JP6156282B2

JP6156282B2 - 回転機の制御装置

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Description

本発明は、回転機の駆動を制御する制御装置に関する。

従来、回転機の制御装置において、インバータ等の電力変換器におけるスイッチング素子の切替タイミングをＰＷＭ制御により操作し、回転機の通電を制御する技術が広く用いられている。ＰＷＭ制御では、電圧指令値に基づいて、スイッチング周期に対するオンオフ時間の比率であるデューティ信号を生成し、デューティ信号を三角波や鋸波等の搬送波と比較することでスイッチング素子のオンオフを制御する。
ＰＷＭ制御では、一般に搬送波の周波数であるＰＷＭ周波数を高く設定するほど、言い換えれば周期を短くするほど制御性が向上する。例えば特許文献１には、搬送波の周波数を２０ｋＨｚ、周期を５０μｓとする例が開示されている。

特開２０１３−２１９９０５号公報

ＰＷＭ周波数を高くすると、単位時間あたりのスイッチング回数が増え、スイッチング損失が大きくなるというデメリットがある。ただし、通常駆動時には制御性を高めることのメリットを優先し、特許文献１に示される２０ｋＨｚ等の周波数が採用されている。
また、例えば車両の電動パワーステアリング装置に適用され操舵アシストトルクを生成するモータの制御装置では、特に運転者の近くに配置されるコラム取付式の場合、騒音として聞こえにくくするという静粛性の観点からも２０ｋＨｚ以上のＰＷＭ周波数を使用することが好ましい。

ところで、複数系統の電力変換器を備え、対応する複数組の巻線組への通電を制御する回転機の制御装置において、いずれかの系統の電力変換器又は巻線組が故障し、正常系統のみで回転機を駆動する状況を想定する。電動パワーステアリング装置の場合、走行中にいずれかの系統で故障が発生した後、正常系統のみで操舵トルクのアシスト機能を確保しつつ、ディーラ等まで退避走行する状況がこれに相当する。このような状況では、制御性や静粛性にも増して、正常系統の電力変換器におけるスイッチング損失を低減することにより電力効率を向上させ、発熱を抑制することが望まれる。

本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、複数系統の電力変換器を備え複数組の巻線組を有する回転機の駆動を制御する制御装置において、いずれかの系統の電力変換器又は巻線組で故障が発生したとき、正常系統の電力変換器におけるスイッチング損失を低減する制御装置を提供することである。

本発明は、操舵トルクをアシストする電動パワーステアリング装置において、複数組の巻線組を有する回転機の駆動を制御する制御装置であって、複数系統の電力変換器と、故障検出手段と、制御部とを備える。
複数系統の電力変換器は、ブリッジ接続された上下アームのスイッチング素子によって構成され、スイッチング動作により直流電力を変換して対応する巻線組に供給する。例えば、回転機が多相交流回転機の場合にはインバータが電力変換器に相当し、回転機が直流回転機の場合にはＨブリッジ回路が電力変換器に相当する。
故障検出手段は、電力変換器又は巻線組の故障を検出する。この故障には、ショート故障及びオープン故障のいずれも含まれる。
制御部は、ＰＷＭ制御によって電力変換器のスイッチング素子を操作することで、回転機の巻線組への通電を系統毎に制御する。
制御部は、ＰＷＭ搬送波の周波数であるＰＷＭ周波数を変更するＰＷＭ周波数変更手段を有する。

故障検出手段によって、いずれかの系統の電力変換器又は巻線組の故障が検出されたとき、制御部は、故障した系統の電力変換器への出力を停止し、且つ、正常系統の電力変換器について、全ての系統の電力変換器及び巻線組が正常である通常駆動時に比べ、スイッチング素子の単位時間あたりのスイッチング回数を減らすように制御するものである。
ＰＷＭ周波数変更手段は、正常系統の電力変換器について、操舵トルクによって判断される回転機の駆動負荷が高いほど、通常駆動時よりもＰＷＭ周波数を低下させる。操舵トルクは、回転機の駆動負荷と相関のあるパラメータである。
正常系統の電力変換器の単位時間あたりのスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を低減することで、スイッチング素子の発熱を抑制することができる。

ＰＷＭ周波数変更手段は、いずれかの系統の故障時に、正常系統の電力変換器について、例えば通常駆動時のＰＷＭ周波数２０ｋＨｚに対し、いずれかの系統が故障したときの正常系統の電力変換器におけるＰＷＭ周波数を通常駆動時の４分の１である５ｋＨｚに変更する。

ＰＷＭ周波数を、人間の可聴周波数である２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚに設定することで、故障が発生したことを運転者に知らせることができる。

また、通常駆動時にＰＷＭ制御での３相変調処理によって電力変換器のスイッチング素子を操作し、３相回転機の駆動を制御する制御装置では、故障検出手段によっていずれかの系統の電力変換器又は巻線組の故障が検出されたとき、ＰＷＭ周波数変更手段がＰＷＭ周波数を低下させる処理に加え、制御部は、上べた２相変調処理又は下べた２相変調処理を実行してもよい。

特許第５０４５７９９号公報等に開示されているように、「上べた２相変調処理」は、３相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号が所定の上限値となるように、最も大きい相の電圧指令信号から所定の上限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する処理である。また、「下べた２相変調処理」は、３相の電圧指令信号のうち最も小さい電圧指令信号が所定の下限値となるように、最も小さい相の電圧指令信号から所定の下限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する処理である。
通常駆動時の３相変調処理から２相変調処理に変更することで単位時間あたりのスイッチング回数を３分の２に低減しつつ、電力利用率を向上させることで、同じ電力を回転機に出力するためのスイッチング素子の発熱を抑制することができる。

また、制御部は、トルク指令等の所定の入力に基づいて、回転機の巻線組へ通電する電流についての電流指令値を演算する電流指令値演算手段を有し、故障検出手段によって、いずれかの系統の故障が検出されたとき、電流指令値演算手段は、正常系統の電流指令値について、入力に対する出力のゲインを低下させるようにしてもよい。
この処理は、正常系統のみで回転機を駆動する時は、基本的にディーラ等までの退避走行時に限られるという想定に基づく。これにより、スイッチング回数の低下によるスイッチング損失の低減効果と組み合わせ、スイッチング素子の発熱をさらに好適に防止することができる。

本発明の各実施形態によるモータ制御装置により制御される二系統インバータの回路模式図。本発明の各実施形態によるモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の概略構成図。本発明の第１実施形態によるモータ制御装置のブロック図。ＰＷＭ搬送波を示すタイムチャート。ＰＷＭ制御を説明するタイムチャート。本発明の第１実施形態によるＰＷＭ周波数変更処理を示すタイムチャート。素子温度とＰＷＭ周波数の関係を示す特性図。ＰＷＭ周波数と発熱量との関係を示すグラフ。本発明の第１実施形態による電流指令値演算手段が用いる一例のマップ。本発明の第２実施形態によるモータ制御装置の部分ブロック図。上べた二相変調処理を説明する説明図。下べた二相変調処理を説明する説明図。本発明の第３実施形態によるモータ制御装置に用いられるパルス波形図。

以下、本発明による回転機の制御装置を車両の電動パワーステアリング（ＥＰＳ）装置に適用した実施形態を図面に基づいて説明する。
初めに、各実施形態に共通の構成について、図１、図２を参照して説明する。

［共通の構成］
図２は、電動パワーステアリング装置１を備えたステアリングシステム９０の全体構成を示す。ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２には、操舵トルクを検出するためのトルクセンサ９４が設置されている。ステアリングシャフト９２の先端にはピニオンギア９６が設けられており、ピニオンギア９６はラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪９８が回転可能に連結されている。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によってラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の直線運動変位に応じた角度について一対の車輪９８が操舵される。

電動パワーステアリング装置１は、回転軸を回転させるアクチュエータ２、及び、回転軸の回転を減速してステアリングシャフト９２に伝達する減速ギア８９を含む。
アクチュエータ２は、操舵アシストトルクを発生する「回転機」としてのＥＰＳモータ８０と、モータ８０を駆動する「回転機の制御装置」としてのＥＰＳモータ制御装置１０（以下、適宜「モータ制御装置」という。）とから構成される。本実施形態のモータ８０は３相交流ブラシレスモータであり、減速ギア８９を正逆回転させる。
モータ制御装置１０は、制御部６５、及び、制御部６５の指令に従ってモータ８０への電力供給を制御する「電力変換器」としてのインバータ６０１、６０２を含む。

回転角センサ８５は、例えば、モータ８０側に設けられる磁気発生手段である磁石と、モータ制御装置１０側に設けられる磁気検出素子とによって構成され、モータ８０のロータ回転角θを検出する。
制御部６５は、トルク指令ｔｒｑ^*、回転角センサ８５からの回転角信号、フィードバック電流等に基づいて、インバータ６０１、６０２のスイッチングを操作し、モータ８０の通電を制御する。これにより、電動パワーステアリング装置１のアクチュエータ２は、ハンドル９１の操舵を補助するための操舵アシストトルクを発生し、ステアリングシャフト９２に伝達する。

詳しくは、図１に示すように、モータ８０は、２組の巻線組８０１、８０２を有する。第１巻線組８０１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線８１１〜８１３から構成されており、第２巻線組８０２は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線８２１〜８２３から構成されている。インバータ６０１は、第１巻線組８０１に対応して設けられており、インバータ６０２は、第２巻線組８０２に対応して設けられている。以下、インバータ、及び、そのインバータと対応する３相巻線組の組合せの単位を「系統」という。複数系統における各系統の電気的特性は同等であるものとする。また、系統毎の構成要素、物理量の符号について、第１系統の符号には末尾に「１」を付し、第２系統の符号には末尾に「２」を付す。

モータ制御装置１０は、電源リレー５２１、５２２、コンデンサ５３、インバータ６０１、６０２、電流センサ７０１、７０２、及び制御部６５等を備えている。
電源リレー５２１、５２２は、バッテリ５１からインバータ６０１、６０２への電力供給を系統毎に遮断可能である。
コンデンサ５３は、バッテリ５１と並列に接続され、電荷を蓄え、インバータ６０１、６０２への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。コンデンサ５３の電極間電圧Ｖｃは、後述するデューティ算出部３６１に取得される。

第１系統インバータ６０１は、第１巻線組８０１の各巻線８１１〜８１３への通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子６１１〜６１６がブリッジ接続されている。本実施形態のスイッチング素子６１１〜６１６は、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）である。以下、スイッチング素子６１１〜６１６をＭＯＳ６１１〜６１６という。

高電位側である上アームのＭＯＳ６１１〜６１３は、ドレインがバッテリ５１の正極側に接続されている。また、上アームのＭＯＳ６１１〜６１３のソースは、低電位側である下アームのＭＯＳ６１４〜６１６のドレインに接続されている。下アームのＭＯＳ６１４〜６１６のソースは、バッテリ５１の負極側に接続されている。上アームのＭＯＳ６１１〜６１３と下アームのＭＯＳ６１４〜６１６との接続点は、それぞれ、巻線８１１〜８１３の一端に接続されている。

電流センサ７０１は、インバータ６０１から巻線組８０１に通電される相電流を検出する。図１の例では３相の電流をそれぞれ検出しているが、他の例では、２相の電流を検出し、キルヒホッフの法則を用いて他の１相の電流を算出してもよい。
また、第１系統インバータ６０１の電源ラインとグランドラインとの間の所定分圧によって、入力電圧Ｖｒ１が検出される。
第２系統インバータ６０２についても、スイッチング素子（ＭＯＳ）６２１〜６２６、電流センサ７０２の構成、及び、入力電圧Ｖｒ２を検出する構成は、第１系統インバータ６０１と同様である。

制御部６５は、マイコン６７、駆動回路（プリドライバ）６８等で構成される。マイコン６７は、トルク信号、回転角信号等の入力信号に基づき、制御に係る各演算値を制御演算する。駆動回路は、ＭＯＳ６１１〜６１６、６２１〜６２６のゲートに接続され、マイコン６７の制御に基づいてスイッチング出力する。
特に本実施形態の制御部６５は、二系統のうちいずれか一系統が故障したとき、故障系統のインバータへの出力を停止し、且つ、正常系統のインバータへの出力について、特徴的な制御を実行する。その特徴的な制御について、以下に詳しく説明する。

［制御部の構成］
以下、二系統のインバータ６０１、６０２又は巻線組８０１、８０２のうち、いずれか一系統が故障したとき、正常系統のみの駆動でモータ８０の出力トルクを維持するための制御部６５の構成、及び、制御部６５が実行する処理について、実施形態毎に説明する。各実施形態で実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。

（第１実施形態）
第１実施形態のモータ制御装置について、図３〜図９を参照して説明する。
図３の制御ブロック図において、モータ制御装置１０のうち二点鎖線で囲んだ部分が制御部６５に該当する。つまり、インバータ６０１、６０２、電流センサ７０１、７０２、及び、故障検出手段７５１、７５２は、本発明で定義する「制御部」には含まれない。ただし、それは概念上の区別に過ぎず、現実の基板における電子素子が分離して配置されているということを意味するものではない。

全ての系統のインバータ及び巻線組が正常であるとき、つまり、二系統ならば第１系統と第２系統とのインバータ及び巻線組が共に正常であるときを「通常駆動時」という。
まず、通常駆動時について、代表として第１系統の構成を説明する。制御部６５は、周知の電流ベクトル制御を用いた電流フィードバック制御で、かつＰＷＭ制御によりモータ８０の通電を制御する。制御部６５は、第１系統について、電流指令値演算部１５１、３相２相変換部２５１、制御器３０１、２相３相変換部３５１、デューティ算出部３６１、及び搬送波比較部４０１を有している。図１との関係で言えば、デューティ算出部３６１までがマイコン６７に含まれ、搬送波比較部４０１が駆動回路６８に含まれる。

「電流指令値演算手段」としての電流指令値演算部１５１は、入力されたトルク指令ｔｒｑ^*に基づき、入力に所定のゲインを乗じて、出力であるｄｑ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｑ１^*を演算する。
３相２相変換部２５１は、回転角センサ８５からフィードバックされた回転角θに基づき、電流センサ７０１が検出した３相の相電流検出値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１をｄｑ軸電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１にｄｑ変換する。

制御器３０１は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｑ１^*とｄｑ軸電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１との電流偏差が入力され、この電流偏差を０にするように、ＰＩ（比例積分）制御演算等によって電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１を演算する。
２相３相変換部３５１は、回転角センサ８５からフィードバックされた回転角θに基づき、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１を３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に逆ｄｑ変換する。
デューティ算出部３６１は、３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、及びコンデンサ電圧Ｖｃに基づき、［％］単位の各相デューティ指令信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを算出する。各相デューティ指令信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗは、例えば振幅が略同一であり、位相が互いに１２０°ずれる正弦波信号として与えられる。

搬送波比較部４０１は、各相デューティ指令信号Ｄｕ、Ｄｖ、ＤｗとＰＷＭ搬送波とを比較することにより、各相ＭＯＳ６１１〜６１６のオン／オフ信号Ｕ＿Ｈ１、Ｕ＿Ｌ１、Ｖ＿Ｈ１、Ｖ＿Ｌ１、Ｗ＿Ｈ１、Ｗ＿Ｌ１を算出してインバータ６０１に出力する。
インバータ６０１は、オン／オフ信号によって各相ＭＯＳのスイッチングが操作され、指令された３相交流電圧がモータ８０に印加される。これにより、モータ８０は、所望のアシストトルクを生成する。
第２系統について、上記の構成は第１系統と同様である。

次に、二系統のうちいずれか一方のインバータ又は巻線組が故障した場合を想定する。
以下では、「第１系統が故障し、第２系統が正常である」場合を仮定する。そのため、図３において、本明細書での説明に用いる第１系統の故障検出手段７５１及び第２系統のＰＷＭ周波数変更手段４１２を実線で示し、本明細書での説明に用いない第２系統の故障検出手段７５２及び第１系統のＰＷＭ周波数変更手段４１１を破線で示す。

この故障には、ショート故障及びオープン故障が含まれる。
ショート故障とは、インバータ６０１又は巻線組８０１において、いずれかの配線間が非導通を意図する制御に反して導通状態となっている状態をいう。
インバータ６０１のショート故障は、各相上下アームのＭＯＳ６１１〜６１６のいずれかで、駆動回路６８からゲートにオフ信号が入力されているにもかわらず、ドレイン−ソース間が導通状態となる故障等である。また、巻線組８０１のショート故障は、いずれかの相の巻線と電源ラインとが天絡、或いは、いずれかの相の巻線とグランドラインとが地絡する故障である。

オープン故障とは、インバータ６０１又は巻線組８０１において、いずれかの配線間が導通を意図する制御に反して非導通状態となっている状態をいう。
インバータ６０１のオープン故障は、各相上下アームのＭＯＳ６１１〜６１６のいずれかで、駆動回路６８からゲートにオン信号が入力されているにもかわらず、ドレイン−ソース間が非導通状態となる故障等である。また、巻線組８０１のオープン故障は、いずれかの相の巻線、又は巻線と端子との接続部が断線（非接続）状態となる故障である。

故障検出手段７５１は、電流センサ７０１が検出した相電流検出値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、及びインバータ６０１の入力電圧Ｖｒ１等に基づいて、インバータ６０１又は巻線組８０１の故障を検出する。
故障検出手段７５１は、第１系統の故障を検出すると、インバータ６０１への出力を停止する。停止の方法としては、電流指令値演算部１５１が指令する電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｑ１^*を０としてもよい。また、駆動回路５８からＭＯＳ６１１〜６１６への駆動信号を全てオフしてもよい。或いは、すぐに再通電の可能性が無ければ、回路上でインバータ６０１の電源ラインに設けられる電源リレー５２１を遮断してもよい。

そして、制御部６５は、正常な第２系統のみでモータ８０の駆動を継続する。このように正常系統を動作させることで、一系統が故障したとき、操舵トルクのアシスト機能が完全に喪失することを防止することができる。
ところで、通常駆動時に二系統のインバータ６０１、６０２が生成していた出力を一系統のインバータ６０２で出力すると、ＭＯＳ６２１〜６２６に流れる電流が増加し発熱が大きくなることが予想される。仮に一系統での駆動時にも十分な耐熱性を確保しようとすると、低抵抗部品を使用したりヒートシンクを大型化したりする必要があり、製造コストが増大することとなる。

そこで本発明は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング損失に着目し、一系統駆動時にスイッチング損失を低減することで、ＭＯＳの発熱を低減することを目的とする。
ＰＷＭ制御において、ＰＷＭ搬送波の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という）を高くするほどスイッチング損失が増大する反面、制御性が向上することは周知である。また、特にコラム取付式のＥＰＳモータ制御装置１０では、運転者に作動音が聞こえないようにするという静粛性の要求から、人間の可聴領域の上限である２０ｋＨｚ以上の周波数が用いられている。

しかし、制御性や静粛性を優先するという価値観は、あくまで二系統が正常であるという前提の下でこそ尊重されるべきものである。このような従来の技術常識に対し、本発明では、二系統のうち一系統が故障し、残りの一系統でモータ駆動を継続せざるを得ないという状況に着目する。
このような状況では、制御性や静粛性にも増して、修理のためにディーラに行き着くまでの退避走行中にいかに操舵アシスト機能を確実に維持するかということが重要である。そこで、本実施形態では、通常駆動時に比べ、正常系統の一系統駆動時にＰＷＭ周波数を低下させることを特徴とする。

ここで、一般的なＰＷＭ制御について図４、図５を参照して説明する。
図４に示すように、デューティ指令信号Ｄは、振幅が略同一で、位相が互いに１２０°ずれた正弦波信号であるＵ相デューティ指令信号Ｄｕ、Ｖ相デューティ指令信号Ｄｖ及びＷ相デューティ指令信号Ｄｗから構成される。デューティ指令信号Ｄの最大値と最小値との平均値はデューティ約５０％に相当する。
また、本実施形態ではＰＷＭ搬送波Ｃとして三角波を用いる。なお他の実施形態では、ＰＷＭ搬送波として鋸波等を用いてもよい。ＰＷＭ搬送波Ｃは、デューティの下限値（＞０％）から上限値（＜１００％）までの間を等周期で往復する。

図５は、図４の領域Ｋを拡大し、ＰＷＭ搬送波Ｃとデューティ指令信号Ｄとの大小関係を模式的に示した説明図である。ＰＷＭ制御では、各相デューティ指令信号Ｄｕ、Ｄｖ、ＤｗとＰＷＭ搬送波Ｃとを比較し、各相の上下ＭＯＳのオン／オフ信号を生成する。
本実施形態の方式では、各相デューティ指令信号Ｄｕ、Ｄｖ、ＤｗがＰＷＭ搬送波Ｃを上回る区間において、上ＭＯＳがオンとなり、対応する下ＭＯＳがオフとなる。また、各相デューティ指令信号Ｄｕ、Ｄｖ、ＤｗがＰＷＭ搬送波Ｃを下回る区間において、上ＭＯＳがオフとなり、対応する下ＭＯＳがオンとなる。例えば区間ＫＶ１において、Ｕ相では上ＭＯＳがオン、下ＭＯＳがオフとなり、Ｖ相及びＷ相では、上ＭＯＳがオフ、下ＭＯＳがオンとなる。すなわち、区間ＫＶ１は、周知の「電圧ベクトルＶ１」の期間を示す。

図３に示すように、本実施形態では、故障検出手段７５１によって第１系統のインバータ６０１又は巻線組８０１の故障が検出されたとき、故障検出手段７５１から第２系統のＰＷＭ周波数変更手段４１２に故障が通知される。すると、ＰＷＭ周波数変更手段４１２は、搬送波比較部４０２に対し、ＰＷＭ周波数（ＰＷＭ搬送波Ｃの周波数）を低下させるように指令する。

つまり、図６に示すように、ＰＷＭ周波数変更手段４１２は、通常駆動時に対し一系統駆動時にはＰＷＭ周波数を低く、すなわちＰＷＭ周期を長く設定する。例えば通常駆動時のＰＷＭ周波数が２０ｋＨｚ、周期が５０μｓであるとすると、一系統駆動時のＰＷＭ周波数を５ｋＨｚ、周期を２００μｓに変更する。この例では、通常駆動時に対し一系統駆動時のＰＷＭ周波数が４分の１になり、周期が４倍になる。なお、図６では、左右の図においてこの比率を正確に図示していない。

例としてＵ相上ＭＯＳに対するオン／オフ信号を参照するように、ＰＷＭ周波数が低下すると、単位時間あたりのスイッチング回数も減る。このように本実施形態では、二系統のうちいずれか一系統のインバータ６０１又は巻線組８０１が故障し正常系統の一系統でモータ８０の駆動を継続するとき、ＰＷＭ周波数を低下させることを特徴とする。

また、本実施形態では、一系統駆動時に、正常系統の素子温度に応じて、詳しくは正常系統の素子温度が高いほど、ＰＷＭ周波数を低下させるようにしてもよい。正常系統の素子温度とは、主にインバータ６０２のＭＯＳ６２１〜６２６の温度をいう。素子温度は、基板に設置した温度センサから取得した検出温度でもよく、電流センサ７０２が検出した電流値からマップ等に基づいて推定した推定温度でもよい。

図７（ａ）〜（ｃ）に、正常系統の素子温度に対するＰＷＭ周波数の特性例を示す。
図７（ａ）に示す特性パターンは、素子温度Ｔｄがα１未満のときＰＷＭ周波数を通常駆動時とほぼ同じ２０ｋＨｚとし、素子温度がα１以上のときＰＷＭ周波数を５ｋＨｚとするように、単純に二段階に切り替えるパターンである。
図７（ｂ）に示す特性パターンは、素子温度Ｔｄがα１からα２に上昇するに従って、素子温度Ｔｄがα１未満では１５ｋＨｚ、α１からα２までは１０ｋＨｚ、α２以上では５ｋＨｚというように、ＰＷＭ周波数を段階的に低下させるパターンである。
図７（ｃ）に示す特性パターンは、素子温度がα１からα２に上昇するに従って、ＰＷＭ周波数を１５ｋＨｚから５ｋＨｚまで直線的に低下させるパターンである。

また、素子温度に代えて、「回転機の駆動負荷」が高いほど、ＰＷＭ周波数を低下させるようにしてもよい。回転機の駆動負荷は、正常系統の電流検出値、電流指令値、操舵トルク等、駆動負荷と相関のあるパラメータによって判断することができる。その場合、図７（ａ）〜（ｃ）の横軸の素子温度を各パラメータに置き換え、同様に種々の特性パターンによりＰＷＭ周波数を設定してよい。

さらに本実施形態では、図３に示すように、故障検出手段７５１は、第１系統の故障を検出すると第２系統の電流指令値演算部１５２に故障の発生を通知する。
そして、図８に示すように、電流指令値演算部１５２は、トルク指令ｔｒｑ^*の入力に対する電流指令値Ｉｄ^*２、Ｉｑ^*２の出力ゲインを通常（二系統）駆動時よりも低下させ、一系統駆動時にインバータ６０２に流れる電流を制限する。他の実施形態では、トルク指令ｔｒｑ^*以外に車速等を入力としてもよい。
なお、電流指令値の上限である最大電流制限値を設定する手段を別に有する構成のモータ制御装置では、故障検出手段７５１が第１系統の故障を検出したとき、第２系統の最大電流制限値を低下させるようにしてもよい。

（効果）
第１実施形態のモータ制御装置１０の効果について説明する。
（１）本実施形態では、二系統のうちいずれか一系統のインバータ６０１又は巻線組８０１が故障し正常系統のみでモータ８０の駆動を継続するとき、正常系統のＰＷＭ周波数変更手段４１２から搬送波比較部４０２への指令により、ＰＷＭ周波数を例えば２０ｋＨｚから５ｋＨｚへ低下させる。これにより、二系統でモータ８０を駆動する通常駆動時には制御性、静粛性を確保しつつ、一系統駆動時には、正常系統におけるインバータ６０２のスイッチング損失を減らすことができる。

図９は、ＰＷＭ周波数の変更によるＭＯＳ発熱量の低下を実測データに基づいて表したものである。ＭＯＳ発熱量は、オン状態において発生するオン抵抗損失（定常損失）と、スイッチング動作に伴って発生するスイッチング損失とによる。オン抵抗損失は負荷の出力によって一定であり、一方、スイッチング損失は、単位時間あたりのスイッチング回数を減らすことによって低減可能である。本実施形態では、ＰＷＭ周波数を４分の１にすることで、スイッチング損失が約４分の１になると推定される。

デューティ９３％相当の場合、図９の左側に示すようなイメージとなり、ＭＯＳ発熱量を例えば５％以上低減することができる。図９の右側に示すようにデューティ５０％相当の場合には、オン抵抗損失が小さくなりスイッチング損失の寄与度が相対的に大きくなるため、ＭＯＳ発熱量低減の効果がより大きくなる。
このように、スイッチング損失を低減することで、低抵抗部品の使用やヒートシンクの大型化をすることなく、制御装置の熱性能を向上させることができる。

（２）素子温度、又は、電流検出値、電流指令値、操舵トルク等のパラメータに応じてＰＷＭ周波数を低下させることで、発熱防止の必要性をより適確に反映させながら、スイッチング損失を適切に低減させることができる。

（３）低下後のＰＷＭ周波数を人間の可聴領域である２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ、好ましくは個人差を除いても多くの人が聴くことができる１０ｋＨｚ以下に設定することで、特にコラム取付式のＥＰＳモータ制御装置１０では運転者に作動音を聞かせ、故障の発生に気付かせることができる。すなわち、通常駆動時には静粛性を優先し、運転者に騒音を聞かせないように２０ｋＨｚのＰＷＭ周波数を採用している思想に反し、一系統故障時にはあえて騒音を発することで、早期の修理対応を喚起することができる。

（４）一系統のみでモータ８０を駆動する時は、基本的にディーラ等までの退避走行時に限られるという想定の下、本実施形態では、一系統駆動時に電流指令値演算部１５２がトルク指令入力に対する電流指令値の出力ゲインを低下させ、インバータ６０２に流れる電流を制限する。これにより、ＰＷＭ周波数の低下によるスイッチング損失の低減効果と組み合わせ、ＭＯＳの発熱をさらに好適に防止することができる。
なお、一系統駆動時に電流指令値の上限である最大電流制限値を低下させる構成においても同様の効果を奏する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について、図１０〜図１２を参照して説明する。
第２実施形態のモータ駆動装置１０は、通常駆動時にＰＷＭ制御での３相変調処理によってインバータ６０１、６０２のスイッチング素子６１１〜６１６、６２１〜６２６を操作し、３相交流モータ８０を制御することを前提とする。
図１０に、第２系統を例として示すように、制御部６５は、デューティ算出部３６２と搬送波比較部４０２との間に、「上べた２相変調処理」又は「下べた２相変調処理」を実行する２相変調処理部３８２を有している。２相変調処理部３８２は、デューティ算出部３６２が算出した各相デューティ指令信号（ここでは「電圧指令信号」ともいう）Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに２相変調処理を加え、搬送波比較部４０２に出力する。

「上べた２相変調処理」又は「下べた２相変調処理」は、特許第５０４５７９９号公報等に開示されている。
図１１に示すように、「上べた２相変調処理」は、３相の電圧指令信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗのうち最も大きい電圧指令信号が所定の上限値Ｓｍａｘとなるように、最も大きい相の電圧指令信号から所定の上限値Ｓｍａｘを差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する処理である。
また、図１２に示すように、「下べた２相変調処理」は、３相の電圧指令信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗのうち最も小さい電圧指令信号が所定の下限値Ｓｍｉｎとなるように、最も小さい相の電圧指令信号から所定の下限値Ｓｍｉｎを差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する処理である。

上べた／下べた２相変調処理は、基本波（ｓｉｎ波）に基づく指令デューティの平均値を操作することで電圧利用率を向上させることができる反面、３相電圧波形が歪むというデメリットがある。また、搬送波の山、谷のタイミングで電流センサが相電流を検出する構成では、デューティ上限値及び下限値の設定によっては検出時間を確保することができない場合がある。したがって、第２実施形態は、通常駆動時では上べた／下べた２相変調処理を実行せず、正常系統の一系統駆動時においてのみ上べた／下べた２相変調処理を実行する。

第２実施形態は、第１実施形態と組み合わせ、故障検出手段７５１が第１系統のインバータ６０１又は巻線組８０１の故障を検出したとき、第２系統のＰＷＭ周波数を低下させる処理と併せて、上べた／下べた２相変調処理を実行してもよい。
或いは、第１実施形態と組み合わせず、通常駆動時のＰＷＭ周波数のままで、上べた／下べた２相変調処理のみを実行してもよい。

第２実施形態では、通常駆動時の３相変調処理から上べた／下べた２相変調処理に変更することで、単位時間あたりのスイッチング回数を３分の２に低減することができる。また、上べた／下べた２相変調処理により電力利用率を向上させることで、同じ電力を回転機に出力するためのスイッチング素子６２１〜６２６の発熱を抑制することができる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態について、図１３を参照して説明する。
第３実施形態のモータ制御装置１０は、第１系統のインバータ６０１又は巻線組８０１の故障が検出され、第２系統のみでモータ８０を駆動するとき、ＰＷＭ制御でなくパルス波制御を用いてインバータ６０２のスイッチング動作を操作する。

パルス波制御は、特開２０１１−３５９９１号公報、特開２０１３−１６２６６０号公報等に開示されており、モータ８０の電気角に同期した出力電圧のパルス波形に基づいて、スイッチング素子の切替を操作する制御方法である。具体的には、変調率、電圧位相、所定期間におけるスイッチング回数に応じて、マップ等を参照して最適なパルス波形を選択する。
図１３には、特開２０１１−３５９９１号公報に開示された５次高調波成分を削除したパルス波形の例を示す。この例では電気（１／２）周期におけるスイッチング回数が７回に設定されている。このように、パルス波形の選択によってはスイッチング回数を非常に少なくすることもできるため、スイッチング損失の低減という観点では効果が大きい。

ただし、パルス波制御は、ＰＷＭ制御に比べて制御性が悪く、高調波や騒音の問題もあるため、ＥＰＳモータ制御における通常駆動時での使用にはデメリットもある。ただし、本発明で想定している正常系統の一系統駆動時においては使用の可能性が考えられる。
このように、本発明は、ＰＷＭ制御によりモータの通電を制御する制御装置に限らず、パルス波形による制御を実行する制御装置であっても、上記実施形態と同様の効果を奏することができる。

（その他の実施形態）
（ア）上記第１実施形態の回転機の制御装置は、「電力変換器」として複数系統のインバータを用いて３相交流モータの駆動を制御する制御装置に限らず、「電力変換器」として複数系統のＨブリッジ回路を用いて直流モータの駆動を制御する制御装置に適用してもよい。
また、上記第１、第３実施形態の回転機の制御装置は、３相に限らず、４相以上の多相交流モータに適用してもよい。

（イ）本発明における「複数系統の電力変換器（インバータ、Ｈブリッジ回路）」は、二系統に限らず三系統以上でもよい。複数系統のうち一系統以上が故障し、且つ、一系統以上の正常系統により駆動を継続する場合、各正常系統のＰＷＭ周波数等について上記実施形態と同様の構成を適用することができる。

（ウ）制御装置１０の具体的な構成は、上記実施形態の構成に限らない。例えばスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等であってもよい。
（エ）例えば二系統の巻線組に流す３相電流は、同位相に限らず、位相をずらすような構成としてもよい。

（オ）本発明の回転機の制御装置は、ＥＰＳモータ制御装置として適用されるものに限らず、電動パワーステアリング装置以外の車載装置や、車載装置以外の各種装置におけるモータ又は発電機の制御装置として適用されてもよい。

以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

１・・・電動パワーステアリング装置、
１０１〜１０３・・・ＥＰＳモータ制御装置（回転機の制御装置）、
６０１、６０２・・・インバータ（電力変換器）、
６１１〜６１６、６２１〜６２６・・・スイッチング素子、
６５１〜６５３・・・制御部、
７５１、７５２・・・故障検出手段、
８０・・・モータ（回転機）、
８０１、８０２・・・巻線組。

Claims

操舵トルクをアシストする電動パワーステアリング装置（１）において、複数組の巻線組（８０１、８０２）を有する回転機（８０）の駆動を制御する制御装置（１０）であって、
ブリッジ接続された上下アームのスイッチング素子（６１１〜６１６、６２１〜６２６）によって構成され、スイッチング動作により直流電力を変換し、対応する前記巻線組に供給する複数系統の電力変換器（６０１、６０２）と、
前記電力変換器又は前記巻線組の故障を検出する故障検出手段（７５１、７５２）と、
ＰＷＭ制御によって前記電力変換器のスイッチング素子を操作することで、前記回転機の前記巻線組への通電を系統毎に制御する制御部（６５）と、
を備え、
前記制御部は、ＰＷＭ搬送波の周波数であるＰＷＭ周波数を変更するＰＷＭ周波数変更手段（４１１、４１２）を有し、
前記故障検出手段によって、いずれかの系統の前記電力変換器又は前記巻線組の故障が検出されたとき、
前記制御部は、故障した系統の前記電力変換器への出力を停止し、且つ、正常系統の前記電力変換器について、全ての系統の前記電力変換器及び前記巻線組が正常である通常駆動時に比べ、前記スイッチング素子の単位時間あたりのスイッチング回数を減らすように制御するものであり、
前記ＰＷＭ周波数変更手段は、正常系統の前記電力変換器について、操舵トルクによって判断される前記回転機の駆動負荷が高いほど、前記通常駆動時よりもＰＷＭ周波数を低下させることを特徴とする回転機の制御装置。
前記故障検出手段によって、いずれかの系統の前記電力変換器又は前記巻線組の故障が検出されたとき、
前記ＰＷＭ周波数変更手段は、正常系統の前記電力変換器について、ＰＷＭ周波数を、人間の可聴周波数である２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚに設定することを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
前記通常駆動時にＰＷＭ制御での３相変調処理によって前記電力変換器のスイッチング素子を操作し、３相回転機の駆動を制御する請求項１または２に記載の回転機の制御装置であって、
前記故障検出手段によって、いずれかの系統の前記電力変換器又は前記巻線組の故障が検出されたとき、
前記制御部は、正常系統の前記電力変換器について、さらに、
３相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号が所定の上限値となるように、最も大きい相の電圧指令信号から前記所定の上限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する上べた２相変調処理、又は、
３相の電圧指令信号のうち最も小さい電圧指令信号が所定の下限値となるように、最も小さい相の電圧指令信号から前記所定の下限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する下べた２相変調処理を実行することを特徴とする回転機の制御装置。
前記制御部は、所定の入力に基づいて、前記回転機の前記巻線組へ通電する電流についての電流指令値を演算する電流指令値演算手段（１５１、１５２）を有し、
前記故障検出手段によって、いずれかの系統の前記電力変換器又は前記巻線組の故障が検出されたとき、
前記電流指令値演算手段は、正常系統の前記電流指令値について、前記入力に対する出力のゲインを低下させることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。