JP6439602B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチング素子を用いて電圧変換を行うスイッチング電源装置に関する。
スイッチング電源装置の一例として種々のＤＣ−ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている（例えば、特許文献１，２）。この種のＤＣ−ＤＣコンバータは一般に、スイッチング素子を含むインバータ回路と、電力変換トランス（変圧素子）と、整流平滑回路とを備えている。
米国特許出願公開第２００９／０１９６０７２号明細書 米国特許第８７８０５８５号明細書
ところで、このようなＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置では一般に、電力変換効率を向上させることが望まれている。
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、電力変換効率を向上させ易くすることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明のスイッチング電源装置は、入力電圧が入力される入力端子対と、出力電圧が出力される出力端子対と、１次側巻線および２次側巻線をそれぞれ有する２個のトランスと、入力端子対と１次側巻線との間において互いに並列配置され、各々がスイッチング素子を含んで構成された２個のインバータ回路と、出力端子対と２次側巻線との間に配置されると共に、８個の整流素子と、第１および第２のチョークコイルと、出力端子対間に配置された容量素子とを含んで構成された整流平滑回路と、２個のインバータ回路におけるスイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部とを備えたものである。上記整流平滑回路では、同じ向きで互いに直列配置された２個の整流素子をそれぞれ含む２本のアームを各々が有する２個のフルブリッジ整流回路が設けられており、これら２個のフルブリッジ整流回路に対して、２個のトランスにおける２次側巻線が個別にＨブリッジ接続されている。また、各フルブリッジ整流回路における２本のアームのうち、第１アームにおける第１端同士の接続点が第１のチョークコイルの第１端に接続されていると共に、第２アームにおける第１端同士の接続点が第２のチョークコイルの第１端に接続されている。また、第１および第２のチョークコイルにおける第２端同士の接続点が容量素子の第１端に接続されており、各フルブリッジ整流回路における第１アームの第２端同士の接続点と第２アームの第２端同士の接続点とがそれぞれ、容量素子の第２端に接続されている。
本発明のスイッチング電源装置によれば、電力変換効率を向上させ易くすることが可能となる。
本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作状態例を表す回路図である。 図３に続く動作状態例を表す回路図である。 図４に続く動作状態例を表す回路図である。 図５に続く動作状態例を表す回路図である。 図６に続く動作状態例を表す回路図である。 図７に続く動作状態例を表す回路図である。 図８に続く動作状態例を表す回路図である。 図９に続く動作状態例を表す回路図である。 変形例１に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 図１１に示したスイッチング電源装置の動作例を表すタイミング波形図である。 変形例２に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例３に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例４に係る整流平滑回路の構成例を表す回路図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．実施の形態（各インバータ回路がハーフブリッジ回路からなる場合の例）
２．変形例
変形例１（各インバータ回路がフルブリッジ回路からなる場合の例）
変形例２（インバータ回路内に偏励磁防止用の容量素子を設けた場合の例）
変形例３（インバータ回路内に逆電圧クランプ用の整流素子を設けた場合の例）
変形例４（整流平滑回路の他の構成例）
３．その他の変形例
＜１．実施の形態＞
［構成］
図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の概略構成例を回路図で表したものである。このスイッチング電源装置１は、バッテリ１０（第１のバッテリ）から供給される直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに電圧変換し、図示しない第２のバッテリに供給して負荷７を駆動する、ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものである。ここで、スイッチング電源装置１における電圧変換の態様としては、アップコンバート（昇圧）およびダウンコンバート（降圧）のいずれであってもよい。なお、直流入力電圧Ｖinは本発明における「入力電圧」の一具体例に対応し、直流出力電圧Ｖoutは本発明における「出力電圧」の一具体例に対応する。
スイッチング電源装置１は、２つの入力端子Ｔ１，Ｔ２と、２つの出力端子Ｔ３，Ｔ４と、入力平滑コンデンサＣinと、２つのインバータ回路２１，２２と、２つのトランス３１，３２と、整流平滑回路４と、駆動回路５とを備えている。入力端子Ｔ１，Ｔ２間には直流入力電圧Ｖinが入力され、出力端子Ｔ３，Ｔ４の間からは直流出力電圧Ｖoutが出力されるようになっている。なお、入力端子Ｔ１，Ｔ２は本発明における「入力端子対」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４は本発明における「出力端子対」の一具体例に対応する。
入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと、入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されている。具体的には、後述する２つのインバータ回路２１，２２と入力端子Ｔ１，Ｔ２との間の位置において、入力平滑コンデンサＣinの第１端が１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されると共に、入力平滑コンデンサＣinの第２端が１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続されている。この入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのコンデンサである。なお、図１に示した回路構成例では、後述するインバータ回路２１，２２内の２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２もそれぞれ、入力平滑コンデンサとして機能することから、この入力平滑コンデンサＣinを設けないようにしてもよい。
（インバータ回路２１，２２）
インバータ回路２１，２２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、後述するトランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１との間において、互いに並列配置されている。これらのインバータ回路２１，２２はそれぞれ、２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路により構成されている。
具体的には、インバータ回路２１は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、これらスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２およびダイオードＤ１，Ｄ２と、２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２とを有している。また、インバータ回路２２は、２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と、これらスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ３，Ｃ４およびダイオードＤ３，Ｄ４と、２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２と、共振用インダクタＬｒとを有している。つまり、コンデンサＣ５１，Ｃ５２はそれぞれ、インバータ回路２１，２２に共有された素子となっている。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ４はいずれも、カソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ側に配置されると共にアノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ側に配置されており、逆方向接続状態となっている。
インバータ回路２１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の第１端同士と、コンデンサＣ１，Ｃ２の第１端同士と、ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ２のカソードとが、接続点Ｐ１において互いに接続されている。コンデンサＣ５１，Ｃ５２の第１端同士は、接続点Ｐ３において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ１の第２端と、コンデンサＣ１の第２端と、ダイオードＤ１のカソードと、コンデンサＣ５１の第２端とが、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上の接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ２の第２端と、コンデンサＣ２の第２端と、ダイオードＤ２のアノードと、コンデンサＣ５２の第２端とが、１次側低圧ラインＬ１Ｌ上の接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ１，Ｐ３間には、後述するトランス３１の１次側巻線３１１が挿入配置されている。このような構成によりインバータ回路２１では、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従って各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン・オフ動作を行うことにより、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３１へ出力するようになっている。
インバータ回路２２では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の第１端同士と、コンデンサＣ３，Ｃ４の第１端同士と、ダイオードＤ３のアノードと、ダイオードＤ４のカソードとが、接続点Ｐ２において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ３の第２端と、コンデンサＣ３の第２端と、ダイオードＤ３のカソードと、コンデンサＣ５１の第２端とが、上記した接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ４の第２端と、コンデンサＣ４の第２端と、ダイオードＤ４のアノードと、コンデンサＣ５２の第２端とが、上記した接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ３，Ｐ２間には、後述するトランス３２の１次側巻線３２１と、共振用インダクタＬｒとが、互いに直列接続された状態で挿入配置されている。具体的には、１次側巻線３２１の第１端が接続点Ｐ３に接続され、１次側巻線３２１の第２端と共振用インダクタＬｒの第１端とが接続点Ｐ６において互いに接続され、共振用インダクタＬｒの第２端が接続点Ｐ２に接続されている。このような構成によりインバータ回路２２においても、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ３，ＳＧ４に従って各スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオン・オフ動作を行うことにより、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３２へ出力するようになっている。
なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子が用いられる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、コンデンサＣ１〜Ｃ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、コンデンサＣ１〜Ｃ４をそれぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ４の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４とは別個にコンデンサＣ１〜Ｃ４やダイオードＤ１〜Ｄ４を設ける必要がなくなり、インバータ回路２１，２２の回路構成を簡素化することが可能となる。
（トランス３１，３２）
トランス３１は、１次側巻線３１１および２次側巻線３１２を有している。１次側巻線３１１は、第１端が接続点Ｐ１に接続され、第２端が接続点Ｐ３に接続されている。２次側巻線３１２は、第１端が後述する整流平滑回路４内の接続点Ｐ７に接続され、第２端が整流平滑回路４内の接続点Ｐ８に接続されている。このトランス３１は、インバータ回路２１によって生成された交流電圧（トランス３１に入力される交流電圧）を電圧変換し、２次側巻線３１２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いは、１次側巻線３１１と２次側巻線３１２との巻数比によって定まる。
トランス３２も同様に、１次側巻線３２１および２次側巻線３２２を有している。１次側巻線３２１は、第１端が接続点Ｐ３に接続され、第２端が接続点Ｐ６に接続されている。２次側巻線３２２は、第１端が後述する整流平滑回路４内の接続点Ｐ９に接続され、第２端が整流平滑回路４内の接続点Ｐ０に接続されている。このトランス３２は、インバータ回路２２によって生成された交流電圧（トランス３２に入力される交流電圧）を電圧変換し、２次側巻線３２２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いも、１次側巻線３２１と２次側巻線３２２との巻数比によって定まる。
（整流平滑回路４）
整流平滑回路４は、トランス３１，３２における２次側巻線３１２，３２２と、出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に配置されている。この整流平滑回路４は、８個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２と、２個のチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２と、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有している。なお、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２はそれぞれ、本発明における「整流素子」の一具体例に対応し、出力平滑コンデンサＣoutは本発明における「容量素子」の一具体例に対応する。また、チョークコイルＬｃｈ１は本発明における「第１のチョークコイル」の一具体例に対応し、チョークコイルＬｃｈ２は本発明における「第２のチョークコイル」の一具体例に対応する。
この整流平滑回路４では、同じ向きで互いに直列配置された２個ずつの整流ダイオードをそれぞれ含む２本のアームを各々が有する、２個のフルブリッジ整流回路が形成されている。具体的には、整流ダイオード４１１，４１２を含む左側のアーム（第１アーム）と、整流ダイオード４２１，４２２を含む右側のアーム（第２アーム）とによって、第１のフルブリッジ整流回路が形成されている。同様に、整流ダイオード４３１，４３２を含む左側のアーム（第１アーム）と、整流ダイオード４４１，４４２を含む右側のアーム（第２アーム）とによって、第２のフルブリッジ整流回路が形成されている。
また、これら第１，第２のフルブリッジ整流回路は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間において互いに並列配置されている。具体的には、第１，第２のフルブリッジ整流回路における上記第１アームの第１端同士の接続点が、出力端子Ｔ３から出力ラインＬＯを介して配置されたチョークコイルＬｃｈ１の第１端に接続され、この第１アームの第２端同士の接続点が、出力端子Ｔ４から延伸する接地ラインＬＧに接続されている。また、第１，第２のフルブリッジ整流回路における上記第２アームの第１端同士の接続点が、出力端子Ｔ３から出力ラインＬＯを介して配置されたチョークコイルＬｃｈ２の第１端に接続され、この第２アームの第２端同士の接続点が、接地ラインＬＧに接続されている。
ここで、第１のフルブリッジ整流回路における上記第１アームでは、整流ダイオード４１１，４１２のカソードがそれぞれ、この第１アームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４１１，４１２のアノードがそれぞれ、この第１アームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４１１のカソードがチョークコイルＬｃｈ１の上記第１端側に接続され、整流ダイオード４１１のアノードと整流ダイオード４１２のカソードとが接続点Ｐ７において互いに接続され、整流ダイオード４１２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。一方、第１のフルブリッジ整流回路における上記第２アームでは、整流ダイオード４２１，４２２のカソードがそれぞれ、この第２アームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４２１，４２２のアノードがそれぞれ、この第２アームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４２１のカソードがチョークコイルＬｃｈ２の上記第１端側に接続され、整流ダイオード４２１のアノードと整流ダイオード４２２のカソードとが接続点Ｐ８において互いに接続され、整流ダイオード４２２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。
同様に、第２のフルブリッジ整流回路における上記第１アームでは、整流ダイオード４３１，４３２のカソードがそれぞれ、この第１アームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４３１，４３２のアノードがそれぞれ、この第１アームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４３１のカソードがチョークコイルＬｃｈ１の上記第１端側に接続され、整流ダイオード４３１のアノードと整流ダイオード４３２のカソードとが接続点Ｐ９において互いに接続され、整流ダイオード４３２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。一方、第２のフルブリッジ整流回路における上記第２アームでは、整流ダイオード４４１，４４２のカソードがそれぞれ、この第２アームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４４１，４４２のアノードがそれぞれ、この第２アームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４４１のカソードがチョークコイルＬｃｈ２の上記第１端側に接続され、整流ダイオード４４１のアノードと整流ダイオード４４２のカソードとが接続点Ｐ０において互いに接続され、整流ダイオード４４２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。
また、これら第１，第２のフルブリッジ整流回路に対して、トランス３１，３２における２次側巻線３１２，３２２が、個別にＨブリッジ接続されている。具体的には、第１のフルブリッジ整流回路に対して、トランス３１の２次側巻線３１２がＨブリッジ接続されている。また、第２のフルブリッジ整流回路に対して、トランス３２の２次側巻線３２２がＨブリッジ接続されている。より具体的には、第１のフルブリッジ整流回路における接続点Ｐ７，Ｐ８の間に、２次側巻線３１２が挿入配置されていると共に、第２のフルブリッジ整流回路における接続点Ｐ９，Ｐ０の間に、２次側巻線３２２が挿入配置されている。
更に、チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２における第２端同士の接続点は、出力平滑コンデンサＣoutの第１端に接続されている。そして、第１，第２のフルブリッジ整流回路における上記第１アームの第２端同士の接続点と、上記第２アームの第２端同士の接続点とがそれぞれ、接地ラインＬＧ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第２端に接続されている。
このような構成の整流平滑回路４では、第１，第２のフルブリッジ整流回路において、トランス３１，３２から出力される交流電圧を整流して出力するようになっている。また、チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２と出力平滑コンデンサＣoutとによって構成される平滑回路において、上記第１，第２のフルブリッジ整流回路によって整流された電圧を平滑化することで、直流出力電圧Ｖoutを生成するようになっている。なお、このようにして生成された直流出力電圧Ｖoutは、出力端子Ｔ３，Ｔ４から第２のバッテリ（図示せず）に出力されて給電されるようになっている。
（駆動回路５）
駆動回路５は、インバータ回路２１，２２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う回路である。具体的には、駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してそれぞれ駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４を供給することで、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作を制御するようになっている。
ここで本実施の形態では、駆動回路５は、２個のインバータ回路２１，２２同士が位相差（後述する位相差φ）を持って動作するように、スイッチング駆動を行う。換言すると、この駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してスイッチング位相制御を行い、上記位相差を適切に設定することにより、直流出力電圧Ｖoutを安定化させるようになっている。また、このとき駆動回路５は、詳細は後述するが、これらのインバータ回路２１，２２において、例えば、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値（望ましくは最大値）となるように、スイッチング駆動を行う。なお、この駆動回路５は、本発明における「駆動部」の一具体例に対応する。
［動作および作用・効果］
（Ａ．基本動作）
このスイッチング電源装置１では、インバータ回路２１，２２において、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される直流入力電圧Ｖinがスイッチングされることで、交流電圧が生成される。この交流電圧は、トランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１へ供給される。そして、トランス３１，３２ではこの交流電圧が変圧され、２次側巻線３１２，３２２から変圧された交流電圧が出力される。
整流平滑回路４では、トランス３１，３２から出力された交流電圧（変圧された交流電圧）が、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２によって整流された後、チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２および出力平滑コンデンサＣoutによって平滑化される。これにより、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖoutが出力される。そして、この直流出力電圧Ｖoutは、図示しない第２のバッテリに給電されてその充電に供されると共に、負荷７が駆動される。
（Ｂ．詳細動作）
次に、図２〜図１０を参照して、スイッチング電源装置１の詳細動作について説明する。
図２は、スイッチング電源装置１における各部の電圧波形または電流波形を、タイミング波形図で表したものである。具体的には、図２（Ａ），図２（Ｂ）は、駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４の各電圧波形を示している。図２（Ｃ）〜図２（Ｇ）は、図１中に示したように、１次側巻線３１１，３２１をそれぞれ流れる電流Ｉ３１１，Ｉ３２１と、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２をそれぞれ流れる電流Ｉ４１１，Ｉ４１２，Ｉ４２１，Ｉ４２２，Ｉ４３１，Ｉ４３２，Ｉ４４１，Ｉ４４２と、の各電流波形を示している。図２（Ｈ）は、図１中に示したように、チョークコイルＬｃｈ１の第１端と接地ラインＬＧとの間に印加される電圧Ｖ１と、チョークコイルＬｃｈ２の第１端と接地ラインＬＧとの間に印加される電圧Ｖ２と、の各電圧波形を示している。図２（Ｉ）は、図１中に示したように、チョークコイルＬｃｈ１を流れる電流ＩＬｃｈ１と、チョークコイルＬｃｈ２を流れる電流ＩＬｃｈ２と、これらの電流ＩＬｃｈ１，ＩＬｃｈ２の和である電流（ＩＬｃｈ１＋ＩＬｃｈ２）と、出力電流Ｉoutとの各電流波形を示している。なお、各電圧および各電流の方向はそれぞれ、図１中において矢印で示した方向を正方向としている。
また、図３〜図１０はそれぞれ、図２中に示した各タイミング（タイミングｔ０〜ｔ５）におけるスイッチング電源装置１の動作状態を、回路図で模式的に表したものである。なお、図２に示した動作は、タイミングｔ０〜ｔ５（前半の半周期分）の動作と、タイミングｔ５〜ｔ０（後半の半周期分）の動作とを合わせて、１周期分の動作となっている。
（Ｂ−１．前半の半周期分の動作）
最初に、図２〜図１０を参照して、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ５）の動作について説明する。
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４（図２（Ａ），（Ｂ））についてみると、以下のようになっている。すなわち、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング動作のいかなる状態においても、直流入力電圧Ｖinが印加された入力端子Ｔ１，Ｔ２が電気的に短絡されない組み合わせおよびタイミングで駆動される。具体的には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４同士は、同時にオンとなることはなく、また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士も、同時にオンとなることはない。これらが同時にオンとなるのを回避するためにとられる時間的間隔は、「デッドタイム」と称される。また、２個のインバータ回路２１，２２同士は（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とスイング素子Ｓ３，Ｓ４とは）、例えば図２中に示したように、位相差φを持って動作する。つまり、駆動回路５は、これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してスイッチング位相制御を行うようになっている。
（タイミングｔ０〜ｔ２）
まず、タイミングｔ０よりも前の期間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態となっている（図２（Ａ），（Ｂ））。次に、タイミングｔ０〜ｔ２の期間では、まず、タイミングｔ０において、スイッチング素子Ｓ３がオフ状態となる（図２（Ｂ））。
すると、図３に示したように、トランス３１，３２の１次側（インバータ回路２１，２２）では、ループ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ，Ｉｄがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉａは、高圧バッテリ１０、入力端子Ｔ２、コンデンサＣ５２、コンデンサＣ５１、入力端子Ｔ１および高圧バッテリ１０の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｂは、１次側巻線３１１、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣ５２および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｃは、共振用インダクタＬｒ、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５１、コンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｄは、共振用インダクタＬｒ、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５２、コンデンサＣ４および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。
このうち、ループ電流Ｉｃ，Ｉｄ（後述する「循環電流」に相当）は、共振用インダクタＬｒおよびトランス３２のリーケージインダクタンス（図示せず）に蓄えられたエネルギーによって流れるものであり、これまでの電流方向が維持されるように流れる。換言すると、これらの共振用インダクタＬｒおよびトランス３２のリーケージインダクタンスと、コンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５１，Ｃ５２とが協働してＬＣ共振回路が構成され、ＬＣ共振動作がなされることで、このようなループ電流Ｉｃ，Ｉｄが流れる。これらのループ電流Ｉｃ，Ｉｄによって、コンデンサＣ３が充電される一方、コンデンサＣ４が放電されることになる。
一方、トランス３１，３２の２次側（整流平滑回路４）では、図３に示したように、ループ電流Ｉｅ１，Ｉｅ２，Ｉｆ１，Ｉｆ２および出力電流Ｉoutがそれぞれ流れる。ループ電流Ｉｅ１は、チョークコイルＬｃｈ１、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４１２、整流ダイオード４１１およびチョークコイルＬｃｈ２の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｅ２は、チョークコイルＬｃｈ１、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４３２、整流ダイオード４３１およびチョークコイルＬｃｈ１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｆ１は、２次側巻線３１２、チョークコイルＬｃｈ２、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４１２および２次側巻線３１２の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｆ２は、２次側巻線３２２、整流ダイオード４３１、チョークコイルＬｃｈ１、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４４２および２次側巻線３２２の順に経由して周回するように流れる。また、出力電流Ｉoutは、出力平滑コンデンサＣout、出力端子Ｔ３、負荷７、出力端子Ｔ４および出力平滑コンデンサＣoutの順に経由して周回するように流れることで、負荷７が駆動される。
このタイミングｔ０〜ｔ２の期間では、その後、スイッチング素子Ｓ３の両端間の電圧＝Ｖin、かつ、スイッチング素子Ｓ４の両端間の電圧＝０Ｖに達する（接続点Ｐ２の電位＝０Ｖになる）と、以下のようになる。
すなわち、図４に示したように、ボディダイオードとしてのダイオードＤ４が導通するようになる。したがって、図３に示したループ電流Ｉｃ，Ｉｄの代わりに、このダイオードＤ４を流れるループ電流Ｉｈが流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉｈは、共振用インダクタＬｒ、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５２、ダイオードＤ４および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。
なお、このとき、トランス３１，３２の１次側では、図３に示したループ電流Ｉａの代わりに、図４に示したようなループ電流Ｉｇが流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉｇは、高圧バッテリ１０、入力端子Ｔ１、コンデンサＣ５１、コンデンサＣ５２、入力端子Ｔ２および高圧バッテリ１０の順に経由して周回するように流れる。また、トランス３１，３２の２次側では、図３に示したループ電流Ｉｅ１，Ｉｅ２，Ｉｆ１，Ｉｆ２および出力電流Ｉoutがそのまま流れ続け、負荷７が駆動される。
続いて、このようにしてダイオードＤ４が導通した後、図５に示したように、スイッチング素子Ｓ４がオン状態となる（図２（Ｂ））。これによりＺＶＳ（ゼロボルト・スイッチング）動作が実現され、その結果、スイッチング素子Ｓ４における損失（スイッチング損失）が低減される。このとき、図５に示したように、図４に示したループ電流Ｉｈの代わりに、このスイッチング素子Ｓ４を流れるループ電流Ｉｉが流れることになる。このループ電流Ｉｉは、共振用インダクタＬｒ、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５２、スイッチング素子Ｓ４および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。なお、このようにして、前述した共振用インダクタＬｒおよびトランス３２のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーが放出され切ったときが、図２中のタイミングｔ２に相当する。
（タイミングｔ２〜ｔ３）
次に、図６に示したように、タイミングｔ２〜ｔ３の期間では以下のようになる。すなわち、トランス３１，３２の１次側では、図４に示したループ電流Ｉｉとは逆向きのループ電流Ｉｊが流れる。つまり、ループ電流の向きが反転することになる。このループ電流Ｉｊは、共振用インダクタＬｒ、スイッチング素子Ｓ４、コンデンサＣ５２、１次側巻線３２１および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。
また、このような１次側での電流反転に伴い、トランス３１，３２の２次側では、図６に示したように、これまでに説明したループ電流Ｉｆ２の代わりに、ループ電流Ｉｋが流れるようになる。このループ電流Ｉｋは、２次側巻線３２２、整流ダイオード４４１、チョークコイルＬｃｈ２、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４３２および２次側巻線３２２の順に経由して周回するように流れる。
ここで、このタイミングｔ２〜ｔ３の期間は、トランス３１，３２の１次側から２次側への電力伝送期間となる。なお、このタイミングｔ２から後述するタイミングｔ５までの期間は、トランス３２を用いた電力伝送期間となる。
このとき、トランス３２の１次側巻線３２１では、接続点Ｐ３側が「Ｈ（High）」状態、接続点Ｐ６側が「Ｌ（Low）」状態となり、２次側巻線３２２では、接続点Ｐ０側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ９側が「Ｌ」状態となる。したがって、トランス３２における１次側巻線３２１の巻数および２次側巻線３２２の巻数をそれぞれ、Ｎｐ２，Ｎｓ２とすると、この２次側巻線３２２の両端間には、（Ｖin／２）×（Ｎｓ２／Ｎｐ２）で表される電圧｜Ｖ３２２｜が発生する。
一方、トランス３１の１次側巻線３１１では、接続点Ｐ３側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ１側が「Ｌ」状態となり、２次側巻線３１２では、接続点Ｐ８側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ７側が「Ｌ」状態となる。したがって、トランス３１における１次側巻線３１１の巻数および２次側巻線３１２の巻数をそれぞれ、Ｎｐ１，Ｎｓ１とすると、この２次側巻線３１２の両端間には、（Ｖin／２）×（Ｎｓ１／Ｎｐ１）で表される電圧｜Ｖ３１２｜が発生する。
各２次側巻線３１２，３２２の両端における電位の高低状態（「Ｈ」状態，「Ｌ」状態）がこのようになることから、このタイミングｔ２〜ｔ３の期間では、以下のようになる。すなわち、これらの２次側巻線３１２，３２２同士が、互いに並列接続された状態（２並列接続状態）となる。したがって、前述した電圧Ｖ２（図２（Ｈ））＝｜Ｖ３１２｜＝｜Ｖ３２２｜、電圧Ｖ１（図２（Ｈ））＝０Ｖとなる。
また、このタイミングｔ２〜ｔ３の以前において、チョークコイルＬｃｈ２を流れる電流と２次側巻線３１２を流れる電流とが、トランス３１を介して釣り合っていると共に、この２次側巻線３１２のリーケージインダクタンスがインダクタとして動作する（電流源として機能する）ため、流れる電流を維持しようとする。したがって、このタイミングｔ２〜ｔ３の期間において２次側巻線３１２，３２２同士が互いに並列接続された状態となっても、チョークコイルＬｃｈ２に流れる電流は、これら２次側巻線３１２，３２２のうち、主に２次側巻線３１２を流れることになる。このため、図６中では、２次側巻線３２２を流れるループ電流Ｉｋと、対応する１次側巻線３２１を流れるループ電流Ｉｊとを、便宜上、破線で示している。
（タイミングｔ３〜ｔ４）
次に、タイミングｔ３〜ｔ４の期間では、まず、タイミングｔ３において、スイッチング素子Ｓ２がオフ状態となる（図２（Ａ））。
すると、図７に示したように、トランス３１，３２の１次側では、これまでに説明したループ電流Ｉａ，Ｉｊとともに、ループ電流Ｉｌ，Ｉｍがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉｌは、１次側巻線３１１、コンデンサＣ１、コンデンサＣ５１および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｍは、１次側巻線３１１、コンデンサＣ２、コンデンサＣ５２および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。
これらのループ電流Ｉｌ，Ｉｍ（後述する「循環電流」に相当）は、トランス３１のリーケージインダクタンス（図示せず）に蓄えられたエネルギーによって流れるものであり、これまでの電流方向が維持されるように流れる。換言すると、このトランス３２のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ５１，Ｃ５２とが協働してＬＣ共振回路が構成され、ＬＣ共振動作がなされることで、このようなループ電流Ｉｌ，Ｉｍが流れる。これらのループ電流Ｉｌ，Ｉｍによって、コンデンサＣ２が充電される一方、コンデンサＣ１が放電されることになる。
一方、トランス３１，３２の２次側では、図７に示したように、これまでに説明したループ電流Ｉｅ１，Ｉｅ２，Ｉｆ１，Ｉｋおよび出力電流Ｉoutとともに、ループ電流Ｉｏが流れる。このループ電流Ｉｏは、チョークコイルＬｃｈ２、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４２２、整流ダイオード４２１およびチョークコイルＬｃｈ２の順に経由して周回するように流れる。
このタイミングｔ３〜ｔ４の期間では、その後、スイッチング素子Ｓ２の両端間の電圧＝Ｖin、かつ、スイッチング素子Ｓ１の両端間の電圧＝０Ｖに達する（接続点Ｐ１の電位＝Ｖinになる）と、以下のようになる。
すなわち、図８に示したように、ボディダイオードとしてのダイオードＤ１が導通するようになる。したがって、図７に示したループ電流Ｉｌ，Ｉｍの代わりに、このダイオードＤ１を流れるループ電流Ｉｐが流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉｐは、１次側巻線３１１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ５１および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。
なお、このとき、トランス３１，３２の２次側では、図７に示したループ電流Ｉｅ１，Ｉｅ２，Ｉｆ１，Ｉｋ，Ｉｏおよび出力電流Ｉoutがそのまま流れ続け、負荷７が駆動される。
続いて、このようにしてダイオードＤ１が導通した後、図９に示したように、スイッチング素子Ｓ１がオン状態となる（図２（Ａ））。これによりＺＶＳ動作が実現され、その結果、スイッチング素子Ｓ１における損失（スイッチング損失）が低減される。このとき、図９に示したように、図８に示したループ電流Ｉｐの代わりに、このスイッチング素子Ｓ１を流れるループ電流Ｉｑが流れることになる。このループ電流Ｉｑは、１次側巻線３１１、スイッチング素子Ｓ１、コンデンサＣ５１および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。
ところで、前述したようにタイミングｔ２〜ｔ３の期間では、チョークコイルＬｃｈ２に流れる電流は主に２次側巻線３１２を流れていたのに対し、このタイミングｔ３〜ｔ４の期間では、以下のようになる。すなわち、２次側巻線３１２に印加される電圧がなくなることから、チョークコイルＬｃｈ２に流れている電流は、２次側巻線３１２から２次側巻線３２２へと流れる経路先が切り替わろうとする。このとき、２次側巻線３２２には電流が流れていなかったため、対応する１次側巻線３２１にも電流（電流Ｉ３２１）が流れていなかったことから（図２（Ｃ））、トランス３２のリーケージインダクタンスおよび共振用インダクタＬｒにも電流が流れていなかったことになる。したがって、トランス３２のリーケージインダクタンスおよび共振用インダクタＬｒを励磁しながら、チョークコイルＬｃｈ２に流れている電流の経路先が、２次側巻線３１２から２次側巻線３２２へと切り替わる。なお、トランス３１のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーが放出されることで、このようにトランス３２のリーケージインダクタンスおよび共振用インダクタＬｒにエネルギーが蓄えられたときに、上記した電流の経路先が２次側巻線３１２から２次側巻線３２２へと完全に切り替わることになる。このときが、図２中のタイミングｔ４に相当する。
（タイミングｔ４〜ｔ５）
次に、図１０に示したように、タイミングｔ４〜ｔ５の期間では以下のようになる。すなわち、まず、トランス３１，３２の２次側において、図１０に示したように、これまでに説明したループ電流Ｉｅ１，Ｉｅ２，Ｉｆ１，Ｉｏの代わりに、ループ電流Ｉｓが流れるようになる。このループ電流Ｉｓは、２次側巻線３１２、整流ダイオード４１１、チョークコイルＬｃｈ１、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４２２および２次側巻線３１２の順に経由して周回するように流れる。
また、このタイミングｔ４〜ｔ５の期間は、トランス３１，３２の１次側から２次側への電力伝送期間となる。なお、このタイミングｔ４から後述するタイミングｔ８までの期間は、トランス３１を用いた電力伝送期間となる。
このとき、トランス３１の１次側巻線３１１では、接続点Ｐ３側が「Ｌ」状態、接続点Ｐ１側が「Ｈ」状態となり、２次側巻線３１２では、接続点Ｐ８側が「Ｌ」状態、接続点Ｐ７側が「Ｈ」状態となる。したがって、この２次側巻線３１２の両端間には、（Ｖin／２）×（Ｎｓ１／Ｎｐ１）で表される電圧｜Ｖ３１２｜が発生する。
一方、トランス３２の１次側巻線３２１では、接続点Ｐ３側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ６側が「Ｌ」状態となり、２次側巻線３２２では、接続点Ｐ０側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ９側が「Ｌ」状態となる。したがって、この２次側巻線３２２の両端間には、（Ｖin／２）×（Ｎｓ２／Ｎｐ２）で表される電圧｜Ｖ３２２｜が発生する。
各２次側巻線３１２，３２２の両端における電位の高低状態（「Ｈ」状態，「Ｌ」状態）がこのようになることから、このタイミングｔ４〜ｔ５の期間では、以下のようになる。すなわち、前述した電圧Ｖ２（図２（Ｈ））＝｜Ｖ３２２｜、電圧Ｖ１（図２（Ｈ））＝｜Ｖ３１２｜となる。
なお、その後、タイミングｔ５では、スイッチング素子Ｓ４がオフ状態となる（図２（Ｂ））。以上で、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ５）の動作が終了する。
（Ｂ−２．後半の半周期分の動作）
次に、図２で示したタイミングｔ０〜ｔ５以降の、後半の半周期分（タイミングｔ５〜ｔ０）の動作について説明する。
この後半の半周期分の動作も、基本的には図２〜図１０で説明した、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ５）の動作と同様である。すなわち、図２中に括弧にて示したように、タイミングｔ０とタイミングｔ５、タイミングｔ１とタイミングｔ６、タイミングｔ２とタイミングｔ７、タイミングｔ３とタイミングｔ８、タイミングｔ４とタイミングｔ９とはそれぞれ、基本的に等価な状態である。また、この後半の半周期分の動作は、前半の半周期分の動作におけるスイッチング素子Ｓ２（コンデンサＣ２，ダイオードＤ２）とスイッチング素子Ｓ４（コンデンサＣ４，ダイオードＤ４）との関係を、スイッチング素子Ｓ１（コンデンサＣ１，ダイオードＤ１）とスイッチング素子Ｓ３（コンデンサＣ３，ダイオードＤ３）との関係に置き換えたものとなっている。
したがって、この後半の半周期分の動作の詳細については、説明を省略する。以上で、図２中に示した一連の動作説明が終了となる。
（Ｃ．作用・効果）
このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置１では、図１に示した回路構成となっていると共に、図２〜図１１に示した動作がなされることで、以下の作用・効果が得られる。
すなわち、まず、駆動回路５は、２個のインバータ回路２１，２２同士が位相差φを持って動作するように、スイッチング駆動を行う。そして、このとき駆動回路５は、この位相差φの大きさに応じて２個のチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２における励磁期間をそれぞれ変化させることによって、出力電圧Ｖoutの大きさを制御する。なお、このチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２における励磁期間はそれぞれ、図２中において、励磁期間ΔＴｃｈ１，ΔＴｃｈ２として示している。つまり、この例では、励磁期間ΔＴｃｈ１は、タイミングｔ４〜ｔ０の期間（駆動信号ＳＧ１，ＳＧ３同士の合成デューティ（論理和）の期間）に相当する。また、励磁期間ΔＴｃｈ２は、タイミングｔ９〜ｔ５の期間（駆動信号ＳＧ２，ＳＧ４同士の合成デューティの期間）に相当する。
ここで、図２に示したように、インバータ回路２１内の２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士は、１８０°の位相差にてスイッチング駆動がなされていると共に、インバータ回路２２内の２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４同士もまた、１８０°の位相差にてスイッチング駆動がなされている。また、これら２つのインバータ回路２１，２２同士は、上記したように、たとえば図２中に示した位相差φにて動作するように駆動される。
したがって、この位相差φを制御することで、上記した励磁期間ΔＴｃｈ１，ΔＴｃｈ２の時比率（励磁デューティ）をそれぞれ変化させることができ、その結果、出力電圧Ｖoutの大きさを調整できるようになる。具体的には、位相差φを大きくすることは、駆動信号ＳＧ１と駆動信号ＳＧ４との重畳期間、および、駆動信号ＳＧ２と駆動信号ＳＧ３との重畳期間をそれぞれ長くすること、つまり、上記した励磁期間ΔＴｃｈ１，ΔＴｃｈ２の時比率をそれぞれ長くすることと等価である。
また、本実施の形態では、駆動回路５は、これらのインバータ回路２１，２２において、例えば、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値（望ましくは最大値）となるように、スイッチング駆動を行う。
ここで、前述したように、トランス３１，３２による電力伝送が行われていないオフデューティ期間において、ＬＣ共振動作を利用して循環電流（例えば、ループ電流Ｉｃ，Ｉｄ，Ｉｌ，Ｉｍ）を発生させることで、スイッチング素子がオン状態になる際のＺＶＳ動作が実現されるようになっている。ところが、このＺＶＳ動作に必要な循環電流がオフデューティ期間に存在することから、このオフデューティ期間が長くなるのに従って電力損失が大きくなり、電力変換効率が低下してしまうことになる。
そこで本実施の形態では、上記したように、インバータ回路２１，２２において、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値となるように、スイッチング駆動が行われる。これによりオフデューティ期間が、前述したデッドタイム（図２の例では、タイミングｔ０〜ｔ１，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜６，ｔ８〜ｔ９の各期間）のみの短時間に限定されることになり、ＺＶＳ動作に必要な循環電流の発生が最小限に抑えられる。その結果、この循環電流が各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のボディダイオード（ダイオードＤ１〜Ｄ４）を流れることによる電力損失も最小限に抑えられ、電力変換効率が向上することになる。なお、このような循環電流による損失を低減するには、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値となっていることが望ましいが、略最大値となっていなくても動作することは可能である。
以上のように本実施の形態では、スイッチング電源装置１が図１に示した回路構成となっていると共に、図２〜図１０に示した動作がなされるようにしたので、ＺＶＳ動作に必要な循環電流の発生を最小限に抑えることができる。その結果、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４において電力伝送に寄与しない導通損失が減少し、電力変換効率を向上させ易くすることが可能となる。
また、このような損失が減少することで、より定格の小さい素子を使用することが可能となり、コスト削減を図ることも可能となる。更に、損失が減少することで、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４における発熱が減少することから、放熱性と絶縁性とを両立させるために必要な放熱絶縁板に求められる性能を下げることが可能となり、この点でもコスト削減を図ることが可能となる。
＜２．変形例＞
続いて、上記実施の形態の変形例（変形例１〜４）について説明する。なお、以下の各変形例において、実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
［変形例１］
（Ａ．構成）
図１１は、変形例１に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の概略構成例を、回路図で表したものである。
本変形例のスイッチング電源装置１Ａは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、ハーフブリッジ回路からなるインバータ回路２１，２２の代わりに、フルブリッジ回路からなるインバータ回路２１Ａ，２２Ａを設けるようにしたものである。なお、これらのインバータ回路２１Ａ，２２Ａは、インバータ回路２１，２２と同様に、入力端子Ｔ１，Ｔ２と１次側巻線３１１，３２１との間において、互いに並列配置されている。
（インバータ回路２１Ａ，２２Ａ）
インバータ回路２１Ａは、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４とを有している。また、インバータ回路２２Ａは、４つのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８と、これらスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ５〜Ｃ８およびダイオードＤ５〜Ｄ８と、共振用インダクタＬｒとを有している。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ８はいずれも、カソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ側に配置されると共にアノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ側に配置されており、逆方向接続状態となっている。
インバータ回路２１Ａでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の第１端同士と、コンデンサＣ１，Ｃ２の第１端同士と、ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ２のカソードとが、接続点Ｐ１において互いに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の第１端同士と、コンデンサＣ３，Ｃ４の第１端同士と、ダイオードＤ３のアノードと、ダイオードＤ４のカソードとが、接続点Ｐ３において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の第２端同士と、コンデンサＣ１，Ｃ３の第２端同士と、ダイオードＤ１，Ｄ３のカソード同士とが、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上の接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の第２端同士と、コンデンサＣ２，Ｃ４の第２端同士と、ダイオードＤ２，Ｄ４のアノード同士とが、１次側低圧ラインＬ１Ｌ上の接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ１，Ｐ３間には、トランス３１の１次側巻線３１１が挿入配置されている。このような構成によりインバータ回路２１Ａでは、駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従って各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン・オフ動作を行うことにより、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換して出力するようになっている。なお、図１１中に示したように、駆動信号ＳＧ１と駆動信号ＳＧ４とは互いに同じ信号となっていると共に、駆動信号ＳＧ２と駆動信号ＳＧ３とは互いに同じ信号となっている。
インバータ回路２２Ａでは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の第１端同士と、コンデンサＣ５，Ｃ６の第１端同士と、ダイオードＤ５のアノードと、ダイオードＤ６のカソードとが、接続点Ｐ１２において互いに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の第１端同士と、コンデンサＣ７，Ｃ８の第１端同士と、ダイオードＤ７のアノードと、ダイオードＤ８のカソードとが、接続点Ｐ１３において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ５，Ｓ７の第２端同士と、コンデンサＣ５，Ｃ７の第２端同士と、ダイオードＤ５，Ｄ７のカソード同士とが、接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ６，Ｓ８の第２端同士と、コンデンサＣ６，Ｃ８の第２端同士と、ダイオードＤ６，Ｄ８のアノード同士とが、接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ１２，Ｐ１３間には、トランス３２の１次側巻線３２１と共振用インダクタＬｒとが、互いに直列接続された状態で挿入配置されている。具体的には、１次側巻線３２１の第１端が接続点Ｐ１２に接続され、１次側巻線３２１の第２端と共振用インダクタＬｒの第１端とが互いに接続され、共振用インダクタＬｒの第２端が接続点Ｐ１３に接続されている。このような構成によりインバータ回路２２Ａでは、駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ５〜ＳＧ８に従って各スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８がオン・オフ動作を行うことにより、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換して出力するようになっている。なお、図１１中に示したように、駆動信号ＳＧ５と駆動信号ＳＧ８とは互いに同じ信号となっていると共に、駆動信号ＳＧ６と駆動信号ＳＧ７とは互いに同じ信号となっている。
なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８はそれぞれ、これまでの説明と同様に、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチ素子により構成されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、コンデンサＣ１〜Ｃ８およびダイオードＤ１〜Ｄ８をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、コンデンサＣ１〜Ｃ８をそれぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ８の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８とは別個にコンデンサＣ１〜Ｃ８やダイオードＤ１〜Ｄ８を設ける必要がなくなり、インバータ回路２１Ａ，２２Ａの回路構成を簡素化することが可能となる。
（Ｂ．動作および作用・効果）
図１２は、スイッチング電源装置１Ａにおける各部の電圧波形または電流波形を、前述した図２と同様に、タイミング波形図で表したものである。具体的には、図１２（Ａ），図１２（Ｂ）は、駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ８の各電圧波形を示している。図１２（Ｃ）〜図１２（Ｇ）は、１次側巻線３１１，３２１をそれぞれ流れる電流Ｉ３１１，Ｉ３２１と、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２をそれぞれ流れる電流Ｉ４１１，Ｉ４１２，Ｉ４２１，Ｉ４２２，Ｉ４３１，Ｉ４３２，Ｉ４４１，Ｉ４４２と、の各電流波形を示している。図１２（Ｈ）は、前述した電圧Ｖ１，Ｖ２の各電圧波形を示している。図１２（Ｉ）は、前述した電流ＩＬｃｈ１、電流ＩＬｃｈ２、電流（ＩＬｃｈ１＋ＩＬｃｈ２）および出力電流Ｉoutの各電流波形を示している。なお、各電圧および各電流の方向はそれぞれ、図１中において矢印で示した方向を正方向としている。
したがってスイッチング電源装置１Ａでは、基本的にはスイッチング電源装置１と同様にして動作することで、基本的には同様の作用により同様の効果を得ることが可能である。
なお、このとき、前述したように、駆動信号ＳＧ１と駆動信号ＳＧ４とは互いに同じ信号となっていると共に、駆動信号ＳＧ２と駆動信号ＳＧ３とは互いに同じ信号となっている。同様に、駆動信号ＳＧ５と駆動信号ＳＧ８とは互いに同じ信号となっていると共に、駆動信号ＳＧ６と駆動信号ＳＧ７とは互いに同じ信号となっている。また、この図１２におけるタイミングｔ１０〜ｔ１９はそれぞれ、実施の形態の図２におけるタイミングｔ０〜ｔ９に相当する。同様に、図１２におけるタイミングｔ１５〜ｔ１９はそれぞれ、図２におけるタイミングｔ１０〜ｔ１４に対応している。したがって、図１２に示した駆動信号ＳＧ１，ＳＧ４はそれぞれ図２に示した駆動信号ＳＧ１に相当し、図１２に示した駆動信号ＳＧ２，ＳＧ３はそれぞれ図２に示した駆動信号ＳＧ２に相当する。同様に、図１２に示した駆動信号ＳＧ６，ＳＧ７はそれぞれ図２に示した駆動信号ＳＧ３に相当し、図１２に示した駆動信号ＳＧ５，ＳＧ８はそれぞれ図２に示した駆動信号ＳＧ４に相当する。
また、本変形例での１次側巻線３１１，３２１の巻数をＮｐｆ、実施の形態での１次側巻線３１１，３２１の巻数をＮｐｈとすると、（Ｎｐｆ／Ｎｐｈ）＝２となることから、以下のことが言える。すなわち、まず、負荷７の大きさが同じである場合、本変形例の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８に流れる電流は、実施の形態の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に流れる電流の約半分の大きさとなる。また、トランス３１，３２に印加される電圧は、実施の形態では（Ｖin／２）となり、本変形例ではＶinとなることから、２次側巻線３２１，３２２における巻数を互いに同じくすると共に、上記したように（Ｎｐｆ／Ｎｐｈ）＝２とすることで、スイッチング電源装置１，１Ａ同士は互いに等価になると言える。
ちなみに、本変形例のスイッチング電源装置１Ａでは、これまでに説明してきたインバータ回路間（この例ではインバータ回路２１Ａ，２２Ａ間）での位相差φを利用した出力電圧制御に加え、各インバータ回路２１Ａ，２２Ａ内でのアーム間の位相差を利用した出力電圧制御も併用することが可能である。ただしその場合、前述したＺＶＳ動作に利用される循環電流の発生期間が長くなることから、実施の形態で説明した電力損失の低減効果（電力変換効率の向上効果）が小さくなってしまうことになる。
［変形例２］
図１３は、変形例２に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｂ）の概略構成例を回路図で表したものである。
本変形例のスイッチング電源装置１Ｂは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、インバータ回路２１，２２の代わりに、以下説明するインバータ回路２１Ｂ，２２Ｂを設けるようにしたものである。
これらのインバータ回路２１Ｂ，２２Ｂにはそれぞれ、偏励磁防止用の容量素子（コンデンサＣ６１，Ｃ６２）が設けられている。具体的には、インバータ回路２１Ｂでは、接続点Ｐ１とトランス３１の１次側巻線３１１との間に、コンデンサＣ６１が挿入配置されている。また、インバータ回路２２Ｂでは、接続点Ｐ６とトランス３２の１次側巻線３２１との間に、コンデンサＣ６２が挿入配置されている。
このような構成によりスイッチング電源装置１Ｂでは、トランス３１，３２における偏励磁を抑える（望ましくは防止する）ことができ、このような偏励磁に起因した各種の不具合を回避することが可能となる。
なお、変形例１で説明したスイッチング電源装置１Ａにおいても、本変形例と同様にして、偏励磁防止用のコンデンサＣ６１，Ｃ６２を設けるようにしてもよい。
［変形例３］
図１４は、変形例３に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｃ）の概略構成例を回路図で表したものである。
本変形例のスイッチング電源装置１Ｃは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、インバータ回路２２の代わりに、以下説明するインバータ回路２２Ｃを設けるようにしたものである。
このインバータ回路２２Ｃには、逆電圧クランプ用の整流素子（ダイオードＤ５１，Ｄ５２）が設けられている。具体的には、ダイオードＤ５１は、アノードが接続点Ｐ６に接続されると共にカソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ（接続点Ｐ４）に接続されるようにして配置されている。また、ダイオードＤ５２は、アノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ（接続点Ｐ５）に接続されると共にカソードが接続点Ｐ６に接続されるようにして配置されている。つまり、これらのダイオードＤ５１，Ｄ５２は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間において、接続点Ｐ６を介して互いに直列接続されるようにして配置されている。
このような構成によりスイッチング電源装置１Ｃでは、各スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に伴うサージ電圧の発生が抑えられる。その結果、整流平滑回路４内の各整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２における損失を低減することが可能となる。
なお、変形例１，２で説明したスイッチング電源装置１Ａ，１Ｂにおいても、本変形例と同様にして、逆電圧クランプ用のダイオードＤ５１，Ｄ５２を設けるようにしてもよい。
［変形例４］
図１５は、変形例４に係る整流平滑回路（整流平滑回路４Ａ）の回路構成例を表したものである。本変形例の整流平滑回路４Ａでは、これまでに説明した整流平滑回路４とは、各チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２の配置や、各整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２および各チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２の接続関係が、異なるものとなっている。
具体的には、この整流平滑回路４Ａでは、前述した第１，第２のフルブリッジ整流回路における第１アームの第１端同士の接続点が、出力端子Ｔ４から接地ラインＬＧを介して配置されたチョークコイルＬｃｈ１の第１端に接続され、この第１アームの第２端同士の接続点が、出力端子Ｔ３から延伸する出力ラインＬＯに接続されている。また、第１，第２のフルブリッジ整流回路における上記第２アームの第１端同士の接続点が、出力端子Ｔ４から接地ラインＬＧを介して配置されたチョークコイルＬｃｈ２の第１端に接続され、この第２アームの第２端同士の接続点が、出力ラインＬＯに接続されている。
ここで、第１のフルブリッジ整流回路における上記第１アームでは、整流ダイオード４１１，４１２のカソードがそれぞれ、この第１アームの上記第２端側に配置されていると共に、整流ダイオード４１１，４１２のアノードがそれぞれ、この第１アームの上記第１端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４１２のアノードがチョークコイルＬｃｈ１の上記第１端側に接続され、整流ダイオード４１１のアノードと整流ダイオード４１２のカソードとが接続点Ｐ７において互いに接続され、整流ダイオード４１１のカソードが出力ラインＬＯに接続されている。一方、第１のフルブリッジ整流回路における上記第２アームでは、整流ダイオード４２１，４２２のカソードがそれぞれ、この第２アームの上記第２端側に配置されていると共に、整流ダイオード４２１，４２２のアノードがそれぞれ、この第２アームの上記第１端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４２２のアノードがチョークコイルＬｃｈ２の上記第１端側に接続され、整流ダイオード４２１のアノードと整流ダイオード４２２のカソードとが接続点Ｐ８において互いに接続され、整流ダイオード４２１のカソードが出力ラインＬＯに接続されている。
同様に、第２のフルブリッジ整流回路における上記第１アームでは、整流ダイオード４３１，４３２のカソードがそれぞれ、この第１アームの上記第２端側に配置されていると共に、整流ダイオード４３１，４３２のアノードがそれぞれ、この第１アームの上記第１端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４３２のアノードがチョークコイルＬｃｈ１の上記第１端側に接続され、整流ダイオード４３１のアノードと整流ダイオード４３２のカソードとが接続点Ｐ９において互いに接続され、整流ダイオード４３１のカソードが出力ラインＬＯに接続されている。一方、第２のフルブリッジ整流回路における上記第２アームでは、整流ダイオード４４１，４４２のカソードがそれぞれ、この第２アームの上記第２端側に配置されていると共に、整流ダイオード４４１，４４２のアノードがそれぞれ、この第２アームの上記第１端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４４２のアノードがチョークコイルＬｃｈ２の上記第１端側に接続され、整流ダイオード４４１のアノードと整流ダイオード４４２のカソードとが接続点Ｐ０において互いに接続され、整流ダイオード４４１のカソードが出力ラインＬＯに接続されている。
また、これら第１，第２のフルブリッジ整流回路に対して、トランス３１，３２における２次側巻線３１２，３２２が、個別にＨブリッジ接続されている。具体的には、第１のフルブリッジ整流回路に対して、トランス３１の２次側巻線３１２がＨブリッジ接続されている。また、第２のフルブリッジ整流回路に対して、トランス３２の２次側巻線３２２がＨブリッジ接続されている。より具体的には、第１のフルブリッジ整流回路における接続点Ｐ７，Ｐ８の間に、２次側巻線３１２が挿入配置されていると共に、第２のフルブリッジ整流回路における接続点Ｐ９，Ｐ０の間に、２次側巻線３２２が挿入配置されている。
更に、チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２における第２端同士の接続点は、出力平滑コンデンサＣoutの第１端に接続されている。そして、第１，第２のフルブリッジ整流回路における上記第１アームの第２端同士の接続点と、上記第２アームの第２端同士の接続点とがそれぞれ、出力ラインＬＯ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第２端に接続されている。
このように、整流平滑回路内の構成（各素子の配置や接続関係など）としては、各種の態様を適用することが可能である。
＜３．その他の変形例＞
以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。
例えば、上記実施の形態等では、インバータ回路の構成を具体的に挙げて説明したが、インバータ回路の構成はこれには限られず、他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、上記実施の形態等では、インバータ回路がそれぞれ、２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路の場合、または、インバータ回路がそれぞれ、４個のスイッチング素子を含むフルブリッジ回路の場合といった、スイッチング電源装置に含まれる各インバータ回路が共通の構成を有するものについて説明した。しかしながら、これに限られず、例えば、一方のインバータ回路を２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路とし、他方のインバータ回路を４個のスイッチング素子を含むフルブリッジ回路とするように、スイッチング電源装置に含まれる各インバータ回路が異なる構成を有するものを用いるようにしてもよい。
また、上記実施の形態等では、整流平滑回路の構成を具体的に挙げて説明したが、整流平滑回路の構成はこれには限られず、他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、整流平滑回路内の各整流素子を、ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードにより構成するようにしてもよい。また、その場合には、このＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードが導通する期間と同期して、ＭＯＳ−ＦＥＴ自身もオン状態となる（同期整流を行う）ようにするのが好ましい。より少ない電圧降下で整流することができるからである。なお、この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴにおけるソース側に、寄生ダイオードのアノード側が配置されると共に、ＭＯＳ−ＦＥＴにおけるドレイン側に、寄生ダイオードのカソード側が配置されることになる。
更に、上記実施の形態等で説明した、インバータ回路やトランス、整流素子およびアームの個数や本数としては、物理的な個数や本数には限られず、等価回路に存在する個数や本数を意味している。
加えて、上記実施の形態等では、本発明に係るスイッチング電源装置の一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータを挙げて説明したが、本発明は、例えばＡＣ−ＤＣコンバータなどの他の種類のスイッチング電源装置にも適用することが可能である。
また、これまでに説明した各構成例等を、任意の組み合わせで適用してもよい。
１，１Ａ〜１Ｃ…スイッチング電源装置、１０…バッテリ、２１，２２，２３，２１Ａ，２１Ｂ，２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ…インバータ回路、３１，３２，３３…トランス、３１１，３２１，３３１…１次側巻線、３１２，３２２，３３２…２次側巻線、４，４Ａ…整流平滑回路、４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２…整流ダイオード、５…駆動回路、７…負荷、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｖin…直流入力電圧、Ｖout…直流出力電圧、Ｉout…出力電流、Ｉａ〜Ｉｓ…電流、Ｃin…入力平滑コンデンサ、Ｃout…出力平滑コンデンサ、Ｓ１〜Ｓ８…スイッチング素子、ＳＧ１〜ＳＧ８…駆動信号、Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ５１，Ｄ５２…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ８，Ｃ５１，Ｃ５２，Ｃ６１，Ｃ６２…コンデンサ、Ｌｒ…共振用インダクタ、Ｌｃｈ１，Ｌｃｈ２…チョークコイル、Ｐ０〜Ｐ９，Ｐ１２，Ｐ１３…接続点、ｔ０〜ｔ９，ｔ１０〜ｔ１９…タイミング、φ…位相差、ΔＴｃｈ１，ΔＴｃｈ２…励磁期間。

Claims (8)

  1. 入力電圧が入力される入力端子対と、
    出力電圧が出力される出力端子対と、
    １次側巻線および２次側巻線をそれぞれ有する２個のトランスと、
    前記入力端子対と前記１次側巻線との間において互いに並列配置され、各々がスイッチング素子を含んで構成された２個のインバータ回路と、
    前記出力端子対と前記２次側巻線との間に配置されると共に、８個の整流素子と、第１および第２のチョークコイルと、前記出力端子対間に配置された容量素子とを含んで構成された整流平滑回路と、
    前記２個のインバータ回路における前記スイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部と
    を備え、
    前記整流平滑回路では、
    同じ向きで互いに直列配置された２個の前記整流素子をそれぞれ含む２本のアームを各々が有する２個のフルブリッジ整流回路が設けられており、
    前記２個のフルブリッジ整流回路に対して、前記２個のトランスにおける前記２次側巻線が個別にＨブリッジ接続されており、
    各フルブリッジ整流回路における前記２本のアームのうち、第１アームにおける第１端同士の接続点が、前記第１のチョークコイルの第１端に接続されていると共に、第２アームにおける第１端同士の接続点が、前記第２のチョークコイルの第１端に接続されており、
    前記第１および第２のチョークコイルにおける第２端同士の接続点が、前記容量素子の第１端に接続されており、
    各フルブリッジ整流回路における前記第１アームの第２端同士の接続点と前記第２アームの第２端同士の接続点とがそれぞれ、前記容量素子の第２端に接続されている
    スイッチング電源装置。
  2. 各フルブリッジ整流回路における前記第１アームおよび前記第２アームではそれぞれ、
    前記整流素子のカソードが前記第１端側に配置されると共に、
    前記整流素子のアノードが前記第２端側に配置されている
    請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 各フルブリッジ整流回路における前記第１アームおよび前記第２アームではそれぞれ、
    前記整流素子のカソードが前記第２端側に配置されると共に、
    前記整流素子のアノードが前記第１端側に配置されている
    請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記整流素子が、電界効果型トランジスタの寄生ダイオードにより構成されている
    請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記２個のインバータ回路が、２個の前記スイッチング素子を含むハーフブリッジ回路、あるいは、４個の前記スイッチング素子を含むフルブリッジ回路により構成されている
    請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記駆動部は、前記２個のインバータ回路同士が位相差を持って動作するように、前記スイッチング駆動を行う
    請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  7. 前記駆動部は、前記位相差の大きさに応じて前記第１および第２のチョークコイルにおける励磁期間をそれぞれ変化させることによって、前記出力電圧の大きさを制御する
    請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 前記駆動部は、前記２個のインバータ回路の各々において、前記スイッチング素子のオンデューティ期間の長さが略最大値となるように、前記スイッチング駆動を行う
    請求項６または請求項７に記載のスイッチング電源装置。
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