JP5590076B2 - 多相回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、多相回転機の制御装置に関する。

従来、複数組の巻線組を有する多相回転機の駆動装置として、例えば特許文献１に開示されたものがある。この電動機駆動装置は、複数のインバータの一部が故障した場合、故障したインバータから複数の巻線組への電力供給を停止し、故障したインバータ以外の正常なインバータから対応する巻線組への電力供給を行う。一部のインバータが故障しても正常なインバータだけで駆動することにより、電動機を継続して運転することができる。

特開２００５−３０４１１９号公報

いずれかの系統でショート故障等が発生したとき、故障系統の電力変換器自体が駆動を停止したとしても、逆起電圧により電流が故障系統の電力変換器及び巻線に流れることとなる。この電流は、発熱やトルクリップル等の影響を及ぼすおそれがある。

本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、互いに磁気的に結合する複数組の多相巻線組を有する多相回転機の駆動を制御する制御装置において、故障した系統の電力変換器または対応する巻線組で発生する電流を抑制し、故障系統に流れる電流に起因する発熱やトルクリップルを軽減することにある。

本発明は、互いに磁気的に結合する複数組の多相の巻線組を有する多相回転機の駆動を制御する制御装置であって、多系統の電力変換器と故障検出手段と制御部とを備える。
多系統の電力変換器は、複数組の巻線組の各相に対応する複数のスイッチング素子からなるレッグを有し、複数組の巻線組に交流電流を供給する。
故障検出手段は、電力変換器または巻線組について、多相回転機にブレーキ電流が流れる故障を検出する。
制御部は、電力変換器の駆動に係るｄ軸電流及びｑ軸電流を指令し、電力変換器の出力を制御する。ｄ軸電流は磁束の向きに平行な電流であり、ｑ軸電流はｄ軸と直交する方向の電流である。

そして制御部は、故障検出手段によっていずれかの系統の電力変換器または対応する巻線組の故障が検出されたとき、故障系統の電力変換器の駆動を停止し、且つ、故障系統以外の正常系統の電力変換器の出力について、正常系統の巻線組と故障系統の巻線組との磁気的な結合により故障系統の巻線組に発生する逆起電圧を低減することで、故障系統に流れる電流を低減するようにｄ軸電流を指令する。
このように正常系統にｄ軸電流を流すことで、故障系統に流れる電流を抑制することができる。よって、故障系統に流れる電流に起因する発熱やトルクリップルを軽減することができる。

この場合、正常系統へ流すｄ軸電流を、多相回転機の回転角速度に応じて設定することが好ましい。多相回転機の回転角速度が所定閾値未満のときは、発熱やトルクリップルが問題となる程の電流は故障系統に流れないため、正常系統へｄ軸電流を流す必要はない。一方、多相回転機の回転角速度が所定閾値を超えたときは、正常系統へのｄ軸電流を、例えば回転角速度と閾値との差に比例するように変化させてもよいし、回転角速度に対しステップ状に変化させてもよい。

「多系統多相」回転機は、具体的には「２系統３相」回転機に代表される。この場合、２系統の電力変換器は、振幅が互いに同一であり、互いの位相差が（３０±６０×ｎ（ｎは整数））°である交流電流を２組の巻線組に供給することが好ましい。

故障検出手段が検出する「ブレーキ電流が流れる故障」の具体例として、電力変換器を構成するスイッチング素子のショート故障や巻線の天絡、地絡等の故障が挙げられる。これらの故障は、「レッグの高電位側に接続する上母線、又はレッグの低電位側に接続する下母線と、いずれかの相の巻線とが導通状態となる故障」として総括することができる。

さらに、本発明の多相回転機の制御装置は、特に電動パワーステアリング装置に有効に適用される。その理由は、車両において運転者の操舵を補助するための電動パワーステアリング装置では、できる限り安定した駆動を継続することが要求されるからである。

本発明の第１実施形態による多相回転機の制御装置により制御される２系統インバータの回路模式図。 本発明の第１実施形態による多相回転機の制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の概略構成図。 本発明の第１実施形態による制御装置が適用される３相モータの模式図。 本発明の第１実施形態による多相回転機の制御装置の制御ブロック図。 モータにブレーキ電流が流れる故障の類型を説明する説明図。 上ＭＯＳショート故障時の電流の流れを説明する説明図。 ２系統３相モータの相互インダクタンスを検討するための模式図。 故障系統のインバータに流れる（ａ）ｑ軸電圧、（ｂ）ｄ軸電圧についての等価回路を示す図。 本発明の第１実施形態によるモータの回転角速度と正常系統ｄ軸電流との関係を示す特性図。 本発明の第２実施形態によるモータの回転角速度と正常系統ｄ軸電流との関係を示す特性図。

以下、本発明による多相回転機の制御装置を車両の電動パワーステアリング装置に適用した実施形態を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について、図１〜図９を参照して説明する。

図２は、電動パワーステアリング装置１を備えたステアリングシステム９０の全体構成を示す。ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２には、操舵トルクを検出するためのトルクセンサ９４が設置されている。ステアリングシャフト９２の先端にはピニオンギア９６が設けられており、ピニオンギア９６はラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪９８が回転可能に連結されている。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によってラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の直線運動変位に応じた角度について一対の車輪９８が操舵される。

電動パワーステアリング装置１は、回転軸を回転させるアクチュエータ２、及び、回転軸の回転を減速してステアリングシャフト９２に伝達する「動力伝達手段」としての減速ギア８９を含む。
アクチュエータ２は、操舵アシストトルクを発生する「多相回転機」としてのモータ８０と、モータ８０を駆動する「制御装置」としてのＥＣＵ１０とから構成される。本実施形態のモータ８０は３相ブラシレスモータであり、減速ギア８９を正逆回転させる。
ＥＣＵ１０は、制御部６５、及び、制御部６５の指令に従ってモータ８０への電力供給を制御する「電力変換器」としてのインバータ６０を含む。

回転角センサ８５は、例えば、モータ８０側に設けられる磁気発生手段である磁石と、ＥＣＵ１０側に設けられる磁気検出素子とによって構成される。
回転角センサ８５は、モータ８０の回転角θを検出すると共に、単位時間当たりの回転角θの変化量である回転角速度ωを検出する。

制御部６５は、回転角センサ８５からの回転角信号、図示しない車速センサからの車速信号、トルクセンサ９４からの操舵トルク信号、等に基づいて、インバータ６０への出力を制御する。これにより、電動パワーステアリング装置１のアクチュエータ２は、ハンドル９１の操舵を補助するための操舵アシストトルクを発生し、ステアリングシャフト９２に伝達する。

詳しくは、図１に示すように、モータ８０は、２組の巻線組８０１、８０２を有する。
第１巻線組８０１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線８１１、８１２、８１３から構成され、第２巻線組８０２は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線８２１、８２２、８２３から構成される。ここで、第１巻線組８０１および第２巻線組８０２は、電気的には結合されていないが、モータ８０が構成する磁気回路により磁気的には結合されている。２つの巻線組８０１、８０２間の「磁気的な結合」について、詳しくは後述する。また、本実施形態のモータ８０は、非突極型のＳＰＭＳＭ（表面磁石同期モータ）で構成されているものとする。

インバータ６０は、第１巻線組８０１に対応して設けられる第１系統インバータ６０１と、第２巻線組８０２に対応して設けられる第２系統インバータ６０２から構成される。以下、インバータ、及びそのインバータと対応する３相巻線組の組合せの単位を「系統」という。

ＥＣＵ１０は、第１系統電源リレー５２１、第２系統電源リレー５２２、コンデンサ５３、第１系統インバータ６０１、第２系統インバータ６０２、第１系統電流検出器７０１、第２系統電流検出器７０２、及び制御部６５等を備えている。電流検出器７０１、７０２は、インバータ６０１、６０２が巻線組８０１、８０２に供給する相電流を系統毎に検出する。
バッテリ５１は、例えば１２Ｖの直流電源である。電源リレー５２１、５２２は、バッテリ５１からインバータ６０１、６０２への電力供給を系統毎に遮断可能である。
コンデンサ５３は、バッテリ５１と並列に接続され、電荷を蓄え、インバータ６０１、６０２への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。

第１系統インバータ６０１は、第１巻線組８０１の各巻線８１１、８１２、８１３への通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子６１１〜６１６がブリッジ接続されている。本実施形態のスイッチング素子６１１〜６１６は、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）である。以下、スイッチング素子６１１〜６１６をＭＯＳ６１１〜６１６という。また、高電位側（上アーム）のＭＯＳ６１１、６１２、６１３を「上ＭＯＳ」、低電位側（下アーム）のＭＯＳ６１４、６１５、６１６を「下ＭＯＳ」という。
各相の上ＭＯＳと下ＭＯＳとの組は「レッグ」を構成する。各相のレッグの高電位側は上母線Ｌｐを経由して、バッテリ５１の正極側に接続されている。各相のレッグの低電位側は下母線Ｌｇを経由して、バッテリ５１の負極側に接続されている。

上ＭＯＳ６１１、６１２、６１３は、ドレインが上母線Ｌｐに接続され、ソースが下ＭＯＳ６１４、６１５、６１６のドレインに接続されている。下ＭＯＳ６１４、６１５、６１６のソースは、電流検出器７０１を構成する電流検出素子７１１、７１２、７１３を介して下母線Ｌｇに接続されている。上ＭＯＳ６１１、６１２、６１３と下ＭＯＳ６１４、６１５、６１６との接続点は、それぞれ、巻線８１１、８１２、８１３の一端に接続されている。
電流検出素子７１１、７１２、７１３は、それぞれ、第１系統Ｕ、Ｖ、Ｗ相の巻線８１１、８１２、８１３に通電される相電流を検出する。また、第１系統インバータ６０１の上母線Ｌｐと下母線Ｌｇとの間の所定分圧によって、入力電圧Ｖｒ１が検出される。

第２系統インバータ６０２についても、スイッチング素子（ＭＯＳ）６２１〜６２６、電流検出器７０２を構成する電流検出素子７２１、７２２、７２３の構成、及び入力電圧Ｖｒ２を検出する構成は、第１系統インバータ６０１と同様である。
制御部６５は、マイコン６７、駆動回路（プリドライバ）６８等で構成される。マイコン６７は、トルク信号、回転角信号等の入力信号に基づき、制御に係る各演算値を制御演算する。駆動回路は、ＭＯＳ６１１〜６１６、６２１〜６２６のゲートに接続され、マイコン６７の制御に基づいてスイッチング出力する。

モータ８０の構成について、さらに図３を参照して説明する。図３（ａ）に示すように、モータ８０は、回転軸Ｏを中心としてロータ８３がステータ８４に対して回転する。
本実施形態による３相ブラシレスモータは、ｍを自然数とすると、ステータ８４のコイル数が（１２×ｍ）であり、ロータ８３の永久磁石８７の極数が（２×ｍ）であることを特徴とする。図３は、ｍ＝２の例を示す。なお、ｍは２以外の自然数であってもよい。

図３（ｂ）は、スラスト方向Ｚ（図３（ａ）参照）から視たロータ８３の永久磁石８７およびステータ８４の模式図である。永久磁石８７は、Ｎ極とＳ極が交互に２個ずつ、計４（＝２×２）極設けられている。ステータコイルは、６個のコイルからなるコイル群が４群、すなわち２４（＝１２×２）個のコイルから構成される。１つのコイル群は、Ｕ１コイル、Ｕ２コイル、Ｖ１コイル、Ｖ２コイル、Ｗ１コイルおよびＷ２コイルがこの順に時計回りで配列される。また、２つのコイル群が「１組の巻線組」を構成する。

図３（ｃ）は、スラスト方向Ｚから視たステータ８４の展開図であり、図３（ｄ）は、ラジアル方向Ｒ（図３（ａ）参照）から視た巻線の展開図である。図３（ｄ）に示すように、例えばＵ１コイルを形成する巻線は、１本の導線が、６個おきに配置される突出部８６に順に巻回されることにより形成される。
これにより、Ｕ相を例に取ると、第２巻線組８０２を構成するＵ２コイル８２１の周方向の配置は、第１巻線組８０１を構成するＵ１コイル８１１に対し、電気角３０°に相当する角度だけ進んだ位置関係になる。よって、第２巻線組８０２に供給する３相交流電流の位相を、第１巻線組８０１に供給する３相交流電流の位相に対して３０°進めることが可能となる。また、２組の巻線組８０１、８０２に供給する３相交流電流の振幅は互いに同一とする。

次に、ＥＣＵ１０の制御ブロック図を図４に示す。図４では、ＥＣＵ１０の中で、特に制御部６５（２点鎖線で示す）の構成について詳しく説明する。
制御部６５は、第１系統、第２系統のそれぞれについて、電流指令値演算手段１５１、１５２、３相２相変換手段２５１、２５２、制御器３０１、３０２、２相３相変換手段３５１、３５２、及び故障検出手段７５１、７５２を含む。

電流指令値演算手段１５１、１５２は、それぞれ、トルクセンサ９４による操舵トルクＴｑ^*等の信号が入力される。入力信号に基づいて、電流指令値演算手段１５１は、第１系統のｄ軸電流指令値Ｉｄ１^*、及びｑ軸電流指令値Ｉｑ１^*を演算し、電流指令値演算手段１５２は、第２系統のｄ軸電流指令値Ｉｄ２^*、及びｑ軸電流指令値Ｉｑ２^*を演算する。
ここで、ｄ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｄ２^*は、磁束の向きに平行なｄ軸電流（励磁電流もしくは界磁電流）についての電流指令値であり、ｑ軸電流指令値Ｉｑ１^*、Ｉｑ２^*は、ｄ軸と直交するｑ軸電流（トルク電流）についての電流指令値である。

電流指令値演算手段１５１、１５２と制御器３０１、３０２との間には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｄ２^*を補正するｄ軸電流補正部２０１、２０２が設けられている。これについての説明は後述する。後述の説明で「第１系統が故障系統、第２系統が正常系統」の場合を例示することに伴い、この場合に機能する第２系統のｄ軸電流補正部２０２を実線で示し、この場合に機能しない第１系統のｄ軸電流補正部２０１を破線で示している。

次に、系統毎に実行される電流フィードバック制御に係る構成を説明する。
第１系統の３相２相変換部２５１は、回転角センサ８５からフィードバックされた回転角θに基づき、電流検出器７０１が検出した３相の相電流検出値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を、ｄ軸電流検出値Ｉｄ１およびｑ軸電流検出値Ｉｑ１に変換する。
第２系統の３相２相変換部２５２は、回転角（θ＋３０°）に基づき、電流検出器７０２が検出した３相の相電流検出値Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を、ｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２に変換する。

第１系統の制御器３０１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ１^*と検出値Ｉｄ１との差分、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ１^*と検出値Ｉｑ１との差分がそれぞれ入力される。制御器３０１は、この差分を０（ゼロ）に収束させるように電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１を演算する。制御器３０１は、例えば、ＰＩ（比例積分）制御演算等であって、比例ゲインと積分ゲインとに基づいて電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１を演算する。
第２系統の制御器３０２の構成は、第１系統と同様である。

第１系統の２相３相変換部３５１は、回転角センサ８５からフィードバックされた回転角θに基づき、２相の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に変換して第１系統インバータ６０１に出力する。
第２系統の２相３相変換部３５２は、回転角（θ＋３０°）に基づき、２相の電圧指令値Ｖｄ２、Ｖｑ２をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に変換して第２系統インバータ６０２に出力する。

故障検出手段７５１、７５２は、系統毎に、電流検出器７０１、７０２が検出した相電流検出値およびインバータ６０１、６０２の入力電圧Ｖｒ１、Ｖｒ２に基づいて、インバータ６０１、６０２のショート故障、巻線組８０１、８０２の天絡、地絡、巻線間のショート故障等の「多相回転機にブレーキ電流が流れる故障」を検出する。
これらのショート故障等の類型を、図５を参照して説明する。図５では、第１系統のインバータ６０１又は巻線組８０１で故障が発生したものとする。

図５（ａ）に示す故障例Ｆｅｘ１は、インバータ６０１の上ＭＯＳ６１１、６１２、６１３のいずれかで、スイッチング指令がオフであるにもかかわらずドレイン−ソース間が導通状態となるショート故障である。故障例Ｆｅｘ２は、インバータ６０１の下ＭＯＳ６１４、６１５、６１６のいずれかで、スイッチング指令がオフであるにもかかわらずドレイン−ソース間が導通状態となるショート故障である。

図５（ｂ）に示す故障例Ｆｅｘ３は、インバータ６０１と巻線組８０１とを接続するモータ線Ｌｍが上母線Ｌｐと導通状態となる天絡故障である。故障例Ｆｅｘ４は、モータ線Ｌｍが下母線Ｌｇと導通状態となる地絡故障である。
図５（ｃ）に示す故障例Ｆｅｘ５、Ｆｅｘ６は、巻線組８０１の巻線同士が端末以外で導通状態となる内部ショート故障である。

これらの故障は、いずれも「レッグの高電位側に接続する上母線、又はレッグの低電位側に接続する下母線と、いずれかの相の巻線とが導通状態となる故障」に該当する。これらの故障によって、図５に示すように、電流が流れる経路が生成される。
このような故障が発生すると相電流検出値が異常値となるため、故障検出手段７５１、７５２は、相電流検出値が異常値であることからショート故障を検出し、且つ、いずれの系統でショート故障が発生したかを特定する。

次に、ＥＣＵ１０の作用について説明する。ＥＣＵ１０は、制御部６５によって出力が制御される２系統のインバータ６０１、６０２から、対応する２組の巻線組８０１、８０２へ電力を供給し、モータ８０を駆動する。電流検出器７０１、７０２は、インバータ６０１、６０２から巻線組８０１、８０２へ供給される相電流値を検出する。電流検出器７０１、７０２によって検出された相電流検出値は、制御部６５にフィードバックされ、インバータ６０１、６０２への電圧指令値の算出に用いられる。

続いて、いずれか一方の系統でインバータ６０１、６０２又は巻線組８０１、８０２でショート故障が発生した状況を想定する。
ここでは、第１系統のインバータ６０１のＵ相ＭＯＳ６１１がショート故障し、第２系統が正常である場合を仮定して説明する（図４参照）。すると、第１系統の故障検出手段７５１は、電流検出器７０１によって検出された相電流検出値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１に基づいて、第１系統でショート故障が発生したことを検出する。
故障検出手段７５１は、ショート故障を検出すると、故障した第１系統インバータ６０１の駆動を停止するべく、電流指令値を０にするか、或いは、全てのＭＯＳをオフする。又は、インバータ６０１の上母線Ｌｐに設けられる電源リレー５２１を遮断してもよい。

しかし、正常系統である第２系統インバータ６０２がモータ８０の駆動を継続するため、モータ８０に発生する逆起電圧や、後述する系統間の相互インダクタンスによって、モータ８０にブレーキ電流が流れ、モータ８０の駆動に逆らうブレーキトルクが発生する。
また、第１系統のインバータ６０１及び巻線組８０１に流れる電流に起因して、発熱やトルクリップルが発生するおそれがある。

ここで、図６を参照して、インバータのブリッジ回路の１相でＭＯＳがショート故障したとき、逆起電圧によって故障系統のインバータに電流が流れる原理を説明する。
図６に示すように、第１系統Ｕ相上ＭＯＳ６１１がショート故障したと仮定する。Ｖ相上ＭＯＳ６１２、Ｗ相上ＭＯＳ６１３、及び各相下ＭＯＳ６１４〜６１６は正常である。このとき、逆起電圧によって発生した電流は、＜１＞Ｖ相、Ｗ相の巻線８１２、８１３、＜２＞Ｖ相上ＭＯＳ６１２、Ｗ相上ＭＯＳ６１３の寄生ダイオード、＜３＞ショート故障したＵ相上ＭＯＳ６１１、＜４＞Ｕ相巻線８１１の順に流れる。

本実施形態のＥＣＵ１０は、このように正常系統の駆動によって故障系統に流れる電流を抑制することを目的とするものであり、特に、巻線組８０１、８０２の相互インダクタンスに注目した点を特徴とする。第１巻線組８０１および第２巻線組８０２は互いに磁気的に結合されているため、２系統の巻線組を流れる電流については、自己インダクタンスのみでなく、巻線組間に発生する相互インダクタンスを考慮する必要があるからである。
（例えば特開２００３−１５３５８５号参照）。

そこで、系統間相互インダクタンスを含むｄｑ軸電圧方程式について、図７のモデルを用いて説明する。図７において、Ｕ、Ｖ、Ｗは、第１系統の巻線組８０１の各相を示す。また、第２系統の巻線組８０２については、第１系統との区別のため、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に相当する相を「Ａ、Ｂ、Ｃ」で表す。第１系統Ｕ相の電気角を基準位相（θ＝０°）とし、反時計周り方向に電気角θが増加する。第２系統Ａ相は、第１系統Ｕ相に対し、電気角−３０°の位置に示されており、位相が３０°進んでいることを意味している。
このモデルで、第１系統の各相についての磁束λは、式１のように表される。式１で、Ｌ_U、Ｌ_V、Ｌ_Wは各相の自己インダクタンスであり、Ｍ_**は同一系統内での相間、及び第１系統と第２系統との間での相間の相互インダクタンスである。Ｉは相電流、φ₀は電機子鎖交磁束数である。

式１において、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の自己インダクタンスを共通に「Ｌ’」とし（Ｌ’＝Ｌ_U＝Ｌ_V＝Ｌ_W）、系統間の結合係数を「ａ」、系統内の結合係数を「ｂ」とすると、式２、３が得られる。また、以下の式及び文中では、角度単位の「°」の表示を省略する。

式２において、例えばＭ_UVは、Ｕ相を基準としたＶ相の位相が＋１２０であるから、
Ｍ_UV＝ｂＬ’ｃｏｓ（１２０）＝−（１／２）ｂＬ’
となり、Ｍ_UWは、Ｕ相を基準としたＷ相の位相が−１２０であるから、
Ｍ_UW＝ｂＬ’ｃｏｓ（−１２０）＝−（１／２）ｂＬ’
となる。

式３において、例えばＭ_UAは、Ｕ相を基準としたＡ相の位相が−３０であるから、
Ｍ_UA＝ａＬ’ｃｏｓ（−３０）＝（√３／２）ａＬ’
となり、Ｍ_UBは、Ｕ相を基準としたＢ相の位相が＋９０であるから、
Ｍ_UB＝ａＬ’ｃｏｓ（９０）＝０
となり、Ｍ_UCは、Ｕ相を基準としたＣ相の位相が−１５０であるから、
Ｍ_UC＝ａＬ’ｃｏｓ（−１５０）＝−（√３／２）ａＬ’
となる。

式２の右辺は、式２の行列の全ての要素に（１／２）ｂＬ’を加算して２つの対角行列の和に直し、共通の係数としてくくり出すことで、式４のように表すことができる。

式３、式４により、式１は式５に書き換えられる。

式５を時間ｔで微分する。磁束λの次元は「電圧×時間（Ｖ・ｓ）」であるから、磁束λの時間微分は電圧Ｖとなる。また、電気角θは回転角速度ωを用いてθ＝ωｔと表されるため、ｃｏｓ（θ）の時間微分は、ｄｃｏｓ（θ）／ｄｔ＝−ωｓｉｎ（θ）である。
式５を時間微分した式に、抵抗Ｒと電流Ｉとの積の項を加えると式６が導かれる。

第１系統Ｕ、Ｖ、Ｗ相についてのｄｑ変換（３相２相変換）の回転行列Ｘθを式７．１に示す。また、第２系統Ａ、Ｂ、Ｃ相についてのｄｑ変換の回転行列Ｘ（θ＋３０）は、式７．１中のθを（θ＋３０）に置き換え、式７．２のようになる。

式７．１、７．２の回転行列Ｘθ、Ｘ（θ＋３０）を用いて、各系統の３相電圧ベクトルは、式８．１、８．２のようにｄｑ変換される。

同様に、各系統の３相電流ベクトルは、式９．１、９．２のようにｄｑ変換される。

次に、式６の各項に回転行列Ｘθを掛けると、式１０が得られる。

式１０の第２項の「１１ｏ」部は、いずれも時間ｔの関数である回転行列Ｘθ（ｔ）と電流行列（ｔ）との合成関数の微分を考えることにより、
Ｘθ（ｔ）・｛Ｉ（ｔ）｝’＝｛Ｘθ（ｔ）・Ｉ（ｔ）｝’
−｛Ｘθ（ｔ）｝’・Ｉ（ｔ）
の関係から、式１１のように計算することができる。計算の後段で回転行列Ｘθの第１行と第２行の行ベクトルとを入れ替えた形の回転行列が現れるため、式１１の第２項には、式９．１のＩｄ１とＩｑ１とを入れ替えた列ベクトルが含まれることとなる。

式１０の第３項の「１２ｏ」部は、三角関数の加法定理を用いて計算すると、式１２のように、第２系統の回転行列Ｘ（θ＋３０）の（３／２）倍に等しくなる。

さらに、回転行列Ｘ（θ＋３０）と、第３項の電流の時間微分の列ベクトルとの積は、式１１と同様の計算により式１３のようになる。

式１０の第３項の「１４ｏ」部は、三角関数の加法定理を用いて、式１４のように計算される。

以上の式１１〜１４より、式１０は式１５に書き換えられる。

ここで、式１５の第２項〜第４項の係数を次のように置き換える。Ｌは自己インダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、Ｋｅは逆起電力定数である。
Ｌ’＋（１／２）ｂＬ’＝Ｌ
（３／２）ａＬ’＝Ｍ
（３／２）φ₀＝Ｋｅ

また、時間微分（ｄ／ｄｔ）をラプラス変数「ｓ」で表すと、第１系統についての電圧方程式である式１６が得られる。

本実施形態では、モータ８０は非突極型のＳＰＭＳＭ（表面磁石同期モータ）で構成されており、ｄ軸自己インダクタンスＬｄとｑ軸自己インダクタンスＬｑとが等しいため、これらを区別せず、共通の「自己インダクタンスＬ」で表す。すなわち、Ｌｄ＝Ｌｑ＝Ｌである。同様に、ｄ軸相互インダクタンスＭｄとｑ軸相互インダクタンスＭｑとを区別せず、共通の「相互インダクタンスＭ」で表す。すなわち、Ｍｄ＝Ｍｑ＝Ｍである。

行列形式で表された式１６を、式１７、１８のようにｑ軸とｄ軸の式に分解する。
Ｖｑ１＝Ｒ×Ｉｑ１＋Ｌｓ×Ｉｑ１＋ω×Ｌ×Ｉｄ１＋Ｍｓ×Ｉｑ２＋ω×Ｍ×Ｉｄ２
＋ω×Ｋｅ ・・・（１７）
Ｖｄ１＝Ｒ×Ｉｄ１＋Ｌｓ×Ｉｄ１−ω×Ｌ×Ｉｑ１＋Ｍｓ×Ｉｄ２−ω×Ｍ×Ｉｑ２
・・・（１８）
式１７、１８に対応する等価回路を図８（ａ）、（ｂ）に示す。

ここで、第１系統インバータ６０１がショート故障により駆動を停止したと仮定する。式１７において、Ｖｑ１＝０、Ｉｄ１＝０とおき、ｑ軸電流Ｉｑ１についての式１９．１が得られる。
Ｉｑ１＝｛Ｍｓ×Ｉｑ２＋ω×（Ｍ×Ｉｄ２＋Ｋｅ）｝／（Ｒ＋Ｌｓ）
・・・（１９．１）
さらに、過渡特性であるＭｓ項を無視すれば、式１９．２が得られる。
Ｉｑ１≒（ω×Ｍ×Ｉｄ２＋ω×Ｋｅ）／（Ｒ＋Ｌｓ） ・・・（１９．２）

また、式１８において、Ｖｄ１＝０、Ｉｑ１＝０とおき、ｄ軸電流Ｉｄ１についての式２０．１が得られる。
Ｉｄ１＝（Ｍｓ×Ｉｄ２−ω×Ｍ×Ｉｑ２）／（Ｒ＋Ｌｓ） ・・・（２０．１）
さらに、過渡特性であるＭｓ項を無視すれば、式２０．２が得られる。
Ｉｄ１≒（−ω×Ｍ×Ｉｑ２）／（Ｒ＋Ｌｓ） ・・・（２０．２）

式１９．２、２０．２からわかるように、故障した第１系統インバータ６０１自体は駆動を停止しているにもかかわらず、正常系統である第２系統の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２による電圧が発生し、電流が第１系統に流れる。
そこで、図４に示すように、故障検出手段７５１が第１系統インバータ６０１又は巻線組８０１の故障を検出したとき、制御部６５は、第１系統に流れる電流を低減するように第２系統インバータ６０２への電流指令を制御する。具体的には、式１９．２の「ω×Ｋｅ」項を減らすべく、電流指令値Ｉｄ２^*に対してｄ軸電流補正部２０２にて負のｄ軸電流Ｉｄ２を補正指令する。ここで、式２０．２に係るｑ軸電流Ｉｑ２については、モータ８０のトルクに影響を及ぼす可能性があるため原則として変更しないものとする。
なお、ｄ軸電流補正部２０２は、図４のように独立した構成に限らず、例えば電流指令値演算手段１５２の内部に包括されてもよい。

繰り返すと、この説明では、第１系統のインバータ６０１がショート故障し、第２系統のインバータ６０２が正常である例を想定しているため、「正常系統のｄ軸電流Ｉｄ２」と示している。もちろん、第２系統のインバータ６０２がショート故障し、第１系統のインバータ６０１が正常である場合にも、ＥＣＵ１０は同様の作用をする。
すなわち、図４に破線で示すように、故障検出手段７５２が第２系統の故障を検出した場合は、第１系統の電流指令値Ｉｄ１^*に対してｄ軸電流補正部２０１にて負のｄ軸電流Ｉｄ１を補正指令する。

また、本実施形態では、正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２の指令において、モータ８０の回転角速度ωに応じたｄ軸電流を指令することを特徴とする。具体的には、図９に示すように、回転角速度ωが所定閾値ωｏ未満のときは正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２をゼロとし、回転角速度ωが所定閾値ωｏを超えたときは、回転角速度ωと所定閾値ωｏとの差（ω−ωｏ）に比例する正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２を流すようにする。

回転角速度ωが所定閾値ωｔ未満のときは、式１９．２の（Ｍ×Ｉｄ２）項、Ｋｅ項ともに値が小さく、発熱やトルクリップルが問題となる程の電流が故障系統に流れないため、正常系統へｄ軸電流を流す必要はない。一方、回転角速度ωが所定閾値ωｏを超えたときは、正常系統に負のｄ軸電流Ｉｄ２を流し、式１９．２の（Ｍ×Ｉｄ２）項を負とすることで、起電力定数Ｋｅ項を打ち消すことができる。これにより、故障系統である第１系統に流れる電流に起因する発熱やトルクリップルを軽減することができる。
また、車両において運転者の操舵を補助するための電動パワーステアリング装置では、できる限り安定した駆動を継続することが要求されるため、本実施形態のＥＣＵ１０は、電動パワーステアリング装置１に特に有効に適用される。

次に、正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２の指令に関する他の実施形態を説明する。
（第２実施形態）
図１０に示す第２実施形態では、第１実施形態と同様に、モータ８０の回転角速度ωに応じたｄ軸電流を指令する。回転角速度ωが所定閾値ωｏ未満のときは正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２をゼロとし、回転角速度ωが所定閾値ωｏを超えたときは、負の一定値であるｄ軸電流（−Ｉｄｃｏｎｓｔ）を流す。すなわち、正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２を回転角速度ωに対しステップ状に変化させる。
また第２実施形態の変形例として、複数の回転角速度閾値を設定し、回転角速度ωが各閾値を超える毎に、正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２を多段ステップ状に変化させてもよい。

（第３実施形態）
第３実施形態では、正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２を式２１のように設定することで、回転角速度ωに関わらず、式１９．２の分母をゼロとする。
Ｉｄ２＝−Ｋｅ／Ｍ ・・・（２１）
このように、モータ８０の回転角速度ωとは関係なく、正常系統ｄ軸電流Ｉｄ２を設定してもよい。

（その他の実施形態）
（ア）「多相回転機」としてのモータは、上記実施形態のＳＰＭＳＭに限らず、ＩＰＭＳＭ（埋込磁石同期モータ）等の突極型モータを用いてもよい。ＳＰＭＳＭが比較的高トルク低回転出力に適しているのに対し、ＩＰＭＳＭは、比較的低トルク高回転出力に適している。ＩＰＭＳＭを用いる場合は、ｄ軸とｑ軸との自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び相互インダクタンスＭｄ、Ｍｑがそれぞれ異なる（Ｌｄ≠Ｌｑ、Ｍｄ≠Ｍｑ）ため、上記の数式に対し、ｄ軸項とｑ軸項とを区別して展開する必要がある。しかし、結論としての「正常系統にｄ軸電流を流す」という点は、ＳＰＭＳＭを用いる場合と同様である。
（イ）制御装置（ＥＣＵ）の具体的な構成は、上記実施形態の図１、図４の構成に限らない。例えばスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等であってもよい。

（ウ）上記実施形態による「２系統３相モータ」の制御装置は、２系統に限らず、また３相に限らず、一般に「多系統多相回転機」に拡張して適用することができる。
系統数、すなわち電力変換器及び巻線組の数が３系統以上の場合、故障系統以外の正常系統が２系統以上存在することとなる。制御装置は、その全ての正常系統について、上記実施形態と同様にｄ軸電流を流すように指令すればよい。
また「磁束の向きに平行なｄ軸電流」は、４相以上の場合でも３相と同様に定義することができる。例えば４相の場合、ｄｑ変換の回転行列の要素は、（θ±ｎ×９０°）の三角関数で構成される。

（エ）系統間の電流位相差について、上記実施形態の図３では、２系統３相モータ８０の構成例として、第１巻線組８０１に対する第２巻線組８０２の位相が、電気角３０°に相当する角度だけ進んだ位相、すなわち−３０°である例を示した。この他、第１巻線組８０１に対する第２巻線組８０２の位相が電気角３０°に相当する角度だけ遅れた位相、すなわち＋３０°の場合も同様に扱うことができる。また、第２巻線組８０２のＵ相の位相が、第１巻線組８０１のＶ相又はＷ相（Ｕ相に対し±１２０°）に対して±３０°である±９０°又は±１５０°の場合も同様である。
一般化すると、系統間の電流位相差が（３０±６０×ｎ）°（ｎは整数）であれば、上述の式３、７．２、１２等に対し符号が異なる程度の類似の式によって式１６を導出することができる。なお、３系統以上の多系統では、多系統中の任意の２系統間についてこの位相差に該当する場合に同様の結論が得られる。

（オ）さらに、詳細な計算は省略するが、２系統３相モータにおいて系統間の電流位相差が（３０±６０×ｎ）°以外の角度であっても、式１６と同じ電圧方程式に到達することを確認済みである。加えて、４相以上においても、系統間の電流位相差に関係なく、式１６と同様の電圧方程式モデルが理論的に適用可能である。

また、回転機はモータ以外に発電機であってもよく、当然ながら用途は限定されない。以上のように、本発明は、電動パワーステアリング装置用の２系統３相モータの制御装置に限らず、一般に「多系統多相回転機の制御装置」として用いることができる。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

１０ ・・・ＥＣＵ（制御装置）、
６０１、６０２ ・・・インバータ（電力変換器）、
６５ ・・・制御部、
７５１、７５２ ・・・故障検出手段、
８０ ・・・モータ（多相回転機、３相回転機）、
８０１、８０２ ・・・巻線組。

Claims (5)

1. 互いに磁気的に結合する複数組の多相の巻線組（８０１、８０２）を有する多相回転機（８０）の駆動を制御する制御装置であって、
   複数組の前記巻線組の各相に対応する複数のスイッチング素子からなるレッグを有し、複数組の前記巻線組に交流電流を供給する多系統の電力変換器（６０１、６０２）と、
   前記電力変換器または前記巻線組について、前記多相回転機にブレーキ電流が流れる故障を検出する故障検出手段（７５１、７５２）と、
   前記電力変換器の駆動に係るｄ軸電流及びｑ軸電流を指令し、前記電力変換器の出力を制御する制御部（６５）と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記故障検出手段によっていずれかの系統の前記電力変換器または対応する前記巻線組の故障が検出されたとき、故障系統の前記電力変換器の駆動を停止し、
   且つ、前記故障系統以外の正常系統の前記電力変換器の出力について、前記正常系統の前記巻線組と前記故障系統の前記巻線組との磁気的な結合により前記故障系統の前記巻線組に発生する逆起電圧を低減することで、前記故障系統に流れる電流を低減するようにｄ軸電流を指令することを特徴とする多相回転機の制御装置。
2. 前記制御部は、
   前記故障検出手段によっていずれかの系統の前記電力変換器または対応する前記巻線組の故障が検出されたとき、前記正常系統の前記電力変換器の出力について、前記多相回転機の回転角速度に応じたｄ軸電流を指令することを特徴とする請求項１に記載の多相回転機の制御装置。
3. 互いに磁気的に結合する２組の３相巻線組（８０１、８０２）を有する３相回転機（８０）の駆動を制御する請求項１または２に記載の多相回転機の制御装置であって、
   ２系統の前記電力変換器（６０１、６０２）は、振幅が互いに同一であり、互いの位相差が（３０±６０×ｎ（ｎは整数））°である交流電流を２組の前記巻線組に供給することを特徴とする多相回転機の制御装置。
4. 前記故障検出手段は、いずれかの系統において、前記レッグの高電位側に接続する上母線、又は前記レッグの低電位側に接続する下母線と、いずれかの相の巻線とが導通状態となる故障を検出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の多相回転機の制御装置。
5. 運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する多相回転機と、
   請求項１〜４のいずれか一項に記載の多相回転機の制御装置と、
   前記多相回転機の回転をステアリングシャフトに伝達する動力伝達手段（８９）と、
   を備えた電動パワーステアリング装置（１）。

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