JP2017085808A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換効率を向上させ易くすることが可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置は、入力端子対と、出力端子対と、第１ないし第３の１次側巻線ならびに第１ないし第３の２次側巻線と、スイッチング回路と、整流平滑回路と、駆動部とを備えている。スイッチング回路では、それぞれ互いに直列接続された、第１および第２のスイッチング素子と、第３および第４のスイッチング素子と、第１および第２の容量素子とが、入力端子対間において互いに並列配置され、所定の接続点の間に第１ないし第３の１次側巻線が挿入配置されている。整流平滑回路では、互いに直列配置された２個の整流素子を各々が有する第１ないし第３のアームが出力端子対間において互いに並列配置され、所定の２つのアームの間に第１ないし第３の２次側巻線がＨブリッジ接続され、第１ないし第３のアームと出力容量素子との間にチョークコイルが配置されている。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子を用いて電圧変換を行うスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置の一例として種々のＤＣ−ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている（例えば、特許文献１，２）。この種のＤＣ−ＤＣコンバータは一般に、スイッチング素子を含むスイッチング回路（インバータ回路）と、電力変換トランス（変圧素子）と、整流平滑回路とを備えている。

米国特許出願公開第２００９／０１９６０７２号明細書 米国特許第８７８０５８５号明細書

ところで、このようなＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置では一般に、電力変換効率を向上させることが望まれている。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、電力変換効率を向上させ易くすることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、入力電圧が入力される入力端子対と、出力電圧が出力される出力端子対と、３個のトランスを構成する第１ないし第３の１次側巻線ならびに第１ないし第３の２次側巻線と、入力端子対と第１ないし第３の１次側巻線との間に配置されると共に、第１ないし第４のスイッチング素子と第１および第２の容量素子とを含んで構成されたスイッチング回路と、出力端子対と第１ないし第３の２次側巻線との間に配置されると共に、６個の整流素子とチョークコイルと出力端子対間に配置された出力容量素子とを含んで構成された整流平滑回路と、第１ないし第４のスイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部とを備えたものである。上記スイッチング回路では、第１の接続点を介して互いに直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、第２の接続点を介して互いに直列接続された第３および第４のスイッチング素子と、第３の接続点を介して互いに直列接続された第１および第２の容量素子とが、入力端子対間において互いに並列配置されていると共に、第１および第３の接続点の間に第１の１次側巻線が挿入配置され、第２および第３の接続点の間に第２の１次側巻線が挿入配置され、第１および第２の接続点の間に第３の１次側巻線が挿入配置されている。上記整流平滑回路では、同じ向きで互いに直列配置された２個の整流素子を各々が有する第１ないし第３のアームが出力端子対間において互いに並列配置されており、第１および第２のアームの間に第１の２次側巻線がＨブリッジ接続され、第２および第３のアームの間に互いに直列接続された第２および第３の２次側巻線がＨブリッジ接続され、第１ないし第３のアームと出力容量素子との間にチョークコイルが配置されている。

本発明のスイッチング電源装置によれば、電力変換効率を向上させ易くすることが可能となる。

本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 図１に示したスイッチング回路の詳細構成例を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作状態例を表す回路図である。 図４に続く動作状態例を表す回路図である。 図５に続く動作状態例を表す回路図である。 図６に続く動作状態例を表す回路図である。 図１に示した整流平滑回路内の動作状態例について説明するための回路図である。 図８に示した動作状態例を模式的に表した図である。 図９に示した動作状態例の変形例について説明するための模式図である。 変形例１に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 図１１に示した整流平滑回路内の動作状態例について説明するための回路図である。 変形例２に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例３に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例４に係る整流平滑回路の構成例を表す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．実施の形態（整流平滑回路内に６つの整流素子が設けられている場合の例）
２．変形例
変形例１（整流平滑回路内に８つの整流素子が設けられている場合の例）
変形例２（スイッチング回路内に偏励磁防止用の容量素子を設けた場合の例）
変形例３（スイッチング回路内に逆電圧クランプ用の整流素子を設けた場合の例）
変形例４（整流平滑回路内のチョークコイルの他の構成例）
３．その他の変形例

＜１．実施の形態＞
［構成］
図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の概略構成例を回路図で表したものである。このスイッチング電源装置１は、バッテリ１０（第１のバッテリ）から供給される直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに電圧変換し、図示しない第２のバッテリに供給して負荷７を駆動する、ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものである。ここで、スイッチング電源装置１における電圧変換の態様としては、アップコンバート（昇圧）およびダウンコンバート（降圧）のいずれであってもよい。

なお、直流入力電圧Ｖinは本発明における「入力電圧」の一具体例に対応し、直流出力電圧Ｖoutは本発明における「出力電圧」の一具体例に対応する。

スイッチング電源装置１は、２つの入力端子Ｔ１，Ｔ２と、２つの出力端子Ｔ３，Ｔ４と、１つのスイッチング回路２と、３つのトランス３１，３２，３３と、整流平滑回路４と、駆動回路５とを備えている。入力端子Ｔ１，Ｔ２間には直流入力電圧Ｖinが入力され、出力端子Ｔ３，Ｔ４の間からは直流出力電圧Ｖoutが出力されるようになっている。

なお、入力端子Ｔ１，Ｔ２は本発明における「入力端子対」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４は本発明における「出力端子対」の一具体例に対応する。また、トランス３１，３２，３３は、本発明における「３個のトランス」の一具体例に対応すると共に、それぞれ、本発明における「第１のトランス」，「第２のトランス」，「第３のトランス」の一具体例に対応する。

なお、このスイッチング電源装置１において、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと、入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、入力平滑コンデンサＣinを配置するようにしてもよい。具体的には、この入力平滑コンデンサＣinの第１端が１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されると共に、入力平滑コンデンサＣinの第２端が１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続されているようにしてもよい。この入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのコンデンサである。ただし、図１に示した回路構成例では、後述するスイッチング回路２内の２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２もそれぞれ、入力平滑コンデンサとして機能することから、この例では入力平滑コンデンサＣinが設けられていない。

（スイッチング回路２）
スイッチング回路２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、後述するトランス３１，３２，３３における１次側巻線３１１，３２１，３３１との間に配置されている。スイッチング回路２は図１に示したように、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、６つのコンデンサＣ１〜Ｃ４，Ｃ５１，Ｃ５２と、１つの共振用インダクタＬｒとを有している。このスイッチング回路２では、図１に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と、コンデンサＣ５１，Ｃ５２とが、入力端子Ｔ１，Ｔ２間において互いに並列配置されている。

なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれ、本発明における「第１のスイッチング素子」，「第２のスイッチング素子」，「第３のスイッチング素子」，「第４のスイッチング素子」の一具体例に対応する。また、コンデンサＣ５１，Ｃ５２はそれぞれ、本発明における「第１の容量素子」，「第２の容量素子」の一具体例に対応する。

ここで、図２は、スイッチング回路２の詳細構成例を回路図で表したものである。このスイッチング回路２は、図２（Ａ）〜（Ｃ）に示したように、３つのブリッジ回路を含んで構成されている。具体的には、スイッチング回路２は、図２（Ａ）に示したハーフブリッジ回路２１と、図２（Ｂ）に示したハーフブリッジ回路２２と、図２（Ｃ）に示したフルブリッジ回路２３とを含んでいる。

なお、ハーフブリッジ回路２１は本発明における「第１のハーフブリッジ回路」の一具体例に対応し、ハーフブリッジ回路２２は本発明における「第２のハーフブリッジ回路」の一具体例に対応する。

ハーフブリッジ回路２１は、図２（Ａ）に示したように、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、これらスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２およびダイオードＤ１，Ｄ２と、２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２と、共振用インダクタＬｒとを有している。一方、ハーフブリッジ回路２２は、図２（Ｂ）に示したように、２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と、これらスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ３，Ｃ４およびダイオードＤ３，Ｄ４と、２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２とを有している。つまり、コンデンサＣ５１，Ｃ５２はそれぞれ、２つのハーフブリッジ回路２１，２２に共有された素子となっている。また、フルブリッジ回路２３は、上記した４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４、および、４つのコンデンサＣ１〜Ｃ４を有している。つまり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２はそれぞれ、ハーフブリッジ回路２１およびフルブリッジ回路２３に共有された素子となっている。また、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４、ダイオードＤ３，Ｄ４およびコンデンサＣ３，Ｃ４はそれぞれ、ハーフブリッジ回路２２およびフルブリッジ回路２３に共有された素子となっている。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ４はいずれも、カソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ側に配置されると共にアノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ側に配置されており、逆方向接続状態となっている。

ハーフブリッジ回路２１では、図２（Ａ）に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の第１端同士と、コンデンサＣ１，Ｃ２の第１端同士と、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードとが、接続点Ｐ１において互いに接続されている。コンデンサＣ５１，Ｃ５２の第１端同士は、接続点Ｐ３において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ１の第２端と、コンデンサＣ１の第２端と、ダイオードＤ１のカソードと、コンデンサＣ５１の第２端とが、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上の接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ２の第２端と、コンデンサＣ２の第２端と、ダイオードＤ２のアノードと、コンデンサＣ５２の第２端とが、１次側低圧ラインＬ１Ｌ上の接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ１，Ｐ３間には、後述するトランス３１の１次側巻線３１１と、共振用インダクタＬｒとが、互いに直列接続された状態で挿入配置されている。具体的には、１次側巻線３１１の第１端が接続点Ｐ３に接続され、１次側巻線３１１の第２端と共振用インダクタＬｒの第１端とが接続点Ｐ６において互いに接続され、共振用インダクタＬｒの第２端が接続点Ｐ１に接続されている。このような構成によりハーフブリッジ回路２１では、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従って各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン・オフ動作を行うことにより、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３１へ出力するようになっている。

ハーフブリッジ回路２２では、図２（Ｂ）に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の第１端同士と、コンデンサＣ３，Ｃ４の第１端同士と、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードとが、接続点Ｐ２において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ３の第２端と、コンデンサＣ３の第２端と、ダイオードＤ３のカソードと、コンデンサＣ５１の第２端とが、上記した接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ４の第２端と、コンデンサＣ４の第２端と、ダイオードＤ４のアノードと、コンデンサＣ５２の第２端とが、上記した接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ２，Ｐ３間には、後述するトランス３２の１次側巻線３２１が挿入配置されている。このような構成によりハーフブリッジ回路２２においても、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ３，ＳＧ４に従って各スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオン・オフ動作を行うことにより、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３２へ出力するようになっている。

フルブリッジ回路２３では、図２（Ｃ）に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の第１端同士と、コンデンサＣ１，Ｃ２の第１端同士と、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードとが、接続点Ｐ１において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の第１端同士と、コンデンサＣ３，Ｃ４の第１端同士と、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードとが、接続点Ｐ２において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ１の第２端と、コンデンサＣ１の第２端と、ダイオードＤ１のカソードと、スイッチング素子Ｓ３の第２端と、コンデンサＣ３の第２端と、ダイオードＤ３のカソードとが、上記した接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ２の第２端と、コンデンサＣ２の第２端と、ダイオードＤ２のアノードと、スイッチング素子Ｓ４の第２端と、コンデンサＣ４の第２端と、ダイオードＤ４のアノードとが、上記した接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ１，Ｐ２間には、後述するトランス３３の１次側巻線３３１が挿入配置されている。このような構成によりフルブリッジ回路２３においても、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従って各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン・オフ動作を行うことにより、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３２へ出力するようになっている。

ここで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子が用いられる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、コンデンサＣ１〜Ｃ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、コンデンサＣ１〜Ｃ４をそれぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ４の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４とは別個にコンデンサＣ１〜Ｃ４やダイオードＤ１〜Ｄ４を設ける必要がなくなり、スイッチング回路２（ハーフブリッジ回路２１，２２およびフルブリッジ回路２３）の回路構成を簡素化することが可能となる。

なお、上記した接続点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３はそれぞれ、本発明における「第１の接続点」，「第２の接続点」，「第３の接続点」の一具体例に対応する。

（トランス３１〜３３）
トランス３１は、図１に示したように、互いに磁気的に結合された（磁気結合された）１次側巻線３１１および２次側巻線３１２を有している。１次側巻線３１１は、第１端が接続点Ｐ３に接続され、第２端が接続点Ｐ６に接続されている。２次側巻線３１２は、第１端が後述する整流平滑回路４内の接続点Ｐ７に接続され、第２端が整流平滑回路４内の接続点Ｐ８に接続されている。なお、図１中では、これら１次側巻線３１１および２次側巻線３１２における巻き始めの位置をそれぞれ、黒丸（「●」）の印にて示しており、以下同様である。このトランス３１は、ハーフブリッジ回路２１によって生成された交流電圧（トランス３１に入力される交流電圧）を電圧変換し、２次側巻線３１２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いは、１次側巻線３１１における巻数Ｎｐ１と２次側巻線３１２における巻数Ｎｓ１との巻数比（＝Ｎｐ１／Ｎｓ１）によって定まる（図１参照）。

トランス３２も同様に、図１に示したように、互いに磁気結合された１次側巻線３２１および２次側巻線３２２を有している。１次側巻線３２１は、第１端が接続点Ｐ３に接続され、第２端が接続点Ｐ２に接続されている。２次側巻線３２２は、第１端が後述する整流平滑回路４内の接続点Ｐ８に接続され、第２端が整流平滑回路４内の接続点Ｐ１０に接続されている。なお、図１中では、これら１次側巻線３２１および２次側巻線３２２における巻き始めの位置をそれぞれ、黒丸の印にて示しており、以下同様である。このトランス３２は、ハーフブリッジ回路２２によって生成された交流電圧（トランス３２に入力される交流電圧）を電圧変換し、２次側巻線３２２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いも、１次側巻線３２１における巻数Ｎｐ２と２次側巻線３２２における巻数Ｎｓ２との巻数比（＝Ｎｐ２／Ｎｓ２）によって定まる（図１参照）。

トランス３３も同様に、図１に示したように、互いに磁気結合された１次側巻線３３１および２次側巻線３３２を有している。１次側巻線３３１は、第１端が接続点Ｐ１に接続され、第２端が接続点Ｐ２に接続されている。２次側巻線３３２は、第１端が後述する整流平滑回路４内の接続点Ｐ１０に接続され、第２端が整流平滑回路４内の接続点Ｐ９に接続されている。なお、図１中では、これら１次側巻線３３１および２次側巻線３３２における巻き始めの位置をそれぞれ、黒丸の印にて示しており、以下同様である。このトランス３３は、フルブリッジ回路２３によって生成された交流電圧（トランス３３に入力される交流電圧）を電圧変換し、２次側巻線３３２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いも、１次側巻線３３１における巻数Ｎｐ３と２次側巻線３３２における巻数Ｎｓ３との巻数比（＝Ｎｐ３／Ｎｓ３）によって定まる（図１参照）。

ここで、本実施の形態では、図１中および以下の（１）式に示したように、トランス３１における１次側巻線３１１の巻数Ｎｐ１と２次側巻線３１２の巻数Ｎｓ１との巻数比（＝Ｎｐ１／Ｎｓ１）と、トランス３２における１次側巻線３２１の巻数Ｎｐ２と２次側巻線３２２の巻数Ｎｓ２との巻数比（＝Ｎｐ２／Ｎｓ２）とは、互いに等しくなっている。また、本実施の形態では、図１中に示したように、トランス３３における１次側巻線３３１の巻数Ｎｐ３と２次側巻線３３２の巻数Ｎｓ３との巻数比（＝Ｎｐ３／Ｎｓ３）は、例えばスイッチング電源装置１の用途や製品の仕様等に応じて、任意の値に設定することが可能となっている。つまり、このトランス３３における巻数比（Ｎｐ３／Ｎｓ３）は、トランス３１，３２における巻数比（Ｎｐ１／Ｎｓ１＝Ｎｐ２／Ｎｓ２）に対して、等しい値、または、異なる値（大きい値もしくは小さい値）のいずれであってもよい。
（Ｎｐ１／Ｎｓ１）＝（Ｎｐ２／Ｎｓ２） ……（１）

なお、１次側巻線３１１，３２１，３３１はそれぞれ、本発明における「第１の１次側巻線」，「第２の１次側巻線」，「第３の１次側巻線」の一具体例に対応する。また、２次側巻線３１２，３２２，３３２はそれぞれ、本発明における「第１の２次側巻線」，「第２の２次側巻線」，「第３の２次側巻線」の一具体例に対応する。

（整流平滑回路４）
整流平滑回路４は、トランス３１，３２，３３における２次側巻線３１２，３２２，３３２と、出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に配置されている。この整流平滑回路４は、６個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２と、１個のチョークコイルＬｃｈと、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有している。

なお、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２はそれぞれ、本発明における「６個の整流素子」の一具体例に対応し、出力平滑コンデンサＣoutは本発明における「出力容量素子」の一具体例に対応する。

この整流平滑回路４では、同じ向きで互いに直列配置された２個ずつの整流ダイオードによって、３本のアームが形成されている。具体的には、整流ダイオード４１１，４１２によって第１のアームが形成され、整流ダイオード４２１，４２２によって第２のアームが形成され、整流ダイオード４３１，４３２によって第３のアームが形成されている。また、これら第１〜第３のアームは、出力端子Ｔ３，Ｔ４間において互いに並列配置されている。具体的には、第１〜第３のアームの第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）が、チョークコイルＬｃｈおよび出力ラインＬＯを介して出力端子Ｔ３に接続され、第１〜第３のアームの第２端同士の接続点が、出力端子Ｔ４から延伸する接地ラインＬＧに接続されている。

第１のアームでは、整流ダイオード４１１，４１２のカソードがそれぞれ、この第１のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４１１，４１２のアノードがそれぞれ、この第１のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４１１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４１１のアノードと整流ダイオード４１２のカソードとが接続点Ｐ７において互いに接続され、整流ダイオード４１２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。

同様に、第２のアームでは、整流ダイオード４２１，４２２のカソードがそれぞれ、この第２のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４２１，４２２のアノードがそれぞれ、この第２のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４２１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４２１のアノードと整流ダイオード４２２のカソードとが接続点Ｐ８において互いに接続され、整流ダイオード４２２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。

同様に、第３のアームでは、整流ダイオード４３１，４３２のカソードがそれぞれ、この第３のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４３１，４３２のアノードがそれぞれ、この第３のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４３１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４３１のアノードと整流ダイオード４３２のカソードとが接続点Ｐ９において互いに接続され、整流ダイオード４３２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。

また、これら第１〜第３のアームのうちの互いに隣接するアーム同士の間には、トランス３１，３２，３３における２次側巻線３１２，３２２，３３２が、Ｈブリッジ接続されている。具体的には、互いに隣接する第１のアームと第２のアームとの間に、トランス３１の２次側巻線３１２がＨブリッジ接続されている。また、互いに隣接する第２のアームと第３のアームとの間に、トランス３２の２次側巻線３２２およびトランス３３の２次側巻線３３２が互いに直列接続された状態でＨブリッジ接続されている。より具体的には、第１のアーム上の接続点Ｐ７と第２のアーム上の接続点Ｐ８との間に、２次側巻線３１２が挿入配置されていると共に、第２のアーム上の接続点Ｐ８と第３のアーム上の接続点Ｐ９との間に、２次側巻線３２２，３３２が挿入配置されている。また、この例では、第２のアームと第３のアームとの間において、第２のアーム側（接続点Ｐ８側）に２次側巻線３２２が配置されていると共に、第３のアーム側（接続点Ｐ９側）に２次側巻線３３２が配置されている。

このような第１〜第３のアームと出力平滑コンデンサＣoutとの間には、チョークコイルＬｃｈが配置されている。具体的には、これら第１〜第３のアームにおける上記第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）と、出力平滑コンデンサＣoutの第１端との間には、出力ラインＬＯを介してチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける上記第２端同士の接続点は、接地ラインＬＧ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第２端に接続されている。

このような構成の整流平滑回路４では、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２により構成される整流回路において、トランス３１，３２，３３から出力される交流電圧を整流して出力するようになっている。また、チョークコイルＬｃｈおよび出力平滑コンデンサＣoutにより構成される平滑回路において、上記整流回路によって整流された電圧を平滑化することで、直流出力電圧Ｖoutを生成するようになっている。なお、このようにして生成された直流出力電圧Ｖoutは、出力端子Ｔ３，Ｔ４から第２のバッテリ（図示せず）に出力されて給電されるようになっている。

（駆動回路５）
駆動回路５は、スイッチング回路２（ハーフブリッジ回路２１，２２およびフルブリッジ回路２３）内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う回路である。具体的には、駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してそれぞれ駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４を供給することで、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作を制御するようになっている。

ここで本実施の形態では、駆動回路５は、２つのハーフブリッジ回路２１，２２同士が位相差（後述する位相差φ）を持って動作すると共に、フルブリッジ回路２３も位相制御されるように、スイッチング駆動を行う。換言すると、この駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してスイッチング位相制御を行い、上記位相差を適切に設定することにより、直流出力電圧Ｖoutを安定化させるようになっている。また、このとき駆動回路５は、詳細は後述するが、２つのハーフブリッジ回路２１，２２において、例えば、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値（望ましくは最大値）となるように、スイッチング駆動を行う。なお、この駆動回路５は、本発明における「駆動部」の一具体例に対応する。

［動作および作用・効果］
（Ａ．基本動作）
このスイッチング電源装置１では、スイッチング回路２（ハーフブリッジ回路２１，２２およびフルブリッジ回路２３）において、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される直流入力電圧Ｖinがスイッチングされることで、交流電圧が生成される。この交流電圧は、トランス３１，３２，３３における１次側巻線３１１，３２１，３３１へ供給される。そして、トランス３１，３２，３３ではこの交流電圧が変圧され、２次側巻線３１２，３２２，３３２から変圧された交流電圧が出力される。

整流平滑回路４では、トランス３１，３２，３３から出力された交流電圧（変圧された交流電圧）が、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２によって整流された後、チョークコイルＬｃｈおよび出力平滑コンデンサＣoutによって平滑化される。これにより、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖoutが出力される。そして、この直流出力電圧Ｖoutは、図示しない第２のバッテリに給電されてその充電に供されると共に、負荷７が駆動される。

（Ｂ．詳細動作）
次に、図３〜図７を参照して、スイッチング電源装置１の詳細動作について説明する。

図３は、スイッチング電源装置１における各部の電圧波形または電流波形を、タイミング波形図で表したものである。具体的には、図３（Ａ）〜図３（Ｄ）は、駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４の各電圧波形を示している。図３（Ｅ）〜図３（Ｍ）は、図１中に示したように、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２をそれぞれ流れる電流Ｉ４１１，Ｉ４１２，Ｉ４２１，Ｉ４２２，Ｉ４３１，Ｉ４３２と、１次側巻線３３１，３２１，３１１をそれぞれ流れる電流Ｉ３３１，Ｉ３２１，Ｉ３１1と、の各電流波形を示している。図３（Ｎ）は、図１中に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４をそれぞれ流れる電流ＩＳ３，ＩＳ４の各電流波形を示し、図３（Ｐ）は、図１中に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をそれぞれ流れる電流ＩＳ１，ＩＳ２の各電流波形を示している。図３（Ｏ），図３（Ｑ）は、図１中に示したように、前述した接続点Ｐ２，Ｐ１における電位を示す電圧Ｖｐ２，Ｖｐ１の各電圧波形を示している。図３（Ｒ）は、図１中に示したように、チョークコイルＬｃｈを流れる電流ＩＬｃｈの電流波形を示している。図３（Ｓ）は、図１中に示したように、前述した接続点Ｐｘと接地ラインＬＧとの間に印加される電圧ＶＰｘの電圧波形を示している。なお、各電圧および各電流の方向はそれぞれ、図１中において矢印で示した方向を正方向としている。

また、図４〜図７はそれぞれ、図３中に示した各タイミング（タイミングｔ０〜ｔ４）におけるスイッチング電源装置１の動作状態を、回路図で模式的に表したものである。なお、図３に示した動作は、タイミングｔ０〜ｔ４（前半の半周期分）の動作と、タイミングｔ４〜ｔ８（＝ｔ０）（後半の半周期分）の動作とを合わせて、１周期分の動作となっている。

（Ｂ−１．前半の半周期分の動作）
最初に、図３〜図７を参照して、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ４）の動作について説明する。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４（図３（Ａ）〜（Ｄ））についてみると、これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、２つのスイッチング素子対に区分されることが分かる。具体的には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はいずれも時間軸上における固定タイミングでオンするように制御され、「位相固定側スイッチング素子」と称される。また、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４はいずれも時間軸上における可変タイミングでオンするように制御され、「位相シフト側スイッチング素子」と称される。

また、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング動作のいかなる状態においても、直流入力電圧Ｖinが印加された入力端子Ｔ１，Ｔ２が、電気的に短絡されない組み合わせおよびタイミングで駆動される。具体的には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４（位相シフト側スイッチング素子）同士は、同時にオンとなることはなく、また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（位相固定側スイッチング素子）同士も、同時にオンとなることはない。これらが同時にオンとなるのを回避するためにとられる時間的間隔は、「デッドタイム」と称される。また、２個のハーフブリッジ回路２１，２２同士は（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とスイング素子Ｓ３，Ｓ４とは）、例えば図３中に示したように、位相差φを持って動作する。つまり、駆動回路５は、これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してスイッチング位相制御を行うようになっている。

（タイミングｔ０〜ｔ１）
まず、タイミングｔ０よりも前の期間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフ状態となっている（図３（Ａ）〜図３（Ｄ））。次に、タイミングｔ０〜ｔ１の期間では、まず、タイミングｔ０の直前において、スイッチング素子Ｓ２がオフ状態になっている（図３（Ｂ））と共に、タイミングｔ０において、スイッチング素子Ｓ１がオン状態となる（図３（Ａ））。

つまり、図４に示したように、このタイミングｔ０〜ｔ１の期間では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がそれぞれオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態になっている。このため、トランス３１，３２，３３の１次側（スイッチング回路２）では、以下の経路を経由するループ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ，Ｉｄがそれぞれ流れる（図３（Ｋ）〜図３（Ｑ））。具体的には、ループ電流Ｉａは、バッテリ１０、入力端子Ｔ１、コンデンサＣ５１、コンデンサＣ５２、入力端子Ｔ２およびバッテリ１０の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｂは、１次側巻線３１１、コンデンサＣ５１、スイッチング素子Ｓ１、共振用インダクタＬｒおよび１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｃは、１次側巻線３２１、スイッチング素子Ｓ４、コンデンサＣ５２および１次側巻線３２１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｄは、バッテリ１０、入力端子Ｔ１、スイッチング素子Ｓ１、１次側巻線３３１、スイッチング素子Ｓ４、入力端子Ｔ２およびバッテリ１０の順に経由して周回するように流れる。

このようにして、図４に示したように、トランス３１，３２，３３の１次側巻線３１１，３２１，３３１ではそれぞれ、それらの巻き始め側が正方向となるように励磁される。このため、トランス３１，３２，３３の２次側巻線３１２，３２２，３３２においてもそれぞれ、それらの巻き始め側が正方向となるように、電圧が出力される。

したがって、このタイミングｔ０〜ｔ１の期間では、トランス３１，３２，３３の２次側（整流平滑回路４）において、以下の経路を経由するループ電流Ｉｅおよび出力電流Ｉoutがそれぞれ流れる（図３（Ｅ）〜図３（Ｊ），図３（Ｒ），図３（Ｓ））。ループ電流Ｉｅは、２次側巻線３１２、整流ダイオード４１１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４３２、２次側巻線３３２、２次側巻線３２２および２次側巻線３１２の順に経由して周回するように流れる。つまり、このときは、整流ダイオード４１１，４３２がそれぞれ導通していることになる。また、このときチョークコイルＬｃｈは、トランス３１，３２，３３からの各出力電圧Ｖ３１２，Ｖ３２２，Ｖ３３２同士の和と直流出力電圧Ｖoutとの電位差（Ｖ３１２＋Ｖ３２２＋Ｖ３３２−Ｖout）によって、励磁される。一方、出力電流Ｉoutは、出力平滑コンデンサＣout、出力端子Ｔ３、負荷７、出力端子Ｔ４および出力平滑コンデンサＣoutの順に経由して周回するように流れることで、負荷７が駆動される。

このようにして、このタイミングｔ０〜ｔ１の期間は、以下のような「３直列接続状態（直列接続モード）」による、トランス３１，３２，３３の１次側から２次側への電力伝送期間となる。すなわち、タイミングｔ０〜ｔ１の期間では、３個の２次側巻線３１２，３２２，３３２同士が、互いに直列接続された状態（３直列接続状態）となる。換言すると、図３中に示したように、タイミングｔ０〜ｔ１の期間は、２次側巻線３１２，３２２，３３２における直列接続状態期間ΔＴｓとなる。

（タイミングｔ１〜ｔ２）
次に、タイミングｔ１〜ｔ２の期間では、まず、タイミングｔ１において、スイッチング素子Ｓ４がオフ状態となる（図３（Ｄ））。

すると、図５に示したように、トランス３１，３２，３３の１次側では、上記したループ電流Ｉａ，Ｉｂとともに、以下の経路を経由するループ電流Ｉｆ，Ｉｇがそれぞれ流れる（図３（Ｋ）〜図３（Ｑ））。具体的には、ループ電流Ｉｆは、１次側巻線３２１、コンデンサＣ３、コンデンサＣ５１および１次側巻線３２１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｇは、１次側巻線３２１、コンデンサＣ４、コンデンサＣ５２および１次側巻線３２１の順に経由して周回するように流れる。

これらのループ電流Ｉｆ，Ｉｇ（後述する「循環電流」に相当）は、トランス３２のリーケージインダクタンス（図示せず）に蓄えられたエネルギーによって流れるものであり、これまでの電流方向が維持されるように流れる。換言すると、このトランス３２のリーケージインダクタンスと、コンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５１，Ｃ５２とが協働してＬＣ共振回路が構成され、ＬＣ共振動作がなされることで、このようなループ電流Ｉｆ，Ｉｇが流れる。これらのループ電流Ｉｆ，Ｉｇが流れることによって、コンデンサＣ３が放電されるとともにコンデンサＣ４が充電され、その結果、トランス３２のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーが、１次側のコンデンサＣ５１へ回生される。

次いで、このようなコンデンサＣ３からの放電およびコンデンサＣ４への充電が完了すると、スイッチング素子Ｓ３のボディダイオードとしてのダイオードＤ３が導通する。すると、スイッチング素子Ｓ３の代わりにこのダイオードＤ３にループ電流が流れることで、上記したコンデンサＣ５１への回生が行われるようになる。また、このとき、トランス３２の１次側巻線３２１では、その巻き終わり側が正方向となり、トランス３３の１次側巻線３３１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３によってその両端が短絡（ショート）された状態となる。

続いて、このようにしてダイオードＤ３が導通している状態で、スイッチング素子Ｓ３がオン状態となる（図３（Ｃ））。これによりＺＶＳ（ゼロボルト・スイッチング）動作が実現され、その結果、スイッチング素子Ｓ３における損失（スイッチング損失）が低減される。

また、上記したコンデンサＣ５１への回生が完了すると、トランス３２の１次側巻線３２１に流れる電流の向きが反転し、その結果、この１次側巻線３２１では、その巻き終わり側が正方向となるようにして励磁が開始される。

このような１次側での電流反転に伴い、トランス３１，３２，３３の２次側では、以下のようになる（図３（Ｅ）〜図３（Ｊ），図３（Ｒ），図３（Ｓ））。すなわち、トランス３２の１次側巻線３２１への印加電圧の反転に伴い、このトランス３２の２次側巻線３２２からの出力電圧Ｖ３２２も反転し、２次側巻線３２２の巻き終わり側が正方向となるように出力電圧Ｖ３２２が出力される。また、上記したようにトランス３３の１次側巻線３３１の両端がショート状態となって、この１次側巻線３３１への印加電圧が０（ゼロ）Ｖになることに伴って、トランス３３の２次側巻線３３２からの出力電圧Ｖ３３２も０Ｖとなる。

これによりトランス３１，３２，３３の２次側では、図５に示したように、前述したループ電流Ｉｅの代わりに、以下の経路を経由するループ電流Ｉｈ，Ｉｉがそれぞれ流れるようになる。ループ電流Ｉｈは、２次側巻線３１２、整流ダイオード４１１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４２２および２次側巻線３１２の順に経由して周回するように流れる。また、ループ電流Ｉｉは、２次側巻線３２２、２次側巻線３３２、整流ダイオード４３１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４２２および２次側巻線３２２の順に経由して周回するように流れる。つまり、このときは、整流ダイオード４２２，４３１がそれぞれ導通するようになる一方、整流ダイオード４３２が非導通状態となる。また、このときチョークコイルＬｃｈは、トランス３１からの出力電圧Ｖ３１２と出力電圧Ｖoutとの電位差（Ｖ３１２−Ｖout）によって、励磁される。

このようにして、このタイミングｔ１〜ｔ２の期間は、以下のような「２並列接続状態（並列接続モード）」による、トランス３１，３２，３３の１次側から２次側への電力伝送期間となる。すなわち、タイミングｔ１〜ｔ２の期間では、２個の２次側巻線３１２，３２２同士が、互いに並列接続された状態（２並列接続状態）となる。換言すると、図３中に示したように、タイミングｔ１〜ｔ２の期間は、２次側巻線３１２，３２２，３３２における並列接続状態期間ΔＴｐとなる。このようにして、前述した直列接続状態期間ΔＴｓ（直列接続モードによる電力伝送期間：タイミングｔ０〜ｔ１）から、タイミングｔ１以降の並列接続状態期間ΔＴｐ（並列接続モードによる電力伝送期間）への遷移がなされる。なお、前述したように、トランス３２の１次側巻線３２１においてその巻き終わり側が正方向となる励磁が開始された時点が、タイミングｔ２に相当する。

（タイミングｔ２〜ｔ３）
次に、図６に示したように、タイミングｔ２〜ｔ３の期間では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がそれぞれオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフ状態になっている（図３（Ａ）〜図３（Ｄ））。このため、このタイミングｔ２〜ｔ３の期間において、トランス３１，３２，３３の１次側では、前述したループ電流Ｉａ，Ｉｂとともに、以下の経路を経由するループ電流Ｉｊがそれぞれ流れる（図３（Ｋ）〜図３（Ｑ））。具体的には、このループ電流Ｉｊは、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５１、スイッチング素子Ｓ３および１次側巻線３２１の順に経由して周回するように流れる。

このようにして、図６に示したように、トランス３１の１次側巻線３１１では、その巻き始め側が正方向となるように励磁される一方、トランス３２の１次側巻線３２１では、その巻き終わり側が正方向となるように励磁される。また、前述したように、トランス３３の１次側巻線３３１では、その両端がショート状態となっていることから、この１次側巻線３３１への印加電圧が０Ｖとなっている。

したがって、トランス３１の２次側巻線３１２おいても、その巻き始め側が正方向となるように電圧が出力される一方、トランス３２の２次側巻線３２２においても、その巻き終わり側が正方向となるように電圧が出力される。また、トランス３３の２次側巻線３３２からの出力電圧Ｖ３２２も、０Ｖとなる。

その結果、このタイミングｔ２〜ｔ３の期間では、トランス３１，３２，３３の２次側（整流平滑回路４）において、前述したループ電流Ｉｈ，Ｉｉおよび出力電流Ｉoutがそれぞれ流れる（図３（Ｅ）〜図３（Ｊ），図３（Ｒ），図３（Ｓ））。

ここで、図３に示したように、このタイミングｔ２〜３の期間においても、上記したタイミングｔ１〜ｔ２の期間と同様に、並列接続状態期間ΔＴｐ（並列接続モードによる電力伝送期間）となっている。したがって、図６に示したように、チョークコイルＬｃｈを流れる電流は、２次側巻線３１２側（ループ電流Ｉｈ）と２次側巻線３２２，３３２側（ループ電流Ｉｉ）とに分流している。また、トランス３１の１次側巻線３１１と直列接続されているチョークコイルＬｃｈ（インダクタ）は、電流源として機能するため、流れる電流を維持しようとする。

したがって、このタイミングｔ２〜ｔ３の期間において、２次側巻線３１２に流れるループ電流Ｉｈの大きさは、以下のようになる。すなわち、まず、チョークコイルＬｃｈに流れる電流と等しい値から始まると共に、その後、２次側巻線３２２に流れるループ電流Ｉｉの比率が徐々に増加した分、このループ電流Ｉｈの比率が徐々に減少していくことになる。

（タイミングｔ３〜ｔ４）
次に、タイミングｔ３〜ｔ４の期間では、まず、タイミングｔ３において、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態となる（図３（Ａ））。

すると、図７に示したように、トランス３１，３２，３３の１次側では、前述したループ電流Ｉａ，Ｉｊとともに、以下の経路を経由するループ電流Ｉｋ，Ｉｌがそれぞれ流れる（図３（Ｋ）〜図３（Ｑ））。具体的には、ループ電流Ｉｋは、１次側巻線３１１、コンデンサＣ５１、コンデンサＣ１、共振用インダクタＬｒおよび１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｌは、１次側巻線３１１、コンデンサＣ５２、コンデンサＣ２、共振用インダクタＬｒおよび１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。

これらのループ電流Ｉｋ，Ｉｌ（後述する「循環電流」に相当）は、共振用インダクタＬｒおよびトランス３１のリーケージインダクタンス（図示せず）に蓄えられたエネルギーによって流れるものであり、これまでの電流方向が維持されるように流れる。換言すると、これらの共振用インダクタＬｒおよびトランス３１のリーケージインダクタンスと、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ５１，Ｃ５２とが協働してＬＣ共振回路が構成され、ＬＣ共振動作がなされることで、このようなループ電流Ｉｋ，Ｉｌが流れる。これらのループ電流Ｉｋ，Ｉｌが流れることによって、コンデンサＣ２が放電されるとともにコンデンサＣ１が充電され、その結果、共振用インダクタＬｒおよびトランス３１のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーが、１次側のコンデンサＣ５２へ回生される。

次いで、このようなコンデンサＣ２からの放電およびコンデンサＣ１への充電が完了すると、スイッチング素子Ｓ２のボディダイオードとしてのダイオードＤ２が導通する。すると、スイッチング素子Ｓ２の代わりにこのダイオードＤ２にループ電流が流れることで、上記したコンデンサＣ５２への回生が行われるようになる。また、このとき、トランス３１，３３の１次側巻線３１１，３３１ではそれぞれ、それらの巻き終わり側が正方向となる。

続いて、このようにしてダイオードＤ２が導通している状態で、スイッチング素子Ｓ２がオン状態となる（図３（Ｂ））。これによりＺＶＳ動作が実現され、その結果、スイッチング素子Ｓ２における損失（スイッチング損失）が低減される。

また、上記したコンデンサＣ５２への回生が完了すると、トランス３１の１次側巻線３１１および共振用インダクタＬｒに流れる電流の向きが反転し、その結果、この１次側巻線３１１では、その巻き終わり側が正方向となるようにして励磁が開始される。一方、トランス３３の１次側巻線３３１では、前述したショート状態から、その巻き終わり側が正方向となる励磁の開始へと、状態遷移する。なお、トランス３２の１次側巻線３２１では、引き続き、その巻き終わり側が正方向となる励磁がなされる。

したがって、トランス３１，３２，３３の２次側では、以下のようになる（図３（Ｅ）〜図３（Ｊ），図３（Ｒ），図３（Ｓ））。すなわち、トランス３１の１次側巻線３１１への印加電圧の反転に伴い、このトランス３１の２次側巻線３１２からの出力電圧Ｖ３１２も反転し、２次側巻線３１２の巻き終わり側が正方向となるように出力電圧Ｖ３１２が出力される。また、トランス３３の１次側巻線３３１における正方向での励磁開始に伴い、このトランス３３の２次側巻線３３２では、その巻き終わり側が正方向となるように出力電圧Ｖ３３２が出力される。なお、トランス３２の１次側巻線３２１では、引き続き、その巻き終わり側が正方向となるように出力電圧Ｖ３２２が出力される。

これによりトランス３１，３２，３３の２次側では、図７に示したように、前述したループ電流Ｉｈ，Ｉｉの代わりに、以下の経路を経由するループ電流Ｉｍが流れるようになる。このループ電流Ｉｍは、２次側巻線３１２、２次側巻線３２２、２次側巻線３３２、整流ダイオード４３１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４１２および２次側巻線３１２の順に経由して周回するように流れる。つまり、このときは、整流ダイオード４１２が導通するようになる一方、整流ダイオード４１１，４２２がそれぞれ非導通状態となる。また、このときチョークコイルＬｃｈは、トランス３１，３２，３３からの各出力電圧Ｖ３１２，Ｖ３２２，Ｖ３３２同士の和と出力電圧Ｖoutとの電位差（Ｖ３１２＋Ｖ３２２＋Ｖ３３２−Ｖout）によって、励磁される。

このようにして、このタイミングｔ３〜ｔ４の期間は、以下のような「３直列接続状態（直列接続モード）」による、トランス３１，３２，３３の１次側から２次側への電力伝送期間となる。すなわち、タイミングｔ３〜ｔ４の期間では、３個の２次側巻線３１２，３２２，３３２同士が、互いに直列接続された状態（３直列接続状態）となる。換言すると、図３中に示したように、タイミングｔ３〜ｔ４の期間は、２次側巻線３１２，３２２，３３２における直列接続状態期間ΔＴｓとなる。このようにして、前述した並列接続状態期間ΔＴｐ（並列接続モードによる電力伝送期間：タイミングｔ１〜ｔ３）から、タイミングｔ３以降の直列接続状態期間ΔＴｓ（直列接続モードによる電力伝送期間）への遷移がなされる。なお、前述したように、トランス３１の１次側巻線３１１においてその巻き終わり側が正方向となる励磁が開始された時点が、タイミングｔ４に相当する。以上で、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ４）の動作が終了する。

（Ｂ−２．後半の半周期分の動作）
次に、図３で示したタイミングｔ０〜ｔ４以降の、後半の半周期分（タイミングｔ４〜ｔ８（＝ｔ０））の動作について説明する。

この後半の半周期分の動作も、基本的には図４〜図７で説明した、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ４）の動作と同様である。すなわち、図３中に括弧にて示したように、タイミングｔ０とタイミングｔ４、タイミングｔ１とタイミングｔ５、タイミングｔ２とタイミングｔ６、タイミングｔ３とタイミングｔ７、タイミングｔ４とタイミングｔ８（＝ｔ０）とはそれぞれ、基本的に等価な状態（位相が１８０°変化して反転した状態）である。また、この後半の半周期分の動作は、前半の半周期分の動作におけるスイッチング素子Ｓ２（コンデンサＣ２，ダイオードＤ２）とスイッチング素子Ｓ３（コンデンサＣ３，ダイオードＤ３）との関係を、スイッチング素子Ｓ１（コンデンサＣ１，ダイオードＤ１）とスイッチング素子Ｓ４（コンデンサＣ４，ダイオードＤ４）との関係に置き換えたものとなっている。

したがって、この後半の半周期分の動作の詳細については、説明を省略する。以上で、図３中に示した一連の動作説明が終了となる。

（Ｃ．作用・効果）
このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置１では、図１および図２に示した回路構成となっていると共に、図３〜図７に示した動作がなされることで、以下の作用・効果が得られる。

すなわち、まず、駆動回路５は、２つのハーフブリッジ回路２１，２２同士が位相差φを持って動作すると共に、フルブリッジ回路２３も位相制御されるように、スイッチング駆動を行う。そして、このとき駆動回路５は、３個のトランス３１，３２，３３に含まれる２次側巻線３１２，３２２，３３２同士の接続状態が切り替わる（所定の時比率にて切り替わる）ようにスイッチング駆動を行うことで、出力電圧Ｖoutの大きさを制御する。

ここで、図８（Ａ），図８（Ｂ）および図９（Ａ），図９（Ｂ）に示した回路図および模式図を参照して、このような接続状態の切り替わりによる出力電圧Ｖoutの制御について、具体的に説明する。

本実施の形態では、駆動回路５は、２次側巻線３１２，３２２，３３２同士の接続状態が、前述した２並列接続状態（図８（Ａ）参照）と３直列接続状態（図８（Ｂ）参照）との間で切り替わるように、スイッチング回路２（ハーフブリッジ回路２１，２２およびフルブリッジ回路２３）に対するスイッチング駆動を行う。換言すると、３つのトランス３１，３２，３３の出力同士が同一位相のときと反対位相のときとで、このような２並列接続状態あるいは３直列接続状態を切り替えていることになる。

ここで、２並列接続状態では、図８（Ａ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ２ｐ１，Ｉ２ｐ２が互いに並列的に流れる。具体的には、図１に示した整流平滑回路４の構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ２ｐ１は、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ２ｐ１は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。同様に、実線で示した電流Ｉ２ｐ２は、整流ダイオード４３２、２次側巻線３３２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ２ｐ２は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３２２、２次側巻線３３２および整流ダイオード４３１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。なお、これら実線または破線で示した電流Ｉ２ｐ１，Ｉ２ｐ２において、太線で示したもの（２次側巻線３１２側）と、細線で示したもの（２次側巻線３２２，３３２側）とはそれぞれ、電流量が相対的に大きいもの（太線）と電流量が相対的に小さいもの（細線）とを表している。

このような２並列接続状態では、例えば図９（Ａ）に模式的に示したようにして、整流平滑回路４内の回路上の位置と、電圧の大きさとが対応するようになる。なお、図９（Ａ）中の実線および破線で示したグラフはそれぞれ、図８（Ａ）中の実線および破線で示した電流Ｉ２ｐ１，Ｉ２ｐ２が流れているときの電圧の大きさ（相対値）に対応している。この２並列接続状態では、電流Ｉ２ｐ１，Ｉ２ｐ２によって、２次側巻線３１２，３２２の部分において山状または谷状となるように、電圧が線形に変化している。また、２次側巻線３３２の部分では、前述したショート状態に起因して、その両端間の電圧が０Ｖとなっている。

一方、３直列接続状態では、図８（Ｂ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ３ｓが直列的に流れる。具体的には、図１に示した整流平滑回路４の構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ３ｓは、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２、２次側巻線３２２、２次側巻線３３２および整流ダイオード４３１がそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ３ｓは、整流ダイオード４３２、２次側巻線３３２、２次側巻線３２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。

このような３直列接続状態では、例えば図９（Ｂ）に模式的に示したようにして、整流平滑回路４内の回路上の位置と、電圧の大きさとが対応するようになる。なお、図９（Ｂ）中の実線および破線で示したグラフはそれぞれ、図８（Ｂ）中の実線および破線で示した電流Ｉ３ｓが流れているときの電圧の大きさ（相対値）に対応している。この３直列接続状態では、電流Ｉ３ｓによって、２次側巻線３１２，３２２，３３２の部分全体として、電圧が線形に変化している。

ここで、図２および図３に示したように、ハーフブリッジ回路２１内の２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士は、１８０°の位相差にてスイッチング駆動がなされていると共に、ハーフブリッジ回路２２内の２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４同士もまた、１８０°の位相差にてスイッチング駆動がなされている。また、これら２つのハーフブリッジ回路２１，２２同士は、上記したように、たとえば図３中に示した位相差φにて動作するように駆動される。

したがって、この位相差φを制御することで、上記した２並列接続状態と３直列接続状態との時比率（デューティ）を変化させることができ、その結果、出力電圧Ｖoutの大きさを調整できるようになる。具体的には、位相差φを大きくすることは、駆動信号ＳＧ１と駆動信号ＳＧ４との重畳期間、および、駆動信号ＳＧ２と駆動信号ＳＧ３との重畳期間をそれぞれ長くすること、つまり、図３中に示した直列接続状態期間ΔＴｓを長くすることと等価である。

また、本実施の形態では、駆動回路５は、これらのハーフブリッジ回路２１，２２において、例えば、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値（望ましくは最大値）となるように、スイッチング駆動を行う。

ここで、前述したように、トランス３１，３２，３３による電力伝送が行われていないオフデューティ期間において、ＬＣ共振動作を利用して循環電流（例えば、ループ電流Ｉｆ，Ｉｇ，Ｉｋ，Ｉｌ）を発生させることで、スイッチング素子がオン状態になる際のＺＶＳ動作が実現されるようになっている。ところが、このＺＶＳ動作に必要な循環電流がオフデューティ期間に存在することから、このオフデューティ期間が長くなるのに従って電力損失が大きくなり、電力変換効率が低下してしまうことになる。

そこで本実施の形態では、上記したように、ハーフブリッジ回路２１，２２において、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値となるように、スイッチング駆動が行われる。これによりオフデューティ期間が、前述したデッドタイム（図３の例では、タイミングｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜６，ｔ７〜ｔ８の各期間）のみの短時間に限定されることになり、ＺＶＳ動作に必要な循環電流の発生が最小限に抑えられる。その結果、この循環電流が各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のボディダイオード（ダイオードＤ１〜Ｄ４）を流れることによる電力損失も最小限に抑えられ、電力変換効率が向上することになる。なお、このような循環電流による損失を低減するには、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値となっていることが望ましいが、略最大値となっていなくても動作することは可能である。

更に本実施の形態では、前述したように、トランス３３における１次側巻線３３１の巻数Ｎｐ３と２次側巻線３３２の巻数Ｎｓ３との巻数比（＝Ｎｐ３／Ｎｓ３）が、任意の値に設定することが可能となっている。したがって、この巻数比（Ｎｐ３／Ｎｓ３）の大きさに応じて、直流入力電圧Ｖinから直流出力電圧Ｖoutへの電圧変換の際の電圧範囲が、変化するようになる。

具体的には、図１０（Ａ），図１０（Ｂ）に示した模式図を参照すると、一例として以下のようになる。まず、図１０（Ａ）に示した２並列接続状態の例（図８（Ａ）に示した例に対応）では、トランス３３における巻数比（Ｎｐ３／Ｎｓ３）が、トランス３１，３２における各巻数比（Ｎｐ１／Ｎｓ１＝Ｎｐ２／Ｎｓ２）と等しくなっている。これに対し、図１０（Ｂ）に示した２並列接続状態の例では、トランス３３における巻数比（Ｎｐ３／Ｎｓ３）の値が増加し、（Ｎｐ３／Ｎｓ３）：（Ｎｐ１／Ｎｓ１），（Ｎｐ２／Ｎｓ２）＝２：１となるように設定されている。このため、図１０（Ａ）中の矢印で示したように、整流平滑回路４内において、２次側巻線３１２，３２２と比べて２次側巻線３３２の影響が相対的に大きくなる。その結果、図１０（Ａ）の例と比べて図１０（Ｂ）の例では、３直列接続状態（図９（Ｂ）参照）と２並列接続状態とでの電圧の大きさ（相対値）の差（電圧差）が大きくなり、上記した電圧変換の際の電圧範囲（出力電圧範囲または入力電圧範囲）が広くなっている。具体的には、図１０（Ｂ）の例における上記電圧差（電圧差ΔＶ（Ｂ））は、図１０（Ａ）の例における上記電圧差（電圧差ΔＶ（Ａ））よりも大きくなっている（ΔＶ（Ｂ）＞ΔＶ（Ａ））ため、図１０（Ｂ）の例では図１０（Ａ）の例と比べ、上記電圧範囲の広範化が可能となっている。

以上のように本実施の形態では、スイッチング電源装置１が図１および図２に示した回路構成となっていると共に、図３〜図７に示した動作がなされるようにしたので、ＺＶＳ動作に必要な循環電流の発生を最小限に抑えることができる。その結果、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４において電力伝送に寄与しない導通損失が減少し、電力変換効率を向上させ易くすることが可能となる。

また、このような損失が減少することで、より定格の小さい素子を使用することが可能となり、コスト削減を図ることも可能となる。更に、損失が減少することで、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４における発熱が減少することから、放熱性と絶縁性とを両立させるために必要な放熱絶縁板に求められる性能を下げることが可能となり、この点でもコスト削減を図ることが可能となる。

加えて、本実施の形態では、トランス３１，３２，３３からの出力電圧（例えば図３（Ｓ）に示した電圧ＶＰｘに対応）の波形が、２段階の階段状になる。このため、整流平滑回路４内の各整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２に発生するリンギングの振幅が、従来の位相シフトフルブリッジコンバータの場合と比べ、小さくなる。このように、各整流ダイオードに発生するリンギングが小さくなることから、より低い耐圧の素子を用いることが可能となる。したがって、より低い耐圧の素子を用いることが可能となることで、コスト低減を図ることや、各整流ダイオードでの損失低減を図ることが可能となる。

また、本実施の形態のスイッチング回路２および整流平滑回路４の回路構成では、例えば、スイッチング回路内に３個のハーフブリッジ回路を並列的に配置すると共に整流平滑回路内に８個の整流ダイオードを設けた（４本のアームを並列的に配置した）回路構成の場合（いわゆる「トリプル・ハーフブリッジ回路」の場合）と比べ、以下の利点を有する。すなわち、本実施の形態のスイッチング回路２および整流平滑回路４では、この「トリプル・ハーフブリッジ回路」の場合と同等の電圧範囲（直流入力電圧Ｖinから直流出力電圧Ｖoutへの電圧変換の際の電圧範囲）を、より少ない素子にて確保することが可能となる。具体的には、本実施の形態では、「トリプル・ハーフブリッジ回路」の場合と比較して、スイッチング素子の個数を６個から４個に減少させると共に、整流ダイオードの個数を８個から６個に減少させつつ、同等の電圧範囲を実現することが可能となる。

また、言い換えると、本実施の形態では、スイッチング回路内に２個のハーフブリッジ回路を並列的に配置すると共に整流平滑回路内に６個の整流ダイオードを設けた（３本のアームを並列的に配置した）回路構成の場合（いわゆる「ダブル・ハーフブリッジ回路」の場合）と比べ、以下の利点を有する。すなわち、本実施の形態のスイッチング回路２および整流平滑回路４では、この「トリプル・ハーフブリッジ回路」の場合と同じ素子数（４個のスイッチング素子および６個の整流ダイオード）にも関わらず、直流入力電圧Ｖinから直流出力電圧Ｖoutへの電圧変換の際の電圧範囲を、より広げることが可能となる。

更に、本実施の形態では、トランス３３における巻数比（Ｎｐ３／Ｎｓ３）を任意の値に設定できるようにしたので、この巻数比（Ｎｐ３／Ｎｓ３）の大きさに応じて、直流入力電圧Ｖinから直流出力電圧Ｖoutへの電圧変換の際の電圧範囲を変化させることができる。よって、例えばスイッチング電源装置１の用途や製品の仕様等に応じて、この電圧範囲を任意に制御（設定）することが可能となり、製品設計の際の自由度を向上させることが可能となる。

加えて、本実施の形態のスイッチング回路２では、位相固定側スイッチング素子（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）同士の接続点（接続点Ｐ１）と、コンデンサＣ５１，Ｃ５２同士の接続点（接続点Ｐ３）との間に、１次側巻線３１１と直列接続された共振用インダクタＬｒを設けるようにしたので、以下の効果も得ることが可能となる。すなわち、例えば、位相シフト側スイッチング素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）の側に共振用インダクタＬｒを設けた場合と比べ、前述した循環電流を更に低減することができ、電力変換効率の更なる向上を図ることが可能となる。

＜２．変形例＞
続いて、上記実施の形態の変形例（変形例１〜４）について説明する。なお、以下の各変形例において、実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［変形例１］
（Ａ．構成）
図１１は、変形例１に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の概略構成例を、回路図で表したものである。

本変形例のスイッチング電源装置１Ａは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、スイッチング回路２の代わりに以下説明するスイッチング回路２Ａを設けると共に、整流平滑回路４の代わりに以下説明する整流平滑回路４Ａを設けるようにしたものである。なお、トランス３１〜３３等の他の部分の構成は、スイッチング電源装置１における構成と同様となっている。

スイッチング回路２Ａは、スイッチング回路２において、共振用インダクタＬｒの配置位置を変更したものとなっている。具体的には図１１に示したように、このスイッチング回路２Ａではスイッチング回路２とは異なり、接続点Ｐ２，Ｐ３の間に、１次側巻線３２１と共振用インダクタＬｒとが、互いに直列接続された状態で挿入配置されている。具体的には、１次側巻線３２１の第１端が接続点Ｐ３に接続され、１次側巻線３２１の第２端と共振用インダクタＬｒの第１端とが互いに接続され、共振用インダクタＬｒの第２端が接続点Ｐ２に接続されている。なお、このスイッチング回路２Ａでは、例えば図１１中の破線および括弧書きで模式的に示したように、上記した接続点Ｐ２，Ｐ３の間の代わりに、接続点Ｐ１，Ｐ２の間に、１次側巻線３３１と共振用インダクタＬｒとが、互いに直列接続された状態で挿入配置されているようにしてもよい。具体的には、１次側巻線３３１の第１端が接続点Ｐ１に接続され、１次側巻線３３１の第２端と共振用インダクタＬｒの第１端とが互いに接続され、共振用インダクタＬｒの第２端が接続点Ｐ２に接続されているようにしてもよい。

整流平滑回路４Ａは、整流平滑回路４において、２個の整流ダイオード（１本のアーム）を更に設けたものとなっている。具体的には、図１１に示したように、この整流平滑回路４Ａは、図１に示した整流平滑回路４において、互いに直列配置された２個の整流ダイオード４４１，４４２を有する第４のアームが、第１〜第３のアームに対して更に並列配置されたものとなっている。また、これらの整流ダイオード４４１，４４２同士は、２次側巻線３２２，３３２同士の接続点である接続点Ｐ１０において、互いに接続（直列接続）されている。

ここで、整流ダイオード４４１，４４２はそれぞれ、これまでに説明した６個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２と、同じ向きで配置されている。つまり、整流ダイオード４４１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４４１のアノードと整流ダイオード４４２のカソードとが接続点Ｐ１０において互いに接続され、整流ダイオード４４２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。

なお、これらの整流ダイオード４４１，４４２はそれぞれ、本発明における「２個の他の整流素子」の一具体例に対応する。

（Ｂ．動作および作用・効果）
このスイッチング電源装置１Ａでは、基本的には、スイッチング電源装置１と同様にして動作する。

ただし、本変形例では上記したように、整流平滑回路４Ａ内に８個の整流ダイオードが設けられている（２個の整流ダイオードが追加的に設けられている）。したがって本変形例では、前述した２並列接続状態および３直列接続状態の代わりに、以下の３並列接続状態および３直列接続状態がそれぞれ得られることになる。

すなわち、まず、３並列接続状態では、図１２（Ａ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ３ｐ１，Ｉ３ｐ２，Ｉ３ｐ３が互いに並列的に流れる。具体的には、図１１に示した整流平滑回路４Ａの構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ３ｐ１は、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ３ｐ１は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。同様に、実線で示した電流Ｉ３ｐ２は、整流ダイオード４４２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ３ｐ２は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４４１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。実線で示した電流Ｉ３ｐ３は、整流ダイオード４４２、２次側巻線３３２および整流ダイオード４３１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ３ｐ３は、整流ダイオード４３２、２次側巻線３３２および整流ダイオード４４１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。なお、これら実線または破線で示した電流Ｉ３ｐ１，Ｉ３ｐ２，Ｉ３ｐ３において、太線で示したもの（２次側巻線３１２側）と、細線で示したもの（２次側巻線３２２，３３２側）とはそれぞれ、電流量が相対的に大きいもの（太線）と電流量が相対的に小さいもの（細線）とを表している。

一方、３直列接続状態では、図１２（Ｂ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ３ｓが直列的に流れる。なお、このときの実線および破線で示した電流Ｉ３ｓはいずれも、実施の形態で説明した３直列接続状態（図８（Ｂ））の場合と同じ経路にて流れるため、説明を省略する。

このようにして本変形例では、基本的には実施の形態と同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。

ただし本変形例では、上記したように、整流平滑回路４Ａ内に８個の整流ダイオードが設けられている（２個の整流ダイオードが追加的に設けられている）ため、実施の形態と比べ、２次側（整流平滑回路内）に流れる電流を、より多くの整流ダイオードに分流することができる。よって、本変形例では実施の形態と比べ、整流ダイオード１個当たりでの電流負担を軽減することが可能となる。

また、本変形例のスイッチング回路２Ａでは、実施の形態のスイッチング回路２とは異なり、共振用インダクタＬｒが以下のように配置されている。すなわち、位相シフト側スイッチング素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）同士の接続点（接続点Ｐ２）と、接続点Ｐ３、または、位相固定側スイッチング素子（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）同士の接続点（接続点Ｐ１）との間に、１次側巻線３２１または１次側巻線３３１と直列接続された共振用インダクタＬｒが設けられている。これにより本変形例では、前述した循環電流を低減することができ、電力変換効率の更なる向上を図ることが可能となる。

［変形例２］
図１３は、変形例２に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｂ）の概略構成例を回路図で表したものである。

本変形例のスイッチング電源装置１Ｂは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、スイッチング回路２の代わりに、以下説明するスイッチング回路２Ｂを設けるようにしたものである。

このスイッチング回路２Ｂには、偏励磁防止用の容量素子（コンデンサＣ６１，Ｃ６２，Ｃ６３）が設けられている。具体的には、接続点Ｐ６とトランス３１の１次側巻線３１１との間に、コンデンサＣ６１が挿入配置されている。接続点Ｐ３とトランス３２の１次側巻線３２１との間に、コンデンサＣ６２が挿入配置されている。接続点Ｐ１とトランス３３の１次側巻線３３１との間に、コンデンサＣ６３が挿入配置されている。

このような構成によりスイッチング電源装置１Ｂでは、トランス３１，３２，３３における偏励磁を抑える（望ましくは防止する）ことができ、このような偏励磁に起因した各種の不具合を回避することが可能となる。

なお、変形例１で説明したスイッチング電源装置１Ａにおいても、本変形例と同様にして、偏励磁防止用のコンデンサＣ６１，Ｃ６２，Ｃ６３を設けるようにしてもよい。

［変形例３］
図１４は、変形例３に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｃ）の概略構成例を回路図で表したものである。

本変形例のスイッチング電源装置１Ｃは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、スイッチング回路２の代わりに、以下説明するスイッチング回路２Ｃを設けるようにしたものである。

このスイッチング回路２Ｃには、逆電圧クランプ用の整流素子（ダイオードＤ５１，Ｄ５２）が設けられている。具体的には、ダイオードＤ５１は、アノードが接続点Ｐ６に接続されると共にカソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ（接続点Ｐ４）に接続されるようにして配置されている。また、ダイオードＤ５２は、アノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ（接続点Ｐ５）に接続されると共にカソードが接続点Ｐ６に接続されるようにして配置されている。つまり、これらのダイオードＤ５１，Ｄ５２は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間において、接続点Ｐ６を介して互いに直列接続されるようにして配置されている。

このような構成によりスイッチング電源装置１Ｃでは、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に伴うサージ電圧の発生が抑えられる。その結果、整流平滑回路４内の各整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２における損失を低減することが可能となる。

なお、変形例１，２で説明したスイッチング電源装置１Ａ，１Ｂにおいても、本変形例と同様にして、逆電圧クランプ用のダイオードＤ５１，Ｄ５２を設けるようにしてもよい。

［変形例４］
図１５（Ａ）〜図１５（Ｃ）はそれぞれ、変形例３に係る整流平滑回路（整流平滑回路４Ｃ，４Ｄ，４Ｅ）の回路構成例を表したものである。具体的には、図１５（Ａ）は整流平滑回路４Ｃの回路構成を、図１５（Ｂ）は整流平滑回路４Ｄの回路構成を、図１５（Ｃ）は整流平滑回路４Ｅの回路構成を、それぞれ示している。

本変形例の整流平滑回路４Ｃ，４Ｄ，４Ｅではそれぞれ、これまでに説明した整流平滑回路４，４Ａとは、チョークコイルＬｃｈの構成（個数や配置など）が異なるものとなっている。

具体的には、図１５（Ａ）に示した整流平滑回路４Ｃでは、前述した第１〜第３のアームにおける第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）と、出力平滑コンデンサＣoutの第１端との間に、出力ラインＬＯを介して、互いに直列接続された２個のチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける第２端同士の接続点は、接地ラインＬＧ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第２端に接続されている。

また、図１５（Ｂ）に示した整流平滑回路４Ｄでは、第１〜第３のアームにおける第２端同士の接続点と、出力平滑コンデンサＣoutの第２端との間に、接地ラインＬＧを介して１個のチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）は、出力ラインＬＯ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第１端に接続されている。

また、図１５（Ｃ）に示した整流平滑回路４Ｅでは、第１〜第３のアームにおける第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）と、出力平滑コンデンサＣoutの第１端との間に、出力ラインＬＯを介して１個のチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける第２端同士の接続点と、出力平滑コンデンサＣoutの第２端との間にも、接地ラインＬＧを介して１個のチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。なお、この図１５（Ｃ）に示した例において、２つのチョークコイルＬｃｈの代わりに２つの巻線をそれぞれ配置すると共に、これら２つの巻線同士が磁気的に結合されていることで、１つのチョークコイルＬｃｈが形成されるようにしてもよい。

このように、整流平滑回路内でのチョークコイルＬｃｈの構成（個数や配置など）としては、各種の態様を適用することが可能である。

なお、これまでに説明した整流平滑回路４Ａにおいても、本変形例の整流平滑回路４Ｃ，４Ｄ，４Ｅと同様にして、チョークコイルＬｃｈの個数や配置などを変更するようにしてもよい。

＜３．その他の変形例＞
以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態等では、スイッチング回路の構成を具体的に挙げて説明したが、スイッチング回路の構成はこれには限られず、他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、スイッチング回路内における共振用インダクタＬｒの配置位置としては、上記実施の形態等で説明したように、位相固定側スイッチング素子または位相シフト側スイッチング素子と１次側巻線との間には限られず、他の配置位置としてもよい。また、場合によっては、この共振用インダクタＬｒをスイッチング回路内に設けないようにしてもよい。更に、共振用インダクタＬｒを、トランスのリーケージインダクタにより構成するようにしてもよい。

また、上記実施の形態等では、整流平滑回路の構成を具体的に挙げて説明したが、整流平滑回路の構成はこれには限られず、他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、整流平滑回路内の各整流素子を、ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードにより構成するようにしてもよい。また、その場合には、このＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードが導通する期間と同期して、ＭＯＳ−ＦＥＴ自身もオン状態となる（同期整流を行う）ようにするのが好ましい。より少ない電圧降下で整流することができるからである。なお、この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴにおけるソース側に、寄生ダイオードのアノード側が配置されると共に、ＭＯＳ−ＦＥＴにおけるドレイン側に、寄生ダイオードのカソード側が配置されることになる。

更に、整流平滑回路内において、例えば、互いに直列接続された２次側巻線３２２，３３２同士の配置位置を、逆としてもよい。すなわち、第２のアーム（整流ダイオード４２１，４２２）側に２次側巻線３３２を配置すると共に、第３のアーム（整流ダイオード４３１，４３２）側に２次側巻線３２２を配置するようにしてもよい。また、整流平滑回路内において、例えば、第１のアームおよび２次側巻線３１２を、第２のアームおよび２次側巻線３２２，３３２の位置に対し、反対側（チョークコイルＬｃｈ側）に配置するようにしてもよい。すなわち、第３のアーム（整流ダイオード４３１，４３２）とチョークコイルＬｃｈとの間の位置に、第１のアーム（整流ダイオード４１１，４１２）および２次側巻線３１２をそれぞれ配置するようにしてもよい。このように、上記実施の形態等で説明した各ブリッジ回路やトランス、整流素子およびアーム等の個数や本数としては、物理的な個数や本数には限られず、等価回路に存在する個数や本数を意味している。

加えて、上記実施の形態等では、本発明に係るスイッチング電源装置の一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータを挙げて説明したが、本発明は、例えばＡＣ−ＤＣコンバータなどの他の種類のスイッチング電源装置にも適用することが可能である。

また、これまでに説明した各構成例等を、任意の組み合わせで適用してもよい。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…スイッチング電源装置、１０…バッテリ、２，２Ａ，２Ｂ，２Ｃ…スイッチング回路、３１，３２，３３…トランス、３１１，３２１，３３１…１次側巻線、３１２，３２２，３３２…２次側巻線、４，４Ａ，４Ｃ〜４Ｅ…整流平滑回路、４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２…整流ダイオード、５…駆動回路、７…負荷、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｖin…直流入力電圧、Ｖout…直流出力電圧、Ｉout…出力電流、Ｉａ〜Ｉｍ…ループ電流、Ｃout…出力平滑コンデンサ、Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、ＳＧ１〜ＳＧ４…駆動信号、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ５１，Ｄ５２…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ５１，Ｃ５２，Ｃ６１〜Ｃ６３…コンデンサ、Ｌｒ…共振用インダクタ、Ｌｃｈ…チョークコイル、Ｐ１〜Ｐ１０，Ｐｘ…接続点、Ｎｐ１〜Ｎｐ３，Ｎｓ１〜Ｎｓ３…巻数、ｔ０〜ｔ８…タイミング、φ…位相差、ΔＴｓ…直列接続状態期間、ΔＴｐ…並列接続状態期間。

Claims (15)

1. 入力電圧が入力される入力端子対と、
   出力電圧が出力される出力端子対と、
   ３個のトランスを構成する、第１ないし第３の１次側巻線ならびに第１ないし第３の２次側巻線と、
   前記入力端子対と前記第１ないし第３の１次側巻線との間に配置されると共に、第１ないし第４のスイッチング素子と、第１および第２の容量素子とを含んで構成されたスイッチング回路と、
   前記出力端子対と前記第１ないし第３の２次側巻線との間に配置されると共に、６個の整流素子と、チョークコイルと、前記出力端子対間に配置された出力容量素子とを含んで構成された整流平滑回路と、
   前記第１ないし第４のスイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部と
   を備え、
   前記スイッチング回路では、
   第１の接続点を介して互いに直列接続された前記第１および第２のスイッチング素子と、第２の接続点を介して互いに直列接続された前記第３および第４のスイッチング素子と、第３の接続点を介して互いに直列接続された前記第１および第２の容量素子とが、前記入力端子対間において互いに並列配置されていると共に、
   前記第１および第３の接続点の間に、前記第１の１次側巻線が挿入配置され、
   前記第２および第３の接続点の間に、前記第２の１次側巻線が挿入配置され、
   前記第１および第２の接続点の間に、前記第３の１次側巻線が挿入配置され、
   前記整流平滑回路では、
   同じ向きで互いに直列配置された２個の前記整流素子を各々が有する第１ないし第３のアームが、前記出力端子対間において互いに並列配置されており、
   前記第１および第２のアームの間に、前記第１の２次側巻線がＨブリッジ接続され、
   前記第２および第３のアームの間に、互いに直列接続された前記第２および第３の２次側巻線がＨブリッジ接続され、
   前記第１ないし第３のアームと前記出力容量素子との間に、前記チョークコイルが配置されている
   スイッチング電源装置。
2. 前記トランスとしての第１のトランスは、互いに磁気結合された前記第１の１次側巻線と前記第１の２次側巻線とを含み、
   前記トランスとしての第２のトランスは、互いに磁気結合された前記第２の１次側巻線と前記第２の２次側巻線とを含み
   前記トランスとしての第３のトランスは、互いに磁気結合された前記第３の１次側巻線と前記第３の２次側巻線とを含む
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第１のトランスにおける前記第１の１次側巻線と前記第１の２次側巻線との巻数比（＝前記第１の１次側巻線の巻数／前記第１の２次側巻線の巻数）と、前記第２のトランスにおける前記第２の１次側巻線と前記第２の２次側巻線との巻数比（＝前記第２の１次側巻線の巻数／前記第２の２次側巻線の巻数）とが、互いに等しくなっていると共に、
   前記第３のトランスにおける前記第３の１次側巻線と前記第３の２次側巻線との巻数比（＝前記第３の１次側巻線の巻数／前記第３の２次側巻線の巻数）の大きさに応じて、前記入力電圧から前記出力電圧への電圧変換の際の電圧範囲が変化する
   請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第２および第３のアームの間において、
   前記第２のアーム側に前記第２の２次側巻線が配置されていると共に、
   前記第３のアーム側に前記第３の２次側巻線が配置されている
   請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記整流平滑回路において、前記６個の整流素子と同じ向きで互いに直列配置された２個の他の整流素子を有する第４のアームが、前記第１ないし第３のアームに対して更に並列配置されており、
   前記２個の他の整流素子同士が、前記第２および第３の２次側巻線同士の接続点において、互いに接続されている
   請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記第１および第２の接続点のうちの位相シフト側スイッチング素子同士の接続点と、前記第３の接続点または位相固定側スイッチング素子同士の接続点との間に、前記第２または第３の１次側巻線と直列接続された共振用インダクタが更に設けられている
   請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記第１および第２の接続点のうちの位相固定側スイッチング素子同士の接続点と、前記第３の接続点との間に、前記第１または第２の１次側巻線と直列接続された共振用インダクタが更に設けられている
   請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記第１ないし第３のアームにおける第１端同士の接続点と前記出力容量素子の第１端との間、および、前記第１ないし第３のアームにおける第２端同士の接続点と前記出力容量素子の第２端との間、のうちの少なくとも一方に、前記チョークコイルが挿入配置されている
   請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記第１ないし第３のアームではそれぞれ、
   前記整流素子のカソードが前記第１端側に配置されると共に、
   前記整流素子のアノードが前記第２端側に配置されている
   請求項８に記載のスイッチング電源装置。
10. 前記整流素子が、電界効果型トランジスタの寄生ダイオードにより構成されている
    請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記駆動部は、前記第１ないし第３の２次側巻線同士の接続状態が切り替わるように、前記スイッチング駆動を行う
    請求項１ないし請求項１０のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記駆動部は、前記第１ないし第３の２次側巻線同士の接続状態が、３直列接続状態と、２並列接続状態または３並列接続状態との間で切り替わるように、前記スイッチング駆動を行う
    請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
13. 前記スイッチング回路は、
    前記第１および第２のスイッチング素子と、前記第１および第２の容量素子とを含む第１のハーフブリッジ回路と、
    前記第３および第４のスイッチング素子と、前記第１および第２の容量素子とを含む第２のハーフブリッジ回路と、
    前記第１ないし第４のスイッチング素子を含むフルブリッジ回路と
    を有する
    請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
14. 前記駆動部は、前記第１および第２のハーフブリッジ回路同士が位相差を持って動作すると共に、前記フルブリッジ回路も位相制御されるように、前記スイッチング駆動を行う
    請求項１３に記載のスイッチング電源装置。
15. 前記駆動部は、前記第１および第２のハーフブリッジ回路の各々において、前記第１ないし第４のスイッチング素子のオンデューティ期間の長さが略最大値となるように、前記スイッチング駆動を行う
    請求項１４に記載のスイッチング電源装置。

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