magnitude of 0.5 and the direction of the magnetic flux is downward, and the magnetic flux 1221 generated in the portion surrounded by the first W-phase winding 221 has a magnitude of 0.
  • the direction of the magnetic flux is downward. Since these three magnetic fluxes are added to cancel each other, the magnetic flux penetrating from one end to the other end of the first leg 110 is almost zero.
  • the magnetic flux 1202 generated in the portion surrounded by the second W-phase winding 202 has a magnitude of 0.5 and the direction of the magnetic flux is downward, and the magnetic flux 1202 is surrounded by the second U-phase winding 212.
  • the magnetic flux 1212 generated in the portion surrounded by the second V-phase winding 222 has a magnitude of 1.0, and the magnetic flux 1222 generated in the portion surrounded by the second V-phase winding 222 has a magnitude of 0.5.
  • the direction of is downward.
  • the magnetic flux 1203 generated in the portion surrounded by the third V-phase winding 203 has a magnitude of 0.5 and the direction of the magnetic flux is downward, and the magnetic flux 1203 is surrounded by the third W-phase winding 213.
  • the magnetic flux 1213 generated in the open portion has a magnitude of 0.5 and the direction of the magnetic flux is downward, and the magnetic flux 1223 generated in the portion surrounded by the third U-phase winding 223 has a magnitude of 1.0 and The direction is upward. Since these three magnetic fluxes are added to cancel each other, the magnetic flux penetrating from one end to the other end of the third leg 130 becomes almost zero.
  • the magnetic path of the magnetic flux generated in the magnetic core will be described with reference to FIGS. 2 and 4.
  • the magnetic flux 1201, the magnetic flux 1202, and the magnetic flux 1203 are the upper portion of the first magnetic core, the portion surrounded by the first U-phase winding 201 of the connecting portion 140, the first leg 110, and the second W-phase winding of the second leg 120.
  • the magnetic flux 1211, the magnetic flux 1212, and the magnetic flux 1213 are the portion surrounded by the first V-phase winding 211 of the first leg 110, the portion surrounded by the second U-phase winding 212 of the second leg 120, A portion of the three-leg portion 130 surrounded by the third W-phase winding 213, a portion 300a where the first leg portion between the first U-phase winding 201 and the first V-phase winding 211 is exposed, and a second W-phase winding 202.
  • second U-phase winding 212 between exposed second leg portion 300b, third V-phase winding 203 and third W-phase winding 213 between the third leg portion exposed 300c, first V A portion 300d where the first leg portion between the phase winding 211 and the first W-phase winding 221 is exposed, and a portion where the second leg portion between the second U-phase winding 212 and the second V-phase winding 222 is exposed.
  • 300e a portion 300f where the third leg portion between the third W-phase winding 213 and the third U-phase winding 223 is exposed, a portion 300a where the first leg portion is exposed, and a portion 300b where the second leg portion is exposed.
  • the magnetic flux 1221, the magnetic flux 1222, and the magnetic flux 1223 are generated by connecting the lower coupling portion 140 of the first magnetic core, the portion surrounded by the first W-phase winding 221 of the first leg 110, and the second V-phase of the second leg 120.
  • the portion surrounded by the winding 222, the portion surrounded by the third U-phase winding 223 of the third leg 130, and the first leg between the first V-phase winding 211 and the first W-phase winding 221 are exposed.
  • the part 300f where the leg is exposed, the gap 400c between the part 300d where the first leg is exposed and the part 300e where the second leg is exposed, and the part 300e where the second leg is exposed and the third leg are It passes through a closed magnetic circuit constituted by a gap 400d between the exposed portion 300f.
  • the power supply current is much larger than the noise currents in common mode and normal mode.
  • the conventional choke coil since the magnetic flux due to the power supply current passes through the closed magnetic circuit that does not pass through the gap, a large magnetic flux proportional to the current value of the power supply current is generated.
  • the magnetic flux density in the magnetic core increases and exceeds the maximum magnetic flux density, the phenomenon that the magnetic permeability of the magnetic core decreases and the magnetic resistance increases, that is, magnetic saturation occurs.
  • the normal mode and common mode noise currents flow superimposed on the power supply current.
  • the magnetic flux generated due to the normal mode and common mode noise currents has a low magnetic flux density because a large power supply current flows and the magnetic permeability of the magnetic core is reduced.
  • the magnetic flux generated in the magnetic core 2 when the power supply current flowing through the U-phase winding has the maximum phase is at least one of the gaps 400a, 400b, 400c and 400d having high magnetic resistance. Pass one. Therefore, the magnetic flux due to the power supply current has a smaller magnetic flux density than when the magnetic flux does not pass through the gap. As a result, in the choke coil according to the present embodiment, magnetic saturation due to a large power supply current does not occur, and a decrease in magnetic permeability can be avoided.
  • the magnetic flux generated in the magnetic core 2 at the phase when the power supply current flowing in the U-phase winding is maximum has been described so far.
  • the phases of the currents flowing through the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding differ by 120°, the magnetic flux distribution is different from the case where the phase of the current flowing through the U-phase winding is maximum.
  • the magnetic flux generated in the magnetic core 2 in any phase passes through at least one of the high magnetic resistance gaps 400a, 400b, 400c, and 400d. Therefore, in the choke coil according to the present embodiment, magnetic saturation due to a large power supply current does not occur, and a decrease in magnetic permeability can be avoided. As a result, it is possible to avoid a decrease in magnetic permeability with respect to a normal mode noise current and a common mode noise current, which are generated by a harmonic component of a switching frequency of a load, which will be described later.
  • the magnetic resistance can be further increased by increasing the gap size of the gaps 400a, 400b, 400c, and 400d, so that the magnetic core is less likely to be magnetically saturated, and a decrease in magnetic permeability can be avoided.
  • the direction of the noise current of the normal mode component of the harmonic is the same as the direction of the current of the fundamental frequency of the power supply current. Therefore, the magnetic flux distribution generated by the noise current of the normal mode component is similar to that in FIG. Since the noise current of the normal mode component is smaller than the current of the fundamental frequency component of the power supply current, the magnetic flux generated is also small. Therefore, the magnetic core is hardly magnetically saturated by the noise current of the normal mode component. Therefore, if the gap size of the gaps 400a, 400b, 400c, and 400d is reduced under the condition that the permeability of the power source current due to the fundamental frequency component does not decrease, the magnetic flux generated by the noise current of the normal mode component is reduced. The magnetic resistance can be reduced, and the noise reduction effect can be improved.
  • the actual gap size is often set in the range of several mm to several tens of mm.
  • the gap is usually formed by a space, the gap may be formed by a material having no magnetism, such as resin or wood, which is not a space. If the gap is made of a material other than the space, it is possible to improve the accuracy of the gap dimension and improve the durability.
  • the noise current of the common mode component which has the same phase, flows in the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding.
  • the magnetic flux distribution generated in the core 2 will be described. Since the noise current of the common mode component is smaller than the current of the fundamental frequency component of the power supply current, the generated magnetic flux is also small. Therefore, the magnetic core is hardly magnetically saturated by the noise current of the common mode component.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing the magnetic flux generated in the magnetic core 2 when the noise current of the common mode component flows in the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding.
  • a magnetic flux 1301 is generated in a portion surrounded by the first U-phase winding 201 of the first leg portion 110, a magnetic flux 1301 is generated in a portion surrounded by the first V-phase winding 211, and is surrounded by a first W-phase winding 221.
  • the magnetic flux generated in the broken portion is 1321.
  • a magnetic flux 1302 is generated in a portion of the second leg 120 surrounded by the second W-phase winding 202, a magnetic flux 1302 is generated in a portion of the second leg 120 surrounded by the second U-phase winding 212, and is surrounded by a second V-phase winding 222.
  • the magnetic flux generated in the broken portion is 1322.
  • the magnetic flux generated in the portion surrounded by the third V-phase winding 203 of the third leg 130 is surrounded by 1303, the magnetic flux generated in the portion surrounded by the third W-phase winding 213 is surrounded by 1313, and the third U-phase winding 223 is surrounded.
  • the magnetic flux generated in the broken portion is 1323.
  • the magnetic fluxes 1301, 1302, 1303, 1311, 1312, 1313, 1321, 1322 generated in each winding and All 1323 have the same size, and their magnetic fluxes have the same direction.
  • the magnetic path of the magnetic flux generated in the magnetic core will be described with reference to FIGS. 2 and 5.
  • the magnetic flux 1301, the magnetic flux 1311, and the magnetic flux 1321 of the first leg portion 110 are all directed upward, and the gaps 400a and 400c between the first leg portion 110 and the second leg portion 120 have high magnetic resistance, so that the magnetic flux is difficult to pass,
  • the magnetic flux of the first leg 110 becomes a magnetic flux penetrating from one end to the other end.
  • the magnetic flux 1302, the magnetic flux 1312, and the magnetic flux 1322 of the second leg portion 120 are all directed upward, and the gaps 400 a and 400 c between the first leg portion 110 and the second leg portion 120 and the second leg portion 120 and the third leg portion 120 are formed. Since the magnetic resistance is high in the gaps 400b and 400d between the leg portion 130 and the magnetic flux, it is difficult for the magnetic flux to pass through. When these three magnetic fluxes are added, the magnetic flux of the second leg portion 120 penetrates from one end to the other end. It becomes the magnetic flux.
  • the magnetic flux 1303, the magnetic flux 1313, and the magnetic flux 1323 of the third leg portion 130 are all directed upward, and the gaps 400b and 400d between the second leg portion 120 and the third leg portion 130 have high magnetic resistance, so the magnetic flux passes through. It is difficult, and when these three magnetic fluxes are added, the magnetic flux of the third leg 130 becomes a magnetic flux penetrating from one end to the other end.
  • each leg The magnetic flux penetrating from one end to the other end of each leg reaches the second magnetic core 160 from the leg via one connecting portion 140, and reaches the leg via the other connecting portion.
  • a closed magnetic circuit that circulates the magnetic core 2 reaching the portion is formed.
  • the magnetic flux generated due to the noise current of the common mode component forms a closed magnetic circuit that circulates in the magnetic core without passing through the gap of the magnetic core, so that the magnetic resistance is reduced.
  • the inductance with respect to the magnetic flux generated due to the noise current of the common mode component can be increased, and the noise reduction effect can be improved.
  • the choke coil configured in this way, the magnetic core does not undergo magnetic saturation even when a large current component such as the fundamental frequency component of the power supply current flows, and it is possible to suppress a decrease in magnetic permeability of the magnetic core. Therefore, it is possible to avoid a decrease in magnetic permeability with respect to the noise current of the normal mode component and the noise current of the common mode component which are generated by being superimposed on the power supply current.
  • the choke coil of the present embodiment prevents magnetic saturation of the magnetic core even when a large three-phase power supply current flows, and exhibits a high noise reduction effect against normal mode noise and common mode noise.
  • FIG. 6 is a top view of the choke coil according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a side view of the choke coil shown in FIG. 6 viewed from the direction A.
  • the choke coil 1 of the present embodiment has a magnetic core 2 and a coil portion 3.
  • the magnetic core 2 includes a first leg 2110, a second leg 2120, and a third leg 2130, which are arranged at the positions of the vertices of a triangle.
  • the magnetic core 2 connects the first leg 2110 and the second leg 2120 to both ends of the first coupling part 2412, and the second leg 2120 and the third leg 2130 to both ends thereof.
  • the fourth leg portion 2512 connected to the first connecting portions 2412 at both ends is provided between the second leg portion 2120 and the second leg portion 2120 at a position between the first leg portion 2110 and the second leg portion 2120.
  • the sixth leg portion 2531 connected to the third connecting portion 2431 is provided.
  • the first leg 2110, the second leg 2120, the third leg 2130, the first connecting portion 2412, the second connecting portion 2423, and the third connecting portion 2431 constitute a first magnetic core
  • the fourth leg portion. 2512, the 5th leg part 2523, and the 6th leg part 2531 comprise the 2nd magnetic core.
  • the direction connecting the first leg 2110 and the third leg 2130 is the x-axis direction
  • the longitudinal direction of the leg is the y-axis direction.
  • the coil unit 3 is similar to the three-phase coil shown in FIG. 3 of the first embodiment, and includes a U-phase winding 200, a V-phase winding 210, and a W-phase winding 220.
  • the U-phase winding includes a first U-phase winding 2211, a second U-phase winding 2222, and a third U-phase winding 2233 connected in series.
  • a first V-phase winding 2221, a second V-phase winding 2232, and a third V-phase winding 2213 are connected in series as the V-phase winding.
  • a first W-phase winding 2231, a second W-phase winding 2212, and a third W-phase winding 2223 are connected in series to the W-phase winding.
  • the first leg 2110 has a first U-phase winding 2211, a first V-phase winding 2221 and a first W-phase winding 2231 wound from one end thereof, and the first leg 2110 is provided between each winding. It has an exposed portion 2300.
  • the second leg 2120 has a second W-phase winding 2212, a second U-phase winding 2222, and a second V-phase winding 2232 wound from one end, and the second leg 2120 is provided between the windings. It has an exposed portion 2300.
  • the third leg 2130 has a third V-phase winding 2213, a third W-phase winding 2223, and a third U-phase winding 2233 wound from one end, and the third leg 2130 is provided between each winding. It has an exposed portion 2300.
  • the position where the leg portions of the first leg portion 2110 and the third leg portion 2130 face the exposed portion 2300 has a protruding shape.
  • the interval between the protruding portion of the sixth leg portion 2531 and the first leg portion 2110 and the third leg portion 2130 is a gap 2400 that is narrower than the other portions.
  • the position where the leg portions of the first leg portion 2110 and the second leg portion 2120 face the exposed portion 2300 has a protruding shape.
  • the interval between the protruding portion of the fourth leg portion 2512 and the first leg portion 2110 and the second leg portion 2120 is a gap 2400 that is narrower than the other portions.
  • a position facing the exposed portion 2300 of the second leg portion 2120 and the third leg portion 2130 has a protruding shape.
  • the interval between the protruding portion of the fifth leg portion 2523 and the second leg portion 2120 and the third leg portion 2130 is a gap 2400 that is narrower than the other portions.
  • the first is the magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when the current of the fundamental frequency component of the power supply current flows.
  • the second is a magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when a noise current of a normal mode component having a phase difference of 120° among the harmonic components of the load switching frequency flows.
  • the third is the magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when the noise current of the common mode component, which is in phase with the harmonic component of the switching frequency of the load, flows.
  • FIG. 8, 9 and 10 are schematic diagrams showing the magnetic flux generated in the magnetic core 2 when the power supply current flowing through the U-phase winding is at the maximum phase.
  • FIG. 8, FIG. 9 and FIG. 10 are side views seen from the direction A, the direction B and the direction C of FIG. 6, respectively.
  • the phase of the power supply current flowing through the U-phase winding is the maximum
  • the magnitude of the power supply current flowing through the V-phase winding is half that of the U-phase winding, and the flowing directions are opposite.
  • the magnitude of the power supply current flowing through the W-phase winding is half that of the U-phase winding, and the flowing direction is opposite.
  • the portion 2300 where the leg portion is exposed is provided with an alphabetic character at the end for each location. Also, with respect to the gap 2400, two letters of the alphabet are added to the end for each position.
  • the magnetic flux generated in the portion of the second leg 2120 surrounded by the second U-phase winding 2222 when the power supply current flowing through the U-phase winding has the maximum phase, the magnetic flux generated in the portion of the second leg 2120 surrounded by the second U-phase winding 2222.
  • the size of 3222 is 1.0, and the direction of its magnetic flux is upward.
  • the magnetic flux 3221 generated in the portion of the first leg 2110 surrounded by the first V-phase winding 2221 has a magnitude of 0.5, and the direction of the magnetic flux is downward.
  • the magnetic flux 3223 generated in the portion of the third leg 2130 surrounded by the third W-phase winding 2223 has a magnitude of 0.5 and the magnetic flux is directed downward.
  • the magnetic flux generated in the portion of the third leg 2130 surrounded by the third U-phase winding 2233 when the power supply current flowing through the U-phase winding has the maximum phase, the magnetic flux generated in the portion of the third leg 2130 surrounded by the third U-phase winding 2233.
  • the size of 3233 is 1.0, and the direction of its magnetic flux is upward.
  • the magnetic flux 3231 generated in the portion of the first leg 2110 surrounded by the first W-phase winding 2231 has a magnitude of 0.5 and the magnetic flux is directed downward.
  • the magnetic flux 3232 generated in the portion surrounded by the second V-phase winding 2232 of the second leg 2120 has a magnitude of 0.5, and the direction of the magnetic flux is downward.
  • the following describes the overall magnetic flux distribution when the current of the fundamental frequency component of the power supply current flows in the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding.
  • the magnetic flux 3211 generated in the portion surrounded by the first U-phase winding 2211 has a magnitude of 1.0, and the direction of the magnetic flux is upward.
  • the magnetic flux 3221 generated in the portion surrounded by the 1V-phase winding 2221 has a magnitude of 0.5 and the direction of the magnetic flux is downward
  • the magnetic flux 3231 generated in the portion surrounded by the first W-phase winding 2231 has a magnitude. Is 0.5, the direction of the magnetic flux is downward.
  • the magnetic flux 3212 generated in the portion surrounded by the second W-phase winding 2212 has a magnitude of 0.5 and the direction of the magnetic flux is downward.
  • the magnitude of the magnetic flux 3222 generated in the portion surrounded by the second U-phase winding 2222 is 1.0, and the direction of the magnetic flux is upward, and the magnetic flux 3232 generated in the portion surrounded by the second V-phase winding 2232 is Has a magnitude of 0.5 and the direction of its magnetic flux is downward. Since these three magnetic fluxes are added to cancel each other, the magnetic flux penetrating from one end to the other end of the second leg 2120 becomes almost zero.
  • the magnetic flux 3213 generated in the portion surrounded by the third V-phase winding 2213 has a magnitude of 0.5, and the direction of the magnetic flux is downward.
  • the magnetic flux 3223 generated in the portion surrounded by the third W-phase winding 2223 has a magnitude of 0.5 and the direction of the magnetic flux is downward, and the magnetic flux 3233 generated in the portion surrounded by the third U-phase winding 2233 is When the magnitude is 1.0, the direction of the magnetic flux is upward. Since these three magnetic fluxes are added to cancel each other, the magnetic flux penetrating from one end to the other end of the third leg 2130 becomes almost zero. As a result, the magnetic flux penetrating from one end to the other end of the first leg 2110, the second leg 2120, and the third leg 2130 becomes almost zero.
  • the magnetic flux 3211, the magnetic flux 3212, and the magnetic flux 3213 are the upper first connecting portion 2412 and the upper third connecting portion. 2431, a portion of the first leg 2110 surrounded by the first U-phase winding 2211, a portion of the second leg 2120 surrounded by the second W-phase winding 2212, and a third V-phase winding 2213 of the third leg 2130. Between the first U-phase winding 2211 and the first V-phase winding 2221, the portion 2300a where the first leg is exposed, and between the second W-phase winding 2212 and the second U-phase winding 2222.
  • the magnetic flux 3211 branches into the upper first connecting portion 2412 and the upper third connecting portion 2431.
  • the magnetic flux 3222 branches into a path reaching the fourth leg 2512 via the gap 2400ca and a path reaching the fifth leg 2523 via the gap 2400ce.
  • the magnetic flux 3233, the magnetic flux 3231, and the magnetic flux 3232 are the lower second connecting portion 2423 and the lower third connecting portion 2423.
  • the portion surrounded by the line 2232, the portion 2300b where the first leg portion between the first V-phase winding 2221 and the first W-phase winding 2231 is exposed, the second V-phase winding 2232 and the second W-phase winding 2212 A portion 2300d in which the second leg portion is exposed, a portion 2300f in which the third leg portion is exposed between the third V-phase winding 2213 and the third W-phase winding 2223, a third leg portion and a fifth leg portion 2523, and 2400fd, the gap 2400df between the second leg portion and the fifth leg 2523, the gap 2400bf between the first leg portion and the sixth leg portion 2531, and the gap 2400fb between the third leg portion and the sixth leg portion 2531. It goes through a closed magnetic circuit. It should be noted that the magnetic flux 3233 branches into a path reaching the sixth leg 2531 via the gap 2400fb and a path reaching the fifth leg 2523 via the gap 2400fd.
  • the magnetic flux generated in the magnetic core 2 when the power supply current flowing in the U-phase winding has the maximum phase passes through at least one of the gaps 2400 having high magnetic resistance. Therefore, the magnetic flux due to the power supply current has a smaller magnetic flux density than when the magnetic flux does not pass through the gap. As a result, in the choke coil according to the present embodiment, magnetic saturation due to a large power supply current does not occur, and a decrease in magnetic permeability can be avoided.
  • the magnetic flux generated in the magnetic core 2 at the phase when the power supply current flowing in the U-phase winding is maximum has been described so far.
  • the phases of the currents flowing through the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding differ by 120°, the magnetic flux distribution is different from the case where the phase of the current flowing through the U-phase winding is maximum.
  • the magnetic flux generated in the magnetic core 2 at any phase passes through at least one of the gaps 2400 having high magnetic resistance. As a result, in the choke coil according to the present embodiment, magnetic saturation due to a large power supply current does not occur, and a decrease in magnetic permeability can be avoided.
  • the magnetic resistance can be further increased by increasing the gap size of the gap 2400, it becomes more difficult for the magnetic core to be magnetically saturated, and a decrease in magnetic permeability can be avoided.
  • the direction of the noise current of the normal mode component of the harmonic is the same as the direction of the current of the fundamental frequency of the power supply current. Therefore, the magnetic flux distribution generated by the noise current of the normal mode component is the same as that in FIGS. 8, 9 and 10. Since the noise current of the normal mode component is smaller than the current of the fundamental frequency component of the power supply current, the magnetic flux generated is also small. Therefore, the magnetic core is hardly magnetically saturated by the noise current of the normal mode component. Therefore, the magnetic resistance to the magnetic flux generated by the noise current of the normal mode component can be reduced by reducing the gap size of the gap 2400 under the condition that the permeability of the power source current due to the fundamental frequency component does not decrease. Therefore, it is possible to improve the noise reduction effect.
  • the actual gap size is often set in the range of several mm to several tens of mm.
  • the gap is usually formed by a space, the gap may be formed by a material having no magnetism, such as resin or wood, which is not a space. If the gap is made of a material other than the space, it is possible to improve the accuracy of the gap dimension and improve the durability.
  • the noise current of the common mode component which has the same phase, flows in the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding.
  • the magnetic flux distribution generated in the core 2 will be described. Since the noise current of the common mode component is smaller than the current of the fundamental frequency component of the power supply current, the generated magnetic flux is also small. Therefore, the magnetic core is hardly magnetically saturated by the noise current of the common mode component.
  • FIG. 11, 12 and 13 are schematic diagrams showing magnetic flux generated in the magnetic core 2 when a noise current of a common mode component flows in the U-phase winding, the V-phase winding and the W-phase winding. .. 11, FIG. 12 and FIG. 13 are side views seen from the direction A, the direction B and the direction C of FIG. 6, respectively.
  • the magnetic flux generated in the portion surrounded by the first U-phase winding 2211 of the first leg portion 2110 is 4211
  • the magnetic flux generated in the portion surrounded by the first V-phase winding 2221 is 4221
  • the first W-phase winding 2231 is generated.
  • the magnetic flux generated in the enclosed portion is 4231.
  • the magnetic flux generated in the portion surrounded by the second W-phase winding 2212 of the second leg portion 2120 is 4212
  • the magnetic flux generated in the portion surrounded by the second U-phase winding 2222 is 4222
  • the second V-phase winding 2232 is generated.
  • the magnetic flux generated in the enclosed portion is 4232.
  • the magnetic flux generated in the portion surrounded by the third V-phase winding 2213 of the third leg portion 2130 is 4213
  • the magnetic flux generated in the portion surrounded by the third W-phase winding 2223 is 4223
  • the third U-phase winding 2233 is generated.
  • the magnetic flux generated in the enclosed portion is 4233. Since the noise currents of the common mode components flowing through the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding are in phase, the magnetic flux generated in each winding has the same magnitude and the same direction.
  • the magnetic flux 4211, the magnetic flux 4221 and the magnetic flux 4231 are all upward in the first leg 2110. Magnetic flux is hard to pass through the gaps 2400ae and 2400bf between the first leg 2110 and the sixth leg 2531 and the gaps 2400ac and 2400bd between the first leg 2110 and the fourth leg 2512 because the magnetic resistance is high. As a result, when the magnetic flux 4211, the magnetic flux 4221 and the magnetic flux 4231 are added, the magnetic flux of the first leg 2110 becomes a magnetic flux penetrating from one end to the other end.
  • the magnetic flux 4212, the magnetic flux 4222, and the magnetic flux 4232 are all upward. Magnetic flux is hard to pass through the gaps 2400ca and 2400db between the second leg 2120 and the fourth leg 2512 and the gaps 2400ce and 2400df between the second leg 2120 and the fifth leg 2523 because of high magnetic resistance. As a result, when the magnetic flux 4212, the magnetic flux 4222, and the magnetic flux 4232 are added, the magnetic flux of the second leg portion 2120 becomes a magnetic flux penetrating from one end portion to the other end portion.
  • the magnetic flux 4213, the magnetic flux 4223, and the magnetic flux 4233 are all upward. Magnetic flux is hard to pass through the gaps 2400ea and 2400fb between the third leg 2130 and the sixth leg 2531 and the gaps 2400ec and 2400fd between the third leg 2130 and the fifth leg 2523 because the magnetic resistance is high. As a result, when the magnetic flux 4213, the magnetic flux 4223, and the magnetic flux 4233 are added, the magnetic flux of the third leg 2130 becomes a magnetic flux penetrating from one end to the other end.
  • the magnetic flux penetrating from one end of the first leg 2110 to the other end is a closed magnetic path that passes through two paths.
  • the first route is a route from the upper end of the first leg 2110 to the lower end of the first leg 2110 via the upper third connecting portion 2431, the sixth leg 2531 and the lower third connecting portion 2431. (FIG. 11).
  • the second route is a route from the upper end of the first leg 2110 to the lower end of the first leg 2110 via the upper first connecting part 2412, the fourth leg 2512, and the lower first connecting part 2412. (FIG. 12).
  • the magnetic flux penetrating from one end to the other end of the second leg 2120 is a closed magnetic path that passes through two paths.
  • the first route is a route from the upper end of the second leg 2120 to the lower end of the second leg 2120 via the upper first connecting portion 2412, the fourth leg 2512, and the lower first connecting portion 2412. (FIG. 12).
  • the second route is a route from the upper end of the second leg 2120 to the lower end of the second leg 2120 via the upper second connecting portion 2423, the fifth leg 2523, and the lower second connecting portion 2423. (FIG. 13).
  • the magnetic flux penetrating from one end to the other end of the third leg portion 2130 is a closed magnetic path that passes through two paths.
  • the first route is a route from the upper end of the third leg portion 2130 to the lower end of the third leg portion 2130 via the upper third connecting portion 2431, the sixth leg portion 2531 and the lower third connecting portion 2431.
  • the second route is a route from the upper end of the third leg portion 2130 to the lower end of the third leg portion 2130 via the upper second connecting portion 2423, the fifth leg portion 2523, and the lower second connecting portion 2423. (FIG. 13).
  • the magnetic flux generated due to the noise current of the common mode component forms a closed magnetic circuit that circulates in the magnetic core without passing through the gap of the magnetic core, so that the magnetic resistance is reduced.
  • the inductance with respect to the magnetic flux generated due to the noise current of the common mode component can be increased, and the noise reduction effect can be improved.
  • the choke coil configured in this way, the magnetic core does not undergo magnetic saturation even when a large current component such as the fundamental frequency component of the power supply current flows, and it is possible to suppress a decrease in magnetic permeability of the magnetic core. Therefore, it is possible to avoid a decrease in magnetic permeability with respect to the noise current of the normal mode component and the noise current of the common mode component which are generated by being superimposed on the power supply current.
  • the choke coil of the present embodiment prevents magnetic saturation of the magnetic core even when a large three-phase power supply current flows, and exhibits a high noise reduction effect against normal mode noise and common mode noise.
  • FIG. 14 is a perspective view of the choke coil according to the third embodiment.
  • the choke coil 1 of the present embodiment has a magnetic core 2 and a coil portion 3.
  • the magnetic core 2 includes a first leg portion 2110, a second leg portion 2120, and a third leg portion 2130 that are arranged at the positions of the vertices of a triangle.
  • the magnetic core 2 includes the fourth leg 310, the fourth leg 310, the second leg 2120, and the third leg 2130, and the fourth leg 310 and the first leg 2110 and the second leg 2120.
  • the 5th connection part 320 which connects the other end part of the 3rd leg part 2130 is provided.
  • the fourth connecting portion 310 has a Y-shape having three arms extending from the center to one end of each of the first leg 2110, the second leg 2120 and the third leg 2130.
  • the fifth connecting portion 320 has a Y-shape having three arm portions extending from the central portion to the other ends of the first leg portion 2110, the second leg portion 2120 and the third leg portion 2130, respectively. is there.
  • the first leg 2110, the second leg 2120, the third leg 2130, the fourth connecting portion 310, and the fifth connecting portion 320 form the first magnetic core 150.
  • the magnetic core 2 includes a second magnetic core 160 that connects the central portion of the fourth connecting portion 310 and the central portion of the fifth connecting portion 320.
  • the coil unit 3 is similar to the three-phase coil shown in FIG. 3 of the first embodiment and is composed of a U-phase winding, a V-phase winding and a W-phase winding.
  • the U-phase winding includes a first U-phase winding 2211, a second U-phase winding 2222, and a third U-phase winding 2233 connected in series.
  • a first V-phase winding 2221, a second V-phase winding 2232, and a third V-phase winding 2213 are connected in series as the V-phase winding.
  • a first W-phase winding 2231, a second W-phase winding 2212, and a third W-phase winding 2223 are connected in series to the W-phase winding.
  • the first leg 2110 has a first U-phase winding 2211, a first V-phase winding 2221 and a first W-phase winding 2231 wound from one end thereof, and the first leg 2110 is provided between each winding. It has an exposed portion 2300.
  • the second leg 2120 has a second W-phase winding 2212, a second U-phase winding 2222, and a second V-phase winding 2232 wound from one end, and the second leg 2120 is provided between the windings. It has an exposed portion 2300.
  • the third leg 2130 has a third V-phase winding 2213, a third W-phase winding 2223, and a third U-phase winding 2233 wound from one end, and the third leg 2130 is provided between each winding. It has an exposed portion 2300.
  • the second magnetic cores 160 at the opposite positions have a protruding shape. Therefore, the gap between the exposed portion 2300 of the first leg 2110 and the second magnetic core 160 is a gap 2400 that is narrower than the other portions. Similarly, the interval between the exposed portion 2300 of the second leg portion 2120 and the exposed portion 2300 of the third leg portion 2130 and the second magnetic core 160 is a gap 2400 that is narrower than the other portions. Has become.
  • the first is the magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when the current of the fundamental frequency component of the power supply current flows.
  • the second is a magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when a noise current of a normal mode component having a phase difference of 120° among the harmonic components of the load switching frequency flows.
  • the third is the magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when the noise current of the common mode component, which is in phase with the harmonic component of the switching frequency of the load, flows.
  • the magnetic flux distribution generated in the magnetic core 2 when the current of the fundamental frequency component of the power supply current flows through the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding will be described.
  • the magnetic flux penetrating from one end to the other end is It becomes almost zero.
  • the magnetic flux generated in the magnetic core 2 when the power supply current flowing in the U-phase winding has the maximum phase passes through at least one of the gaps 2400 having high magnetic resistance. Therefore, the magnetic flux due to the power supply current has a smaller magnetic flux density than when the magnetic flux does not pass through the gap.
  • the choke coil of the present embodiment magnetic saturation due to a large power supply current does not occur, and a decrease in magnetic permeability can be avoided.
  • the direction of the noise current of the normal mode component of the harmonic is the same as the direction of the current of the fundamental frequency of the power supply current. Therefore, the magnetic flux distribution generated by the noise current of the normal mode component is similar to the magnetic flux distribution generated by the power supply current. Since the noise current of the normal mode component is smaller than the current of the fundamental frequency component of the power supply current, the magnetic flux generated is also small. Therefore, the magnetic core is hardly magnetically saturated by the noise current of the normal mode component. Therefore, the magnetic resistance to the magnetic flux generated by the noise current of the normal mode component can be reduced by reducing the gap size of the gap 2400 under the condition that the permeability of the power source current due to the fundamental frequency component does not decrease. Therefore, it is possible to improve the noise reduction effect.
  • the noise current of the common mode component which has the same phase, flows in the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding.
  • the magnetic flux distribution generated in the core 2 will be described. Since the noise current of the common mode component is smaller than the current of the fundamental frequency component of the power supply current, the generated magnetic flux is also small. Therefore, the magnetic core is hardly magnetically saturated by the noise current of the common mode component.
  • the magnetic flux generated by the noise current of the common mode component is, as in the second embodiment, from one end to the other in each leg of the first leg 2110, the second leg 2120, and the third leg 2130.
  • the magnetic flux penetrates up to the end of. This magnetic flux does not pass through the gap 2400 having a high magnetic resistance, but passes through the fourth connecting portion 310, the second magnetic core 160, and the fifth connecting portion 320 from one end portion of each leg portion of each leg portion.
  • the closed magnetic circuit returns to the other end.
  • the magnetic flux generated due to the noise current of the common mode component forms a closed magnetic circuit that circulates in the magnetic core without passing through the gap of the magnetic core, as in the second embodiment, so that the magnetic resistance decreases. ..
  • the inductance with respect to the magnetic flux generated due to the noise current of the common mode component can be increased, and the noise reduction effect can be improved.
  • the choke coil configured in this way, the magnetic core does not magnetically saturate even when a large current component such as the fundamental frequency component of the power supply current flows, and the noise current of the normal mode component of the harmonic of the load switching frequency and The inductance can be increased with respect to the noise current of the common mode component.
  • the choke coil of the present embodiment prevents magnetic saturation of the magnetic core even when a large three-phase power supply current flows, and has a high noise reduction effect against normal mode noise and common mode noise.
  • FIG. 15 is a perspective view of the noise filter according to the fourth embodiment.
  • the noise filter according to the present embodiment is a noise filter configured by connecting a capacitance circuit to the choke coil according to the first embodiment.
  • the noise filter of the present embodiment includes a first V-phase winding 211 between the first U-phase winding 201 and the first V-phase winding 211 of the choke coil 1 shown in the first embodiment.
  • the first W-phase winding 221 and between the first U-phase winding 201 and the first W-phase winding 221, chip capacitors 410, 420, and 430 are connected, respectively.
  • FIG. 16 shows an equivalent circuit of the noise filter.
  • a chip capacitor 410 which is a capacitance circuit between the U-phase winding 200 and the V-phase winding 210, is a capacitance circuit between the V-phase winding 210 and the W-phase winding 220.
  • the chip capacitor 420 is connected between the U-phase winding 200 and the W-phase winding 220, and the chip capacitor 430, which is a capacitance circuit, is connected thereto.
  • the chip capacitors 410, 420, 430 are respectively arranged between the first U-phase winding 201 and the first V-phase winding 211, between the first V-phase winding 211 and the first W-phase winding 221, and in the first U-phase.
  • the chip capacitors are connected between the winding 201 and the first W-phase winding 221, and these chip capacitors are provided between the U-phase winding 200 and the V-phase winding 210 and between the V-phase winding 210 and the W-phase winding 210. Any position may be provided as long as it is between the wire 220 and between the U-phase winding 200 and the W-phase winding 220.
  • the noise filter configured as described above does not cause magnetic saturation of the magnetic core even when a large current component such as the fundamental frequency component of the power supply current flows, and the noise current of the normal mode component of the harmonic of the load switching frequency and The inductance can be increased with respect to the noise current of the common mode component.
  • the choke coil of the present embodiment prevents magnetic saturation of the magnetic core even when a large three-phase power supply current flows, and has a high noise reduction effect against normal mode noise and common mode noise.
  • the noise filter of this embodiment uses the choke coil of the first embodiment, but the choke coil of the second or third embodiment may be used. Further, the noise filter according to the present embodiment includes three chip capacitors, but any one of them may be used.

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Abstract

大きな３相の電源電流が流れた場合でも磁気コアの磁気飽和を防ぎ、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対して高いノイズ低減効果を有するチョークコイルを提供することを目的とする。　第１脚部（１１０）、第２脚部（１２０）および第３脚部（１３０）並びにこの３本の脚部の両端をそれぞれ連結する連結部（１４０）を備えた第１磁気コア（１５０）と、第１磁気コアの連結部同士を接続する第２磁気コア（１６０）と、Ｕ相巻線（２００）、Ｖ相巻線（２１０）およびＷ相巻線（２２０）とを備えている。第１脚部（１１０）には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第１Ｕ相巻線、第１Ｖ相巻線および第１Ｗ相巻線が巻かれており、第２脚部（１２０）には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第２Ｗ相巻線、第２Ｕ相巻線および第２Ｖ相巻線が巻かれており、第３脚部（１３０）には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第３Ｖ相巻線、第３Ｗ相巻線および第３Ｕ相巻線が巻かれている。

Description

チョークコイルおよびそれを用いたノイズフィルタ
　本願は、チョークコイルおよびそれを用いたノイズフィルタに関する。
　３相電源と負荷装置との間には、チョークコイルを用いたノイズフィルタが設けられる場合がある。このノイズフィルタは、負荷装置側で発生した電磁ノイズが３相電源側へ伝搬するのを防いでいる。例えば、交流駆動モータを制御する電力変換装置が３相電源に接続されている場合、電力変換装置が有するインバータの高速スイッチング動作に起因するＥＭＩノイズ（Ｅｌｅｃｔｏ－Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｎｏｉｓｅ）が発生する。このＥＭＩノイズが伝導ノイズとなって電力変換装置から３相電源側およびアースへ流れる。ＥＭＩノイズが３相電源側およびアースへ流れると、他の電機機器に伝搬してその電機機器の誤動作の要因になるなどの悪影響を及ぼす可能性がある。
　ＥＭＩノイズには、３相電源と負荷装置との間の伝送路を伝搬するノーマルノードノイズと、伝送路とアースとの間を伝搬するコモンモードノイズの２種類がある。これら両方のノイズを低減させるノイズフィルタとして、デュアルモードチョークコイルが用いられている。
　従来のデュアルモードチョークコイルは、３本の脚部とこの３本の脚部の両端を連結する第１連結部および第２連結部とを有する第１磁気コアと、３本の脚部のそれぞれに巻き回された３相の各相の巻線と、第１連結部および第２連結部にそれぞれ交差する第２磁気コアとを備えている（例えば、特許文献１参照）。このデュアルモードチョークコイルでは、第１磁気コアを通る閉磁路がノーマルモードノイズに対するインダクタンスを有し、第２磁気コアと３本の脚部とを通る閉磁路がコモンモードノイズに対するインダクタンスを有している。
ＷＯ２０１４／０７３０７７
　従来のデュアルモードチョークコイルでは、３相の各相の巻線に位相が互いに１２０°異なる電源電流が流れる。電源電流が流れたときに３相の各相の巻線がそれぞれ巻かれている３つの脚部に発生する磁束は、３つのそれぞれの脚部、第１連結部および第２連結部を通り空間ギャップを有しない第１磁気コアが磁気経路となる。そのため、大きな電源電流が流れたときに発生する磁束密度が最大磁束密度を超えると第１磁気コアが磁気飽和する。第１磁気コアが磁気飽和すると、第１磁気コアの透磁率（磁束の通り易さ）が低下する。
　ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズは、電源電流の基本周波数成分に重畳される形で印加される。ノーマルモードノイズの電流に起因する磁束は、電源電流と同様に第１磁気コアを通る磁気経路となる。一方、コモンモードノイズの電流に起因する磁束は、電源電流と同様に３つの脚部、第１連結部、第２連結部および第２磁気コアを通る磁気経路となる。
　上述のように、大きな電源電流が流れている状態でノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズが重畳された場合、第１磁気コアの透磁率が低下しているので、これらのノイズ電流に起因する磁束は小さくなる。その結果、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対するインダクタンスが低下し、ノイズ低減効果が低下するという問題があった。
　本願は、上述のような課題を解決するためになされたもので、大きな３相の電源電流が流れた場合でも磁気コアの磁気飽和を防ぎ、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対して高いノイズ低減効果を有するチョークコイルを提供することを目的とする。
　本願のチョークコイルは、第１脚部、第２脚部および第３脚部並びにこの３本の脚部の両端をそれぞれ連結する連結部を備えた第１磁気コアと、第１磁気コアの連結部同士を接続する第２磁気コアと、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線とを備えている。また、本願のチョークコイルにおいては、Ｕ相巻線は、第１Ｕ相巻線、第２Ｕ相巻線および第３Ｕ相巻線が直列に接続されており、Ｖ相巻線は、第１Ｖ相巻線、第２Ｖ相巻線および第３Ｖ相巻線が直列に接続されており、Ｗ相巻線は、第１Ｗ相巻線、第２Ｗ相巻線および第３Ｗ相巻線が直列に接続されている。さらに、本願のチョークコイルにおいては、第１脚部には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第１Ｕ相巻線、第１Ｖ相巻線および第１Ｗ相巻線が巻かれており、第２脚部には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第２Ｗ相巻線、第２Ｕ相巻線および第２Ｖ相巻線が巻かれており、第３脚部には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第３Ｖ相巻線、第３Ｗ相巻線および第３Ｕ相巻線が巻かれている。
　本願のチョークコイルは、大きな３相の電源電流が流れた場合でも磁気コアの磁気飽和を防ぎ、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対して高いノイズ低減効果を発揮することができる。
実施の形態１に係るチョークコイルの斜視図である。 実施の形態１に係る磁気コアの正面図である。 ３相の電源と３相のコイルと負荷との接続関係を示す配線図である。 磁気コア内に発生する磁束を示した模式図である。 磁気コア内に発生する磁束を示した模式図である。 実施の形態２に係るチョークコイルの上面図である。 実施の形態２に係るチョークコイルの側面図である。 磁気コア内に発生する磁束を示した模式図である。 磁気コア内に発生する磁束を示した模式図である。 磁気コア内に発生する磁束を示した模式図である。 磁気コア内に発生する磁束を示した模式図である。 磁気コア内に発生する磁束を示した模式図である。 磁気コア内に発生する磁束を示した模式図である。 実施の形態３に係るチョークコイルの斜視図である。 実施の形態４に係るノイズフィルタの斜視図である。 実施の形態４に係るノイズフィルタの等価回路である。
　以下、本願を実施するための実施の形態に係るチョークコイルおよびノイズフィルタについて、図面を参照して詳細に説明する。なお、各図において同一符号は同一もしく相当部分を示している。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るチョークコイルの斜視図である。本実施の形態のチョークコイルは、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対してノイズフィルタの役割を担うデュアルモードチョークコイルである。図２は、チョークコイルの磁気コアの正面図である。図３は、３相のコイルと３相の電源および負荷との接続関係を示す配線図である。負荷としては、例えば３相コンバータなどが用いられる。この３相コンバータはスイッチング素子を有している。
　図１に示すように、本実施の形態のチョークコイル１は、磁気コア２とコイル部３とを有する。磁気コア２は、図２に示すように、第１脚部１１０、第２脚部１２０および第３脚部１３０と、この３本の脚部の両端をそれぞれ連結する連結部１４０とを有する第１磁気コア１５０を備えている。また、磁気コア２は、第１磁気コア１５０の連結部１４０同士を接続する第２磁気コア１６０を備えている。第１磁気コア１５０と第２磁気コア１６０とで磁気コア２を構成している。図１に示すように、第１脚部１１０、第２脚部１２０および第３脚部１３０が並ぶ方向をｘ軸方向、脚部の長手方向をｙ軸方向とする。なお、本実施の形態の磁気コア２は、磁性体であるフェライトで構成されている。また、コイル部３は、導体である銅線で構成されている。これらの素材は例示であって他の素材であってもよい。
　コイル部３は、図３に示すように、Ｕ相巻線２００、Ｖ相巻線２１０およびＷ相巻線２２０で構成された３相コイルである。このコイル部３は、３相の電源５０と負荷６０との間に接続されている。さらに、Ｕ相巻線２００、Ｖ相巻線２１０およびＷ相巻線２２０は、それぞれ直列に接続された３つの巻線に分割されている。
　Ｕ相巻線２００は、第１Ｕ相巻線２０１、第２Ｕ相巻線２１２および第３Ｕ相巻線２２３が直列に接続されている。Ｖ相巻線２１０は、第１Ｖ相巻線２１１、第２Ｖ相巻線２２２および第３Ｖ相巻線２０３が直列に接続されている。Ｗ相巻線２２０は、第１Ｗ相巻線２２１、第２Ｗ相巻線２０２および第３Ｗ相巻線２１３が直列に接続されている。なお、直列に接続された３つの巻線の接続の順番はどのような順番であってもよい。
　図１に示すように、チョークコイル１の第１脚部１１０には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第１Ｕ相巻線２０１、第１Ｖ相巻線２１１および第１Ｗ相巻線２２１が巻かれている。また、第２脚部１２０には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第２Ｗ相巻線２０２、第２Ｕ相巻線２１２および第２Ｖ相巻線２２２が巻かれている。さらに、第３脚部１３０には、一方の端部から他方の端部に向かって順に第３Ｖ相巻線２０３、第３Ｗ相巻線２１３および第３Ｕ相巻線２２３が巻かれている。コイル部３を構成する上述の９つに分かれた巻線は、すべて同一の方向に巻かれており、かつ同一の巻線数である。また、９つに分かれた巻線には、すべて同じ向きに電流が流れるように接続されている。
　図１に示すように、９つに分かれた巻線同士の間には脚部が露出する部分が設けられている。第１脚部１１０に巻かれた第１Ｕ相巻線２０１と第１Ｖ相巻線２１１との間には第１脚部１１０が露出した部分３００ａが、第１Ｖ相巻線２１１と第１Ｗ相巻線２２１との間には第１脚部１１０が露出した部分３００ｄがそれぞれ設けられている。また、第２脚部１２０に巻かれた第２Ｗ相巻線２０２と第２Ｕ相巻線２１２との間には第２脚部１２０が露出した部分３００ｂが、第２Ｕ相巻線２１２と第２Ｖ相巻線２２２との間には第２脚部１２０が露出した部分３００ｅがそれぞれ設けられている。さらに、第３脚部１３０に巻かれた第３Ｖ相巻線２０３と第３Ｗ相巻線２１３との間には第３脚部１３０が露出した部分３００ｃが、第３Ｗ相巻線２１３と第３Ｕ相巻線２２３との間には第３脚部１３０が露出した部分３００ｆがそれぞれ設けられている。図１に示すように、第１脚部が露出した部分３００ａ、３００ｄと第２脚部が露出した部分３００ｂ、３００ｅとはそれぞれ対向する位置に設けられている。また、第２脚部が露出した部分３００ｂ、３００ｅと第３脚部が露出した部分３００ｃ、３００ｆともそれぞれ対向する位置に設けられている。
　磁気コア２の第１脚部が露出した部分３００ａ、３００ｄ、第２脚部が露出した部分３００ｂ、３００ｅおよび第３脚部が露出した部分３００ｃ、３００ｆを図２に示している。図２に示すように、第１脚部が露出した部分３００ａと第２脚部が露出した部分３００ｂとの間には、ギャップ４００ａが存在する。第２脚部が露出した部分３００ｂと第３脚部が露出した部分３００ｃとの間には、ギャップ４００ｂが存在する。第１脚部が露出した部分３００ｄと第２脚部が露出した部分３００ｅとの間には、ギャップ４００ｃが存在する。第２脚部が露出した部分３００ｅと第３脚部が露出した部分３００ｆとの間には、ギャップ４００ｄが存在する。
　本実施の形態の磁気コア２は、第２脚部が露出した部分３００ｂが、第１脚部が露出した部分３００ａおよび第３脚部が露出した部分３００ｃに対して突出した形状であり、第２脚部が露出した部分３００ｅが、第１脚部が露出した部分３００ｄおよび第３脚部が露出した部分３００ｆに対して突出した形状である。この形状であれば、コイル部３の巻線のサイズに関係なくギャップ４００ａ、４００ｂ、４００ｃおよび４００ｄのギャップ寸法を設定することができる。なお、本実施の形態では、第２脚部１２０のみが突出した形状としたが、第１脚部が露出した部分３００ａおよび３００ｄ、並びに第３脚部が露出した部分３００ｃおよび３００ｆも突出した形状であってもよい。また、脚部が露出した部分は、必ずしも突出した形状である必要もない。
　次に、チョークコイル１の動作について説明する。
　図３に示した接続関係において、チョークコイル１に電源電流がながれるとき、コイル部３に流れる電流を以下の３つの成分に分けて考え、それぞれの成分で磁気コア２に発生する磁束分布について説明する。
　１つ目は、電源電流の基本周波数成分（例えば、商用周波数成分である５０Ｈｚまたは６０Ｈｚなど）の電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。２つ目は、負荷のスイッチング周波数の高調波成分（ＥＭＩ規格で伝導ノイズが規制される１５０ｋＨｚ以上の周波数成分）のうち、位相がそれぞれ１２０°ずつ異なるノーマルモード成分のノイズ電流がそれぞれＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。３つ目は、負荷のスイッチング周波数の高調波成分（ＥＭＩ規格で伝導ノイズが規制される１５０ｋＨｚ以上の周波数成分）のうち、位相が同相であるコモンモード成分のノイズ電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。なお、ＥＭＩ規格としては、例えばＣＩＳＰＲ規格（国際無線障害特別委員会で定められた規格）などがある。
　まず、１つ目の、電源電流の基本周波数成分の電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布を説明する。図４は、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のときに磁気コア２内に発生する磁束を示した模式図である。Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のとき、Ｖ相巻線に流れる電源電流は、大きさはＵ相巻線の半分であり、流れる方向は逆向きである。また、Ｗ相巻線に流れる電流は、大きさはＵ相巻線の半分であり、流れる方向は逆向きである。
　第１脚部１１０の第１Ｕ相巻線２０１に囲まれた部分に発生する磁束１２０１の大きさを１．０とし、その磁束の向きを上向きとする。このとき、第２脚部１２０の第２Ｗ相巻線２０２に囲まれた部分に発生する磁束１２０２は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。また、第３脚部１３０の第３Ｖ相巻線２０３に囲まれた部分に発生する磁束１２０３は、大きさは０．５でその磁束の向きは下向きとなる。
　また、第２脚部１２０の第２Ｕ相巻線２１２に囲まれた部分に発生する磁束１２１２は、大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなる。また、第１脚部１１０の第１Ｖ相巻線２１１に囲まれた部分に発生する磁束１２１１は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。さらに、第３脚部１３０の第３Ｗ相巻線２１３に囲まれた部分に発生する磁束１２１３は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。
　さらに、第３脚部１３０の第３Ｕ相巻線２２３に囲まれた部分に発生する磁束１２２３は、大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなる。また、第１脚部１１０の第１Ｗ相巻線２２１に囲まれた部分に発生する磁束１２２１は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。さらに、第２脚部１２０の第２Ｖ相巻線２２２に囲まれた部分に発生する磁束１２２２は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。
　このような電源電流の基本周波数成分の電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるとき、全体の磁束分布について説明する。
　図４に示すように、第１脚部１１０において、第１Ｕ相巻線２０１に囲まれた部分に発生する磁束１２０１は大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなり、第１Ｖ相巻線２１１に囲まれた部分に発生する磁束１２１１は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなり、第１Ｗ相巻線２２１に囲まれた部分に発生する磁束１２２１は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。この３つの磁束を加算すると打消し合うので、第１脚部１１０の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。
　同様に、第２脚部１２０において、第２Ｗ相巻線２０２に囲まれた部分に発生する磁束１２０２は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなり、第２Ｕ相巻線２１２に囲まれた部分に発生する磁束１２１２は大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなり、第２Ｖ相巻線２２２に囲まれた部分に発生する磁束１２２２は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。この３つの磁束を加算すると打消し合うので、第２脚部１２０の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。
　さらに、第３脚部１３０において、第３Ｖ相巻線２０３に囲まれた部分に発生する磁束１２０３は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなり、第３Ｗ相巻線２１３に囲まれた部分に発生する磁束１２１３は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなり、第３Ｕ相巻線２２３に囲まれた部分に発生する磁束１２２３は大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなる。この３つの磁束を加算すると打消し合うので、第３脚部１３０の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。
　この結果、第１脚部１１０、第２脚部１２０および第３脚部１３０の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。
　図２および図４を用いて、磁気コア内に発生する磁束の磁路について説明する。
　磁束１２０１、磁束１２０２および磁束１２０３は、第１磁気コアの上部の連結部１４０、第1脚部１１０の第１Ｕ相巻線２０１で囲まれた部分、第２脚部１２０の第２Ｗ相巻線２０２で囲まれた部分、第３脚部１３０の第３Ｖ相巻線２０３で囲まれた部分、第１Ｕ相巻線２０１と第１Ｖ相巻線２１１との間の第１脚部が露出した部分３００ａ、第２Ｗ相巻線２０２と第２Ｕ相巻線２１２との間の第２脚部が露出した部分３００ｂ、第３Ｖ相巻線２０３と第３Ｗ相巻線２１３との間の第３脚部が露出した部分３００ｃ、第１脚部が露出した部分３００ａと第２脚部が露出した部分３００ｂとの間のギャップ４００ａ、および第２脚部が露出した部分３００ｂと第３脚部が露出した部分３００ｃとの間のギャップ４００ｂで構成される閉磁路を通る。
　同様に、磁束１２１１、磁束１２１２および磁束１２１３は、第１脚部１１０の第１Ｖ相巻線２１１で囲まれた部分、第２脚部１２０の第２Ｕ相巻線２１２で囲まれた部分、第３脚部１３０の第３Ｗ相巻線２１３で囲まれた部分、第１Ｕ相巻線２０１と第１Ｖ相巻線２１１との間の第１脚部が露出した部分３００ａ、第２Ｗ相巻線２０２と第２Ｕ相巻線２１２との間の第２脚部が露出した部分３００ｂ、第3Ｖ相巻線２０３と第３Ｗ相巻線２１３との間の第３脚部が露出した部分３００ｃ、第１Ｖ相巻線２１１と第１Ｗ相巻線２２１との間の第１脚部が露出した部分３００ｄ、第２Ｕ相巻線２１２と第２Ｖ相巻線２２２との間の第２脚部が露出した部分３００ｅ、第３Ｗ相巻線２１３と第３Ｕ相巻線２２３との間の第３脚部が露出した部分３００ｆ、第１脚部が露出した部分３００ａと第２脚部が露出した部分３００ｂとの間のギャップ４００ａ、第２脚部が露出した部分３００ｂと第３脚部が露出した部分３００ｃとの間のギャップ４００ｂ、第１脚部が露出した部分３００ｄと第２脚部が露出した部分３００ｅとの間のギャップ４００ｃ、および第２脚部が露出した部分３００ｅと第３脚部が露出した部分３００ｆとの間のギャップ４００ｄで構成される閉磁路を通る。
　さらに、磁束１２２１、磁束１２２２および磁束１２２３は、第１磁気コアの下部の連結部１４０、第1脚部１１０の第１Ｗ相巻線２２１で囲まれた部分、第２脚部１２０の第２Ｖ相巻線２２２で囲まれた部分、第３脚部１３０の第３Ｕ相巻線２２３で囲まれた部分、第１Ｖ相巻線２１１と第１Ｗ相巻線２２１との間の第１脚部が露出した部分３００ｄ、第２Ｕ相巻線２１２と第２Ｖ相巻線２２２との間の第２脚部が露出した部分３００ｅ、第３Ｗ相巻線２１３と第３Ｕ相巻線２２３との間の第３脚部が露出した部分３００ｆ、第１脚部が露出した部分３００ｄと第２脚部が露出した部分３００ｅとの間のギャップ４００ｃ、および第２脚部が露出した部分３００ｅと第３脚部が露出した部分３００ｆとの間のギャップ４００ｄで構成される閉磁路を通る。
　電源電流はコモンモードおよびノーマルモードのノイズ電流に比べて非常に大きい。従来のチョークコイルでは、電源電流に起因する磁束はギャップを通らない閉磁路を通るので、電源電流の電流値に比例した大きな磁束が発生する。磁気コア内の磁束密度が大きくなり最大磁束密度を超えると磁気コアの透磁率が低下して磁気抵抗が高くなる現象、すなわち磁気飽和が起こる。ノーマルモードおよびコモンモードのノイズ電流は、電源電流に重畳して流れる。従来のチョークコイルでは、ノーマルモードおよびコモンモードのノイズ電流に起因して発生する磁束は、大きな電源電流が流れて磁気コアの透磁率が低下しているため、その磁束密度は小さくなっていた。
　本実施の形態のチョークコイルでは、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のときに磁気コア２内に発生する磁束は、磁気抵抗の高いギャップ４００ａ、４００ｂ、４００ｃおよび４００ｄの少なくとも１つを通る。そのため、電源電流に起因する磁束はギャップを通らない場合よりも磁束密度が小さくなる。その結果、本実施の形態のチョークコイルでは、大きな電源電流に起因する磁気飽和が発生せず、透磁率の低下を避けることができる。
　なお、これまでＵ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のときに磁気コア２内に発生する磁束について説明した。Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れる電流の位相が１２０°ずつ異なる電源電流の場合、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大になる位相の場合と磁束分布は異なるが、どのような位相であっても磁気コア２内に発生する磁束は磁気抵抗の高いギャップ４００ａ、４００ｂ、４００ｃおよび４００ｄの少なくとも１つを通る。そのため、本実施の形態のチョークコイルでは、大きな電源電流に起因する磁気飽和が発生せず、透磁率の低下を避けることができる。その結果、後述する負荷のスイッチング周波数の高調波成分で発生するノーマルモードのノイズ電流およびコモンモードのノイズ電流に対する透磁率の低下を避けることができる。
　なお、ギャップ４００ａ、４００ｂ、４００ｃおよび４００ｄのギャップ寸法を大きくすれば磁気抵抗をさらに大きくできるので、磁気コアがさらに磁気飽和しにくくなり、さらに透磁率の低下を避けることができる。
　次に、２つ目の、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相がそれぞれ１２０°ずつ異なるノーマルモード成分のノイズ電流がそれぞれＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布について説明する。
　高調波のノーマルモード成分のノイズ電流の方向は、電源電流の基本周波数の電流の方向と同じである。そのため、このノーマルモード成分のノイズ電流で発生する磁束分布は図４と同様になる。ノーマルモード成分のノイズ電流は電源電流の基本周波数成分の電流に比べて小さいので、発生する磁束も小さい。そのため、ノーマルモード成分のノイズ電流で磁気コアが磁気飽和することはほとんどない。したがって、電源電流の基本周波数成分の電流による透磁率の低下が発生しない条件の下で、ギャップ４００ａ、４００ｂ、４００ｃおよび４００ｄのギャップ寸法を小さくすれば、ノーマルモード成分のノイズ電流で発生する磁束に対する磁気抵抗を小さくすることができ、ノイズ低減効果を向上させることが可能である。
　なお、実際のギャップ寸法は、数ｍｍから数１０ｍｍの範囲に設定されることが多い。また、通常ギャップは、空間で構成されているが、空間ではなく磁性をもたない樹脂、木材などの材料でギャップを構成してもよい。空間以外の材料でギャップを構成すると、ギャップ寸法の高精度化、耐久性の向上が可能となる。
　最後に、３つ目の、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相が同相であるコモンモード成分のノイズ電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布について説明する。なお、コモンモード成分のノイズ電流は電源電流の基本周波数成分の電流に比べて小さいので、発生する磁束も小さい。そのため、コモンモード成分のノイズ電流で磁気コアが磁気飽和することはほとんどない。
図５は、コモンモード成分のノイズ電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときの磁気コア２内に発生する磁束を示した模式図である。第１脚部１１０の第１Ｕ相巻線２０１に囲まれた部分に発生する磁束を１３０１、第１Ｖ相巻線２１１に囲まれた部分に発生する磁束を１３１１、第１Ｗ相巻線２２１に囲まれた部分に発生する磁束を１３２１とする。第２脚部１２０の第２Ｗ相巻線２０２に囲まれた部分に発生する磁束を１３０２、第２Ｕ相巻線２１２に囲まれた部分に発生する磁束を１３１２、第２Ｖ相巻線２２２に囲まれた部分に発生する磁束を１３２２とする。第３脚部１３０の第３Ｖ相巻線２０３に囲まれた部分に発生する磁束を１３０３、第３Ｗ相巻線２１３に囲まれた部分に発生する磁束を１３１３、第３Ｕ相巻線２２３に囲まれた部分に発生する磁束を１３２３とする。Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるコモンモード成分のノイズ電流は同相であるため、各巻線で発生する磁束１３０１、１３０２、１３０３、１３１１、１３１２、１３１３、１３２１、１３２２および１３２３は、すべて同じ大きさでその磁束の向きは同じ向きである。
　図２および図５を用いて、磁気コア内に発生する磁束の磁路について説明する。
　第１脚部１１０の磁束１３０１、磁束１３１１および磁束１３２１は全て上向きであり、第１脚部１１０と第２脚部１２０との間のギャップ４００ａおよび４００ｃは磁気抵抗が高いので磁束は通りにくく、この３つの磁束を加算すると第１脚部１１０の磁束は、一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束となる。
　また、第２脚部１２０の磁束１３０２、磁束１３１２および磁束１３２２は全て上向きであり、第１脚部１１０と第２脚部１２０との間のギャップ４００ａ、４００ｃおよび第２脚部１２０と第３脚部１３０との間のギャップ４００ｂ、４００ｄは磁気抵抗が高いので磁束は通りにくく、この３つの磁束を加算すると第２脚部１２０の磁束は、一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束となる。
　さらに、第３脚部１３０の磁束１３０３、磁束１３１３および磁束１３２３は全て上向きであり、第２脚部１２０と第３脚部１３０との間のギャップ４００ｂおよび４００ｄは磁気抵抗が高いので磁束は通りにくく、この３つの磁束を加算すると第３脚部１３０の磁束は、一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束となる。
　それぞれの脚部の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束は、脚部から一方の連結部１４０を経由して第２磁気コア１６０に至り、他方の連結部を経由して脚部に至る磁気コア２を環流する閉磁路を形成する。
　上述のように、コモンモード成分のノイズ電流に起因して発生する磁束は、磁気コアのギャップを経由せず磁気コア内を環流する閉磁路を形成するので、磁気抵抗が小さくなる。その結果、コモンモード成分のノイズ電流に起因して発生する磁束に対するインダクタンスを高くすることができ、ノイズ低減効果を向上させることができる。
　このように構成されたチョークコイルは、電源電流の基本周波数成分のように大きな電流成分が流れた場合でも磁気コアが磁気飽和せず、磁気コアの透磁率低下を抑制することができる。そのため、電源電流に重畳して発生するノーマルモード成分のノイズ電流およびコモンモード成分のノイズ電流に対して、透磁率の低下を避けることができる。その結果、本実施の形態のチョークコイルは、大きな３相の電源電流が流れた場合でも磁気コアの磁気飽和を防ぎ、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対して高いノイズ低減効果を発揮する。
実施の形態２．
　図６は、実施の形態２に係るチョークコイルの上面図である。図７は、図６に示すチョークコイルをＡ方向から見た側面図である。図６および図７に示すように、本実施の形態のチョークコイル１は、磁気コア２とコイル部３とを有する。磁気コア２は、図６に示すように、三角形の頂点の位置にそれぞれ配置された第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０を備えている。また、磁気コア２は、第１脚部２１１０と第２脚部２１２０との両端をそれぞれ連結する第１連結部２４１２、第２脚部２１２０と第３脚部２１３０との両端をそれぞれ連結する第２連結部２４２３、および第３脚部２１３０と第１脚部２１１０との両端をそれぞれ連結する第３連結部２４３１を備えている。さらに、磁気コア２は、第１脚部２１１０と第２脚部２１２０との間の位置で、両端の第１連結部２４１２に接続された第４脚部２５１２を、第２脚部２１２０と第３脚部２１３０との間の位置で、両端の第２連結部２４２３に接続された第５脚部２５２３を、および第３脚部２１３０と第１脚部２１１０との間の位置で、両端の第３連結部２４３１に接続された第６脚部２５３１を備えている。第１脚部２１１０、第２脚部２１２０、第３脚部２１３０、第１連結部２４１２、第２連結部２４２３および第３連結部２４３１で第１磁気コアを構成しており、第４脚部２５１２、第５脚部２５２３および第６脚部２５３１が第２磁気コアを構成している。
　なお、図６に示すように、第１脚部２１１０と第３脚部２１３０とを結ぶ方向をｘ軸方向、脚部の長手方向をｙ軸方向とする。
　コイル部３は、実施の形態１の図３で示した３相コイルと同様であり、Ｕ相巻線２００、Ｖ相巻線２１０およびＷ相巻線２２０で構成されている。Ｕ相巻線は、第１Ｕ相巻線２２１１、第２Ｕ相巻線２２２２および第３Ｕ相巻線２２３３が直列に接続されている。Ｖ相巻線は、第１Ｖ相巻線２２２１、第２Ｖ相巻線２２３２および第３Ｖ相巻線２２１３が直列に接続されている。Ｗ相巻線は、第１Ｗ相巻線２２３１、第２Ｗ相巻線２２１２および第３Ｗ相巻線２２２３が直列に接続されている。
　第１脚部２１１０は、一方の端部から第１Ｕ相巻線２２１１、第１Ｖ相巻線２２２１および第１Ｗ相巻線２２３１が巻かれており、各巻線の間には第１脚部２１１０が露出した部分２３００を有する。第２脚部２１２０は、一方の端部から第２Ｗ相巻線２２１２、第２Ｕ相巻線２２２２および第２Ｖ相巻線２２３２が巻かれており、各巻線の間には第２脚部２１２０が露出した部分２３００を有する。第３脚部２１３０は、一方の端部から第３Ｖ相巻線２２１３、第３Ｗ相巻線２２２３および第３Ｕ相巻線２２３３が巻かれており、各巻線の間には第３脚部２１３０が露出した部分２３００を有する。
　図７に示すように、第６脚部２５３１において、第１脚部２１１０および第３脚部２１３０の脚部が露出した部分２３００と対向する位置は、突出した形状となっている。第６脚部２５３１の突出した部分と第１脚部２１１０および第３脚部２１３０との間隔は、他の部分より狭いギャップ２４００となっている。同様に、第４脚部２５１２において、第１脚部２１１０および第２脚部２１２０の脚部が露出した部分２３００と対向する位置は、突出した形状となっている。第４脚部２５１２の突出した部分と第１脚部２１１０および第２脚部２１２０との間隔は、他の部分より狭いギャップ２４００となっている。また、第５脚部２５２３において、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０の脚部が露出した部分２３００と対向する位置は、突出した形状となっている。第５脚部２５２３の突出した部分と第２脚部２１２０および第３脚部２１３０との間隔は、他の部分より狭いギャップ２４００となっている。
　次に、チョークコイル１の動作について説明する。実施の形態１と同様に、図３に示した接続関係において、チョークコイル１に電源電流が流れるとき、コイル部３に流れる電流を以下の３つの成分に分けて考え、それぞれの成分で磁気コア２に発生する磁束分布について説明する。
　１つ目は、電源電流の基本周波数成分の電流が流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。２つ目は、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相がそれぞれ１２０°ずつ異なるノーマルモード成分のノイズ電流が流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。３つ目は、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相が同相であるコモンモード成分のノイズ電流が流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。
　まず、１つ目の、電源電流の基本周波数成分の電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布を説明する。図８、図９および図１０は、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のときに磁気コア２内に発生する磁束を示した模式図である。図８、図９および図１０は、それぞれ図６のＡ方向、Ｂ方向およびＣ方向から見た側面図である。Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のとき、Ｖ相巻線に流れる電源電流は、大きさはＵ相巻線の半分であり、流れる方向は逆向きである。また、Ｗ相巻線に流れる電源電流は、大きさはＵ相巻線の半分であり、流れる方向は逆向きである。
　なお、図８、図９および図１０において、脚部が露出した部分２３００は、その場所毎に末尾にアルファベット１文字を付与している。また、ギャップ２４００についても、その場所毎に末尾にアルファベット２文字を付与している。
　図８および図９に示すように、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のとき、第１脚部２１１０の第１Ｕ相巻線２２１１に囲まれた部分に発生する磁束３２１１の大きさを１．０とし、その磁束の向きを上向きとする。このとき、図９および図１０に示すように、第２脚部２１２０の第２Ｗ相巻線２２１２に囲まれた部分に発生する磁束３２１２は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。また、図８および図１０に示すように、第３脚部２１３０の第３Ｖ相巻線２２１３に囲まれた部分に発生する磁束３２１３は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。
　同様に、図９および図１０に示すように、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のとき、第２脚部２１２０の第２Ｕ相巻線２２２２に囲まれた部分に発生する磁束３２２２は、大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなる。また、第１脚部２１１０の第１Ｖ相巻線２２２１に囲まれた部分に発生する磁束３２２１は、大きさを０．５でその磁束の向きは下向きとなる。さらに、第３脚部２１３０の第３Ｗ相巻線２２２３に囲まれた部分に発生する磁束３２２３は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。
　同様に、図８および図１０に示すように、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のとき、第３脚部２１３０の第３Ｕ相巻線２２３３に囲まれた部分に発生する磁束３２３３は、大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなる。また、第１脚部２１１０の第１Ｗ相巻線２２３１に囲まれた部分に発生する磁束３２３１は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。さらに、第２脚部２１２０の第２Ｖ相巻線２２３２に囲まれた部分に発生する磁束３２３２は、大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。
　このような電源電流の基本周波数成分の電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるとき、全体の磁束分布について説明する。
　図８および図９に示すように、第１脚部２１１０において、第１Ｕ相巻線２２１１に囲まれた部分に発生する磁束３２１１は大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなり、第１Ｖ相巻線２２２１に囲まれた部分に発生する磁束３２２１は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなり、第１Ｗ相巻線２２３１に囲まれた部分に発生する磁束３２３１は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。この３つの磁束を加算すると打消し合うので、第１脚部２１１０の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。
　同様に、図９および図１０に示すように、第２脚部２１２０において、第２Ｗ相巻線２２１２に囲まれた部分に発生する磁束３２１２は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなり、第２Ｕ相巻線２２２２に囲まれた部分に発生する磁束３２２２は大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなり、第２Ｖ相巻線２２３２に囲まれた部分に発生する磁束３２３２は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなる。この３つの磁束を加算すると打消し合うので、第２脚部２１２０の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。
　さらに、図８および図１０に示すように、第３脚部２１３０において、第３Ｖ相巻線２２１３に囲まれた部分に発生する磁束３２１３は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなり、第３Ｗ相巻線２２２３に囲まれた部分に発生する磁束３２２３は大きさが０．５でその磁束の向きは下向きとなり、第３Ｕ相巻線２２３３に囲まれた部分に発生する磁束３２３３は大きさが１．０でその磁束の向きは上向きとなる。この３つの磁束を加算すると打消し合うので、第３脚部２１３０の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。
　この結果、第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０の一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。
　Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のとき、図８および図９に示すように、磁束３２１１、磁束３２１２および磁束３２１３は、上部の第1連結部２４１２、上部の第３連結部２４３１、第1脚部２１１０の第１Ｕ相巻線２２１１で囲まれた部分、第２脚部２１２０の第２Ｗ相巻線２２１２で囲まれた部分、第３脚部２１３０の第３Ｖ相巻線２２１３で囲まれた部分、第１Ｕ相巻線２２１１と第１Ｖ相巻線２２２１との間の第１脚部が露出した部分２３００ａ、第２Ｗ相巻線２２１２と第２Ｕ相巻線２２２２との間の第２脚部が露出した部分２３００ｃ、第３Ｖ相巻線２２１３と第３Ｗ相巻線２２２３との間の第２脚部が露出した部分２３００ｅ、第１脚部と第６脚部２５３１とのギャップ２４００ａｅ、第３脚部と第６脚部２５３１とのギャップ２４００ｅａ、第２脚部と第４脚部２５１２とのギャップ２４００ｃａ、および第１脚部と第４脚部２５１２とのギャップ２４００ａｃで構成される閉磁路を通る。なお、磁束３２１１は、上部の第１連結部２４１２と上部の第３連結部２４３１とに分岐して通る。
　また、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のとき、図９および図１０に示すように、磁束３２２２、磁束３２２１および磁束３２２３は、第1脚部２１１０の第１Ｖ相巻線２２２１で囲まれた部分、第２脚部２１２０の第２Ｕ相巻線２２２２で囲まれた部分、第３脚部２１３０の第３Ｗ相巻線２２２３で囲まれた部分、第１Ｕ相巻線２２１１と第１Ｖ相巻線２２２１との間の第１脚部２１１０が露出した部分２３００ａ、第２Ｗ相巻線２２１２と第２Ｕ相巻線２２２２との間の第２脚部２１２０が露出した部分２３００ｃ、第３Ｖ相巻線２２１３と第３Ｗ相巻線２２２３との間の第３脚部２１３０が露出した部分２３００ｅ、第１Ｖ相巻線２２２１と第１Ｗ相巻線２２３１との間の第１脚部２１１０が露出した部分２３００ｂ、第２Ｕ相巻線２２２２と第２Ｖ相巻線２２３２との間の第２脚部２１２０が露出した部分２３００ｄ、第３Ｗ相巻線２２２３と第３Ｕ相巻線２２３３との間の第３脚部２１３０が露出した部分２３００ｆ、第２脚部２１２０と第４脚部２５１２とのギャップ２４００ｃａ、第１脚部２１１０と第４脚部２５１２とのギャップ２４００ａｃ、第２脚部２１２０と第４脚部２５１２とのギャップ２４００ｄｂ、第１脚部２１１０と第４脚部２５１２とのギャップ２４００ｂｄ、第３脚部２１３０と第５脚部２５２３とのギャップ２４００ｅｃ、第２脚部２１２０と第５脚部２５２３とのギャップ２４００ｃｅ、第３脚部２１３０と第５脚部２５２３とのギャップ２４００ｆｄ、および第２脚部２１２０と第５脚部２５２３とのギャップ２４００ｄｆで構成される閉磁路を通る。なお、磁束３２２２は、ギャップ２４００ｃａを経由して第４脚部２５１２に至る経路と、ギャップ２４００ｃｅを経由して第５脚部２５２３に至る経路とに分岐して通る。
　さらに、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のとき、図８および図１０に示すように、磁束３２３３、磁束３２３１および磁束３２３２は、下部の第２連結部２４２３、下部の第３連結部２４３１、第３脚部２１３０の第３Ｕ相巻線２２３３で囲まれた部分、第１脚部２１１０の第１Ｗ相巻線２２３１で囲まれた部分、第２脚部２１２０の第２Ｖ相巻線２２３２で囲まれた部分、第１Ｖ相巻線２２２１と第１Ｗ相巻線２２３１との間の第１脚部が露出した部分２３００ｂ、第２Ｖ相巻線２２３２と第２Ｗ相巻線２２１２との間の第２脚部が露出した部分２３００ｄ、第３Ｖ相巻線２２１３と第３Ｗ相巻線２２２３との間の第３脚部が露出した部分２３００ｆ、第３脚部と第５脚部２５２３とのギャップ２４００ｆｄ、第２脚部と第５脚部２５２３とのギャップ２４００ｄｆ、第１脚部と第６脚部２５３１とのギャップ２４００ｂｆ、および第３脚部と第６脚部２５３１とのギャップ２４００ｆｂで構成される閉磁路を通る。なお、磁束３２３３は、ギャップ２４００ｆｂを経由して第６脚部２５３１に至る経路と、ギャップ２４００ｆｄを経由して第５脚部２５２３に至る経路とに分岐して通る。
　上述のように、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のときに磁気コア２内に発生する磁束は、磁気抵抗の高いギャップ２４００の少なくとも１つを通る。そのため、電源電流に起因する磁束はギャップを通らない場合よりも磁束密度が小さくなる。その結果、本実施の形態のチョークコイルでは、大きな電源電流に起因する磁気飽和が発生せず、透磁率の低下を避けることができる。
　なお、これまでＵ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のときに磁気コア２内に発生する磁束について説明した。Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れる電流の位相が１２０°ずつ異なる電源電流の場合、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大になる位相の場合と磁束分布は異なるが、どのような位相であっても磁気コア２内に発生する磁束は磁気抵抗の高いギャップ２４００の少なくとも１つを通る。その結果、本実施の形態のチョークコイルでは、大きな電源電流に起因する磁気飽和が発生せず、透磁率の低下を避けることができる。
　また、ギャップ２４００のギャップ寸法を大きくすれば磁気抵抗がさらに大きくできるので、磁気コアがさらに磁気飽和しにくくなり、さらに透磁率の低下を避けることができる。
　次に、２つ目の、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相がそれぞれ１２０°ずつ異なるノーマルモード成分のノイズ電流がそれぞれＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布について説明する。
　高調波のノーマルモード成分のノイズ電流の方向は、電源電流の基本周波数の電流の方向と同じである。そのため、このノーマルモード成分のノイズ電流で発生する磁束分布は図８、図９および図１０と同様になる。ノーマルモード成分のノイズ電流は電源電流の基本周波数成分の電流に比べて小さいので、発生する磁束も小さい。そのため、ノーマルモード成分のノイズ電流で磁気コアが磁気飽和することはほとんどない。したがって、電源電流の基本周波数成分の電流による透磁率の低下が発生しない条件の下で、ギャップ２４００のギャップ寸法を小さくすれば、ノーマルモード成分のノイズ電流で発生する磁束に対する磁気抵抗を小さくすることができ、ノイズ低減効果を向上させることが可能である。
　なお、実際のギャップ寸法は、数ｍｍから数１０ｍｍの範囲に設定されることが多い。また、通常ギャップは、空間で構成されているが、空間ではなく磁性をもたない樹脂、木材などの材料でギャップを構成してもよい。空間以外の材料でギャップを構成すると、ギャップ寸法の高精度化、耐久性の向上が可能となる。
　最後に、３つ目の、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相が同相であるコモンモード成分のノイズ電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布について説明する。なお、コモンモード成分のノイズ電流は電源電流の基本周波数成分の電流に比べて小さいので、発生する磁束も小さい。そのため、コモンモード成分のノイズ電流で磁気コアが磁気飽和することはほとんどない。
　図１１、図１２および図１３は、コモンモード成分のノイズ電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときの磁気コア２内に発生する磁束を示した模式図である。図１１、図１２および図１３は、それぞれ図６のＡ方向、Ｂ方向およびＣ方向から見た側面図である。
　第１脚部２１１０の第１Ｕ相巻線２２１１に囲まれた部分に発生する磁束を４２１１、第１Ｖ相巻線２２２１に囲まれた部分に発生する磁束を４２２１、および第１Ｗ相巻線２２３１に囲まれた部分に発生する磁束を４２３１とする。第２脚部２１２０の第２Ｗ相巻線２２１２に囲まれた部分に発生する磁束を４２１２、第２Ｕ相巻線２２２２に囲まれた部分に発生する磁束を４２２２、および第２Ｖ相巻線２２３２に囲まれた部分に発生する磁束を４２３２とする。第３脚部２１３０の第３Ｖ相巻線２２１３に囲まれた部分に発生する磁束を４２１３、第３Ｗ相巻線２２２３に囲まれた部分に発生する磁束を４２２３、および第３Ｕ相巻線２２３３に囲まれた部分に発生する磁束を４２３３とする。Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるコモンモード成分のノイズ電流は同相であるため、各巻線で発生する磁束は、すべて同じ大きさで同じ向きである。
　このような磁束が発生した場合、図１１および図１２に示すように、第１脚部２１１０では磁束４２１１、磁束４２２１および磁束４２３１は全て上向である。この第１脚部２１１０と第６脚部２５３１とのギャップ２４００ａｅおよび２４００ｂｆ、並びに第１脚部２１１０と第４脚部２５１２とのギャップ２４００ａｃ、２４００ｂｄは磁気抵抗が高いので磁束は通りにくい。その結果、磁束４２１１、磁束４２２１および磁束４２３１を加算すると第１脚部２１１０の磁束は、一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束となる。
　また、図１２および図１３に示すように、第２脚部２１２０では磁束４２１２、磁束４２２２および磁束４２３２は全て上向である。この第２脚部２１２０と第４脚部２５１２とのギャップ２４００ｃａおよび２４００ｄｂ、並びに第２脚部２１２０と第５脚部２５２３とのギャップ２４００ｃｅおよび２４００ｄｆは磁気抵抗が高いので磁束は通りにくい。その結果、磁束４２１２、磁束４２２２および磁束４２３２を加算すると第２脚部２１２０の磁束は、一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束となる。
　さらに、図１１および図１３に示すように、第３脚部２１３０では磁束４２１３、磁束４２２３および磁束４２３３は全て上向である。この第３脚部２１３０と第６脚部２５３１とのギャップ２４００ｅａおよび２４００ｆｂ、並びに第３脚部２１３０と第５脚部２５２３とのギャップ２４００ｅｃおよび２４００ｆｄは磁気抵抗が高いので磁束は通りにくい。その結果、磁束４２１３、磁束４２２３および磁束４２３３を加算すると第３脚部２１３０の磁束は、一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束となる。
　図１１および図１２に示すように、第１脚部２１１０の一端から他端まで貫通する磁束は、２つの経路を通る閉磁路となる。１つ目の経路は、第１脚部２１１０の上端から上部の第３連結部２４３１、第６脚部２５３１および下部の第３連結部２４３１を経由して第１脚部２１１０の下端に戻る経路である（図１１）。２つ目の経路は、第１脚部２１１０の上端から上部の第１連結部２４１２、第４脚部２５１２および下部の第１連結部２４１２を経由して第１脚部２１１０の下端に戻る経路である（図１２）。
　また、図１２および図１３に示すように、第２脚部２１２０の一端から他端まで貫通する磁束は、２つの経路を通る閉磁路となる。１つ目の経路は、第２脚部２１２０の上端から上部の第１連結部２４１２、第４脚部２５１２および下部の第１連結部２４１２を経由して第２脚部２１２０の下端に戻る経路である（図１２）。２つ目の経路は、第２脚部２１２０の上端から上部の第２連結部２４２３、第５脚部２５２３および下部の第２連結部２４２３を経由して第２脚部２１２０の下端に戻る経路である（図１３）。
　また、図１１および図１３に示すように、第３脚部２１３０の一端から他端まで貫通する磁束は、２つの経路を通る閉磁路となる。１つ目の経路は、第３脚部２１３０の上端から上部の第３連結部２４３１、第６脚部２５３１および下部の第３連結部２４３１を経由して第３脚部２１３０の下端に戻る経路である（図１１）。２つ目の経路は、第３脚部２１３０の上端から上部の第２連結部２４２３、第５脚部２５２３および下部の第２連結部２４２３を経由して第３脚部２１３０の下端に戻る経路である（図１３）。
　上述のように、コモンモード成分のノイズ電流に起因して発生する磁束は、磁気コアのギャップを通らず磁気コア内を環流する閉磁路を形成するので、磁気抵抗が小さくなる。その結果、コモンモード成分のノイズ電流に起因して発生する磁束に対するインダクタンスを高くすることができ、ノイズ低減効果を向上させることができる。
　このように構成されたチョークコイルは、電源電流の基本周波数成分のように大きな電流成分が流れた場合でも磁気コアが磁気飽和せず、磁気コアの透磁率低下を抑制することができる。そのため、電源電流に重畳して発生するノーマルモード成分のノイズ電流およびコモンモード成分のノイズ電流に対して、透磁率の低下を避けることができる。その結果、本実施の形態のチョークコイルは、大きな３相の電源電流が流れた場合でも磁気コアの磁気飽和を防ぎ、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対して高いノイズ低減効果を発揮する。
実施の形態３．
　図１４は、実施の形態３に係るチョークコイルの斜視図である。図１４に示すように、本実施の形態のチョークコイル１は、磁気コア２とコイル部３とを有する。磁気コア２は、三角形の頂点の位置にそれぞれ配置された第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０を備えている。また、磁気コア２は、第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０の一方の端部を連結する第４連結部３１０、並びに第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０の他方の端部を連結する第５連結部３２０を備えている。第４連結部３１０は、中央部から第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０の一方の端部までそれぞれ延びた３本の腕部を有するＹ型形状である。同様に、第５連結部３２０は、中央部から第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０の他方の端部までそれぞれ延びた３本の腕部を有するＹ型形状である。第１脚部２１１０、第２脚部２１２０、第３脚部２１３０、第４連結部３１０および第５連結部３２０で第１磁気コア１５０を構成している。さらに、磁気コア２は、第４連結部３１０の中央部と第５連結部３２０の中央部とを接続する第２磁気コア１６０を備えている。
　コイル部３は、実施の形態１の図３で示した３相コイルと同様であり、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線で構成されている。Ｕ相巻線は、第１Ｕ相巻線２２１１、第２Ｕ相巻線２２２２および第３Ｕ相巻線２２３３が直列に接続されている。Ｖ相巻線は、第１Ｖ相巻線２２２１、第２Ｖ相巻線２２３２および第３Ｖ相巻線２２１３が直列に接続されている。Ｗ相巻線は、第１Ｗ相巻線２２３１、第２Ｗ相巻線２２１２および第３Ｗ相巻線２２２３が直列に接続されている。
　第１脚部２１１０は、一方の端部から第１Ｕ相巻線２２１１、第１Ｖ相巻線２２２１および第１Ｗ相巻線２２３１が巻かれており、各巻線の間には第１脚部２１１０が露出した部分２３００を有する。第２脚部２１２０は、一方の端部から第２Ｗ相巻線２２１２、第２Ｕ相巻線２２２２および第２Ｖ相巻線２２３２が巻かれており、各巻線の間には第２脚部２１２０が露出した部分２３００を有する。第３脚部２１３０は、一方の端部から第３Ｖ相巻線２２１３、第３Ｗ相巻線２２２３および第３Ｕ相巻線２２３３が巻かれており、各巻線の間には第３脚部２１３０が露出した部分２３００を有する。
　図１４に示すように、第１脚部２１１０の脚部が露出した部分２３００、第２脚部２１２０の脚部が露出した部分２３００、および第３脚部２１３０の脚部が露出した部分２３００と対向する位置の第２磁気コア１６０は、突出した形状となっている。そのため、第１脚部２１１０の脚部が露出した部分２３００と第２磁気コア１６０との間隔は、他の部分より狭いギャップ２４００となっている。同様に、第２脚部２１２０の脚部が露出した部分２３００および第３脚部２１３０の脚部が露出した部分２３００と第２磁気コア１６０との間隔は、それぞれ他の部分より狭いギャップ２４００となっている。
　次に、チョークコイル１の動作について説明する。実施の形態１と同様に、図３に示した接続関係において、チョークコイル１に電源電流が流れるとき、コイル部３に流れる電流を以下の３つの成分に分けて考え、それぞれの成分で磁気コア２に発生する磁束分布について説明する。
　１つ目は、電源電流の基本周波数成分の電流が流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。２つ目は、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相がそれぞれ１２０°ずつ異なるノーマルモード成分のノイズ電流が流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。３つ目は、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相が同相であるコモンモード成分のノイズ電流が流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布である。
　まず、１つ目の、電源電流の基本周波数成分の電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布を説明する。この場合、実施の形態２と同様に、第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０のそれぞれの脚部において、一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束はほとんどゼロとなる。また、実施の形態２と同様に、Ｕ相巻線に流れる電源電流が最大となる位相のときに磁気コア２内に発生する磁束は、磁気抵抗の高いギャップ２４００の少なくとも１つを通る。そのため、電源電流に起因する磁束はギャップを通らない場合よりも磁束密度が小さくなる。その結果、本実施の形態のチョークコイルでは、大きな電源電流に起因する磁気飽和が発生せず、透磁率の低下を避けることができる。
　次に、２つ目の、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相がそれぞれ１２０°ずつ異なるノーマルモード成分のノイズ電流がそれぞれＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布について説明する。
　高調波のノーマルモード成分のノイズ電流の方向は、電源電流の基本周波数の電流の方向と同じである。そのため、このノーマルモード成分のノイズ電流で発生する磁束分布は、電源電流にで発生する磁束分布と同様になる。ノーマルモード成分のノイズ電流は電源電流の基本周波数成分の電流に比べて小さいので、発生する磁束も小さい。そのため、ノーマルモード成分のノイズ電流で磁気コアが磁気飽和することはほとんどない。したがって、電源電流の基本周波数成分の電流による透磁率の低下が発生しない条件の下で、ギャップ２４００のギャップ寸法を小さくすれば、ノーマルモード成分のノイズ電流で発生する磁束に対する磁気抵抗を小さくすることができ、ノイズ低減効果を向上させることが可能である。
　最後に、３つ目の、負荷のスイッチング周波数の高調波成分のうち、位相が同相であるコモンモード成分のノイズ電流がＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れるときに磁気コア２内に発生する磁束分布について説明する。なお、コモンモード成分のノイズ電流は電源電流の基本周波数成分の電流に比べて小さいので、発生する磁束も小さい。そのため、コモンモード成分のノイズ電流で磁気コアが磁気飽和することはほとんどない。
　コモンモード成分のノイズ電流で発生する磁束は、実施の形態２と同様に、第１脚部２１１０、第２脚部２１２０および第３脚部２１３０のそれぞれの脚部において、一方の端部から他方の端部までを貫通する磁束となる。この磁束は、磁気抵抗の高いギャップ２４００は通らず、それぞれの脚部の一方の端部から第４連結部３１０、第２磁気コア１６０および第５連結部３２０を経由してそれぞれの脚部の他方の端部に戻る閉磁路となる。
　したがって、コモンモード成分のノイズ電流に起因して発生する磁束は、実施の形態２と同様に、磁気コアのギャップを通らず磁気コア内を環流する閉磁路を形成するので、磁気抵抗が小さくなる。その結果、コモンモード成分のノイズ電流に起因して発生する磁束に対するインダクタンスを高くすることができ、ノイズ低減効果を向上させることができる。
　このように構成されたチョークコイルは、電源電流の基本周波数成分のように大きな電流成分が流れた場合でも磁気コアが磁気飽和せず、負荷のスイッチング周波数の高調波のノーマルモード成分のノイズ電流およびコモンモード成分のノイズ電流に対しては、インダクタンスを高くできる。その結果、本実施の形態のチョークコイルは、大きな３相の電源電流が流れた場合でも磁気コアの磁気飽和を防ぎ、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対して高いノイズ低減効果を有する。
実施の形態４．
　図１５は、実施の形態４に係るノイズフィルタの斜視図である。本実施の形態のノイズフィルタは、実施の形態１に係るチョークコイルに容量回路を接続してノイズフィルタを構成したものである。図１５に示すように、本実施の形態のノイズフィルタは、実施の形態１に示したチョークコイル１の第１Ｕ相巻線２０１と第１Ｖ相巻線２１１との間、第１Ｖ相巻線２１１と第１Ｗ相巻線２２１との間および第１Ｕ相巻線２０１と第１Ｗ相巻線２２１との間にそれぞれチップコンデンサ４１０、４２０、４３０が接続されている。
　図１６は、ノイズフィルタの等価回路である。図１６に示すように、Ｕ相巻線２００とＶ相巻線２１０との間に容量回路であるチップコンデンサ４１０が、Ｖ相巻線２１０とＷ相巻線２２０との間に容量回路であるチップコンデンサ４２０が、Ｕ相巻線２００とＷ相巻線２２０との間に容量回路であるチップコンデンサ４３０が、それぞれ接続されている。図１ではチップコンデンサ４１０、４２０、４３０は、それぞれ第１Ｕ相巻線２０１と第１Ｖ相巻線２１１との間、第１Ｖ相巻線２１１と第１Ｗ相巻線２２１との間および第１Ｕ相巻線２０１と第１Ｗ相巻線２２１との間に接続されているが、これらのチップコンデンサは、Ｕ相巻線２００とＶ相巻線２１０との間、Ｖ相巻線２１０とＷ相巻線２２０との間およびＵ相巻線２００とＷ相巻線２２０との間であれば、どこの位置でもよい。
　このように構成されたノイズフィルタは、電源電流の基本周波数成分のように大きな電流成分が流れた場合でも磁気コアが磁気飽和せず、負荷のスイッチング周波数の高調波のノーマルモード成分のノイズ電流およびコモンモード成分のノイズ電流に対しては、インダクタンスを高くできる。その結果、本実施の形態のチョークコイルは、大きな３相の電源電流が流れた場合でも磁気コアの磁気飽和を防ぎ、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズに対して高いノイズ低減効果を有する。
　なお、本実施の形態のノイズフィルタは、実施の形態１のチョークコイルを用いたが、実施の形態２または３のチョークコイルを用いてもよい。また、本実施の形態のノイズフィルタは、３つのチップコンデンサを備えているが、どれか１つであってもよい。
　本願は、様々な例示的な実施の形態が記載されているが、１つまたは複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１　チョークコイル、　２　磁気コア、　３　コイル部、　５０　電源、　６０　負荷、　１１０　第１脚部、　１２０　第２脚部、　１３０　第３脚部、　１４０　連結部、　１５０　第１磁気コア、　１６０　第２磁気コア、　２００　Ｕ相巻線、　２１０　Ｖ相巻線、　２２０　Ｗ相巻線、　３１０　第４連結部、　３２０　第５連結部、　４１０、４２０、４３０　チップコンデンサ、　２１１０　第１脚部、　２１２０　第２脚部、　２１３０　第３脚部。

Claims (7)

  1. 　第１脚部、第２脚部および第３脚部並びにこの３本の脚部の両端をそれぞれ連結する連結部を備えた第１磁気コアと、
    　前記第１磁気コアの前記連結部同士を接続する第２磁気コアと、
    　Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線とを備えたチョークコイルであって、
    　前記Ｕ相巻線は、第１Ｕ相巻線、第２Ｕ相巻線および第３Ｕ相巻線が直列に接続されており、
    　前記Ｖ相巻線は、第１Ｖ相巻線、第２Ｖ相巻線および第３Ｖ相巻線が直列に接続されており、
    　前記Ｗ相巻線は、第１Ｗ相巻線、第２Ｗ相巻線および第３Ｗ相巻線が直列に接続されており、
    　前記第１脚部には、一方の端部から他方の端部に向かって順に前記第１Ｕ相巻線、前記第１Ｖ相巻線および前記第１Ｗ相巻線が巻かれており、
    　前記第２脚部には、前記一方の端部から前記他方の端部に向かって順に前記第２Ｗ相巻線、前記第２Ｕ相巻線および前記第２Ｖ相巻線が巻かれており、
    　前記第３脚部には、前記一方の端部から前記他方の端部に向かって順に前記第３Ｖ相巻線、前記第３Ｗ相巻線および前記第３Ｕ相巻線が巻かれている
    ことを特徴とするチョークコイル。
  2. 　前記第１脚部に巻かれた前記第１Ｕ相巻線と前記第１Ｖ相巻線との間、および前記第１Ｖ相巻線と前記第１Ｗ相巻線との間にはそれぞれ前記第１脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第２脚部に巻かれた前記第２Ｗ相巻線と前記第２Ｕ相巻線との間、および前記第２Ｕ相巻線と前記第２Ｖ相巻線との間にはそれぞれ前記第２脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第３脚部に巻かれた前記第３Ｖ相巻線と前記第３Ｗ相巻線との間、および前記第３Ｗ相巻線と前記第３Ｕ相巻線との間にはそれぞれ前記第３脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第１脚部が露出した部分、前記第２脚部が露出した部分および前記第３脚部が露出した部分はそれぞれ対向する位置に設けられており、
    　前記第１脚部、前記第２脚部および前記第３脚部の少なくとも２つの脚部において、
    前記脚部が露出した部分における前記２つの脚部の間隔は、前記脚部が露出した部分以外における前記２つの脚部の間隔よりも小さい
    ことを特徴とする請求項１に記載のチョークコイル。
  3. 　前記第１脚部、前記第２脚部および前記第３脚部は三角形の頂点の位置にそれぞれ配置されており、
    　前記連結部は、前記第１脚部と前記第２脚部との両端をそれぞれ接続する第１連結部、前記第２脚部と前記第３脚部との両端をそれぞれ接続する第２連結部および前記第３脚部と前記第１脚部との両端をそれぞれ接続する第３連結部で構成されており、
    　前記第２磁気コアは、
    前記第１脚部と前記第２脚部との間で前記第１連結部同士を接続する第４脚部、前記第２脚部と前記第３脚部との間で前記第２連結部同士を接続する第５脚部、および前記第３脚部と前記第１脚部との間で前記第３連結部同士を接続する第６脚部で構成されている、
    ことを特徴とする請求項１に記載のチョークコイル。
  4. 　前記第１脚部に巻かれた前記第１Ｕ相巻線と前記第１Ｖ相巻線との間、および前記第１Ｖ相巻線と前記第１Ｗ相巻線との間にはそれぞれ前記第１脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第２脚部に巻かれた前記第２Ｗ相巻線と前記第２Ｕ相巻線との間、および前記第２Ｕ相巻線と前記第２Ｖ相巻線との間にはそれぞれ前記第２脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第３脚部に巻かれた前記第３Ｖ相巻線と前記第３Ｗ相巻線との間、および前記第３Ｗ相巻線と前記第３Ｕ相巻線との間にはそれぞれ前記第３脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第１脚部が露出した部分における前記第１脚部と前記第４脚部および前記第６脚部との間隔は、前記第１脚部の他の部分における前記第１脚部と前記第４脚部および前記第６脚部との間隔よりも小さく、
    　前記第２脚部が露出した部分における前記第２脚部と前記第４脚部および前記第５脚部との間隔は、前記第２脚部の他の部分における前記第２脚部と前記第４脚部および前記第５脚部との間隔よりも小さく、
    　前記第３脚部が露出した部分における前記第３脚部と前記第５脚部および前記第６脚部との間隔は、前記第３脚部の他の部分における前記第３脚部と前記第５脚部および前記第６脚部との間隔よりも小さい
    ことを特徴とする請求項３に記載のチョークコイル。
  5. 　前記第１脚部、前記第２脚部および前記第３脚部は三角形の頂点の位置にそれぞれ配置されており、
    　前記連結部は、中央部から前記第１脚部、前記第２脚部および前記第３脚部の一方の端部までそれぞれ延びた３本の腕部を有する第４連結部と、
    中央部から前記第１脚部、前記第２脚部および前記第３脚部の他方の端部までそれぞれ延びた３本の腕部を有する第５連結部とで構成されており、
    　前記第２磁気コアは、前記第４連結部の中央部と前記第５連結部の中央部とを接続している
    ことを特徴とする請求項１に記載のチョークコイル。
  6. 　前記第１脚部に巻かれた前記第１Ｕ相巻線と前記第１Ｖ相巻線との間、および前記第１Ｖ相巻線と前記第１Ｗ相巻線との間にはそれぞれ前記第１脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第２脚部に巻かれた前記第２Ｗ相巻線と前記第２Ｕ相巻線との間、および前記第２Ｕ相巻線と前記第２Ｖ相巻線との間にはそれぞれ前記第２脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第３脚部に巻かれた前記第３Ｖ相巻線と前記第３Ｗ相巻線との間、および前記第３Ｗ相巻線と前記第３Ｕ相巻線との間にはそれぞれ前記第３脚部が露出した部分が設けられ、
    　前記第１脚部が露出した部分、前記第２脚部が露出した部分および前記第３脚部が露出した部分はそれぞれ対向する位置に設けられており、
    前記第１脚部、前記第２脚部および前記第３脚部の少なくとも１つの脚部において、
    前記脚部が露出した部分における前記脚部と前記第２磁気コアとの間隔は、
    前記脚部の他の部分における前記脚部と前記第２磁気コアとの間隔よりも小さい
    ことを特徴とする請求項５に記載のチョークコイル。
  7. 　請求項１から６のいずれか１項に記載の前記チョークコイルと、
    　前記Ｕ相巻線、前記Ｖ相巻線および前記Ｗ相巻線の少なくとも２つの巻線の間に接続された容量回路とを備えたことを特徴とするノイズフィルタ。
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