JP7221802B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、モータに電力を供給して駆動する電力変換装置に関するものである。
従来よりモータを駆動するための電力変換装置は、三相インバータ回路のＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するものであるが、永久磁石内蔵のロータ（回転子）の位置を推定する情報となる相電流を検出するために、直流電源とインバータ回路の間の直流電流を検出する電流検出器（シャント抵抗やホール素子）を一つ設け、この電流検出器が検出する直流電流とスイッチング素子のスイッチングタイミングからＵＶＷのうちの二相の相電流を検出し、最終的に各相の相電流を求めていた（例えば、特許文献１参照）。
また、近年ではスイッチング素子の損失と発熱を低減する目的で、このＰＷＭ制御部に二相変調と称される方式を適用した電力変換装置（インバータ装置）も提案されている。この二相変調方式の電力変換装置は、ＵＶＷの各相のうち何れか一相のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定し、他の二相のみＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させながら制御することにより、三相変調方式よりもスイッチング素子のスイッチング回数を減少させ、スイッチング損失と発熱量を減少させつつ、ＰＷＭ制御するものであった（例えば、特許文献２参照）。
特許第４７８８４１６号公報 特開平８－３４０６９１号公報
ここで、前記特許文献１ではＷ相の上アーム側のスイッチング素子がキャリア周期内の略全期間ＯＮされ、Ｖ相の上アーム側のスイッチング素子はＯＦＦされているときに、Ｕ相の上アーム側のスイッチング素子がＯＮされている期間が短くなって、電流検出器が電流を検出するために必要な最小時間よりも短くなり、二相分の相電流を検出できなくなった場合、二つのキャリア周期でのＵ相の上アーム側のスイッチング素子のＯＮ期間を一つのキャリア周期に集め、残りのキャリア周期では通電しない補正を行っていた（例えば、特許文献１の図１０（ｂ））。
しかしながら、上記のような補正を行った場合、Ｕ相のスイッチング素子を一つ置きのキャリア周期でスイッチングすることになるため、キャリア周波数は二分の一となる。一方、キャリア周波数は通常、可聴領域を外した値としているため、二分の一のキャリア周波数では騒音が生じてしまう問題があった。
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、モータが低回転となってインバータ回路に流れる直流電流を検出し難い状況となっても、騒音を生じること無く支障無く相電流を検出することができるようにした電力変換装置を提供するものである。
本発明の電力変換装置は、モータを駆動するインバータ回路と、このインバータ回路に流れる直流電流を検出する電流検出器と、この電流検出器が検出する電流値に基づいて、モータに印加する電圧指令値を演算する指令値演算部と、この指令値演算部が演算した電圧指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、このＰＷＭ信号生成部が生成したＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正部を備えたものであって、デューティ補正部は、特定のキャリア周期におけるインバータ回路のスイッチング素子のＯＮ期間に、他のキャリア周期での当該スイッチング素子のＯＮ期間の一部を移動して加算すること、又は、特定のキャリア周期におけるスイッチング素子のＯＦＦ期間に、他のキャリア周期での当該スイッチング素子のＯＦＦ期間の一部を移動して加算することで、特定のキャリア周期におけるスイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を、電流検出器によって電流を検出するために必要な最小時間以上とする補正を行うことを特徴とする。
請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明においてデューティ補正部は、特定のキャリア周期と他のキャリア周期でのデューティの和を、補正前と補正後で一致させることを特徴とする。
請求項３の発明の電力変換装置は、上記各発明においてデューティ補正部は、他のキャリア周期でのスイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を、出力可能な最小値とする補正を行うことを特徴とする。
請求項４の発明の電力変換装置は、上記各発明においてデューティ補正部は、特定のキャリア周期内の前半にスイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を設けることを特徴とする。
請求項５の発明の電力変換装置は、上記発明においてデューティ補正部は、他のキャリア周期内の後半にスイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を設けることを特徴とする。
請求項６の発明の電力変換装置は、上記各発明においてデューティ補正部は、モータの正規化した電圧指令値の二乗平均である電圧利用率が所定電圧利用率以下に低下した場合に、特定のキャリア周期及び他のキャリア周期におけるスイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間の補正を行うことを特徴とする。
請求項７の発明の電力変換装置は、上記各発明において指令値演算部は、モータに印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部を有し、ＰＷＭ信号生成部は、線間変調演算部が演算する二相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。
請求項８の発明の電力変換装置は、上記発明においてデューティ補正部は、インバータ回路の一相の上アーム側のスイッチング素子のＯＦＦ状態が固定され、他の二相の上アーム側のスイッチング素子のＯＮ期間が１キャリア周期内において前記最小時間より短い場合、又は、一相の上アーム側のスイッチング素子のＯＮ状態が固定され、他の二相の上アーム側のスイッチング素子のＯＦＦ期間が１キャリア周期内において前記最小時間より短い場合、特定のキャリア周期及び他のキャリア周期におけるスイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間の補正を行うことを特徴とする。
本発明によれば、モータを駆動するインバータ回路と、このインバータ回路に流れる直流電流を検出する電流検出器と、この電流検出器が検出する電流値に基づいて、モータに印加する電圧指令値を演算する指令値演算部と、この指令値演算部が演算した電圧指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、このＰＷＭ信号生成部が生成したＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正部を備えた電力変換装置において、デューティ補正部が、特定のキャリア周期におけるインバータ回路のスイッチング素子のＯＮ期間に、他のキャリア周期での当該スイッチング素子のＯＮ期間の一部を移動して加算すること、又は、特定のキャリア周期におけるスイッチング素子のＯＦＦ期間に、他のキャリア周期での当該スイッチング素子のＯＦＦ期間の一部を移動して加算することで、特定のキャリア周期におけるスイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を、電流検出器によって電流を検出するために必要な最小時間以上とする補正を行うようにしたので、例えば請求項７の発明の如き二相変調方式の電力変換装置において、請求項６の発明の如くモータの電圧利用率が低くなって、請求項８の発明の如く例えばインバータ回路の一相の上アーム側のスイッチング素子のＯＦＦ状態が固定され、他の二相の上アーム側のスイッチング素子のＯＮ期間が１キャリア周期内において前記最小時間より短くなった場合、又は、一相の上アーム側のスイッチング素子のＯＮ状態が固定され、他の二相の上アーム側のスイッチング素子のＯＦＦ期間が１キャリア周期内において前記最小時間より短くなった場合にも、特定のキャリア周期において電流検出器による電流検出のための最小時間以上のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を確保し、相電流を検出することができるようになる。
特に、デューティ補正部は、他のキャリア周期でのスイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間の一部を特定のキャリア周期の当該スイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間に加算するので、キャリア周波数が低下することによる騒音の発生も防止することができるようになる。
また、請求項２の発明によれば、上記発明に加えてデューティ補正部が、特定のキャリア周期と他のキャリア周期でのデューティの和を、補正前と補正後で一致させるようにしたので、モータの制御性の悪化も招くことなく、良質なモータ制御を実現することが可能となる。
この場合、請求項３の発明の如くデューティ補正部が、他のキャリア周期でのスイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を、出力可能な最小値とする補正を行うようにすれば、モータが低回転となっても特定のキャリア周期において電流検出器による電流検出のための最小時間以上のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を支障無く確保することができるようになる。
また、請求項４の発明の如くデューティ補正部が、特定のキャリア周期内の前半にスイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を設け、請求項５の発明の如く他のキャリア周期内の後半にスイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を設けるようにすれば、他の相とＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間の位相が重なることなく、特定のキャリア周期において相電流を容易に検出することができるようになるものである。
本発明の一実施例の電力変換装置の電気回路図である。 図１の電力変換装置を備えた一実施例の電動圧縮機の縦断側面図である。 図１の制御部の指令値演算部を構成する相電圧指令演算部が出力する三相変調電圧指令値とキャリア三角波、三相変調制御を行う場合のＰＷＭ波形及びＵＶ線間電圧を示す図である。 図１の制御部の指令値演算部を構成する線間変調演算部が出力する二相変調電圧指令値とキャリア三角波、ＰＷＭ信号生成部が出力するＰＷＭ波形及びＵＶ線間電圧を示す図である。 図１の制御部の指令値演算部を構成する線間変調演算部が出力する二相変調電圧指令値とキャリア三角波、ＰＷＭ信号生成部が出力するＰＷＭ波形及び線間電圧を示すもう一つの図である。 図５の枠Ｘ付近の拡大図である。 図１の制御部の指令値演算部を構成する線間変調演算部が出力する二相変調電圧指令値とキャリア三角波、デューティ補正部が出力する補正されたＰＷＭ波形及び線間電圧を示す図である。 図７の枠Ｘ付近の拡大図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。先ず、図２を参照しながら本発明の電力変換装置１を一体に備えた実施例の電動圧縮機（所謂インバータ一体型電動圧縮機）１６について説明する。尚、実施例の電動圧縮機１６は、ハイブリッド自動車、電気自動車等の車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものであり、車両に搭載された直流電源（バッテリ）２９から給電されて駆動されるものである。
（１）電動圧縮機１６の構成
図２において、電動圧縮機１６の金属製ハウジング２内は、当該ハウジング２の軸方向に交差する仕切壁３により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８が収容されている。この場合、モータ８はハウジング２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転する永久磁石内蔵型のロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）である。
仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。ハウジング２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４からハウジング２の圧縮機構収容部４内に作動流体である冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。
そして、この圧縮機構７で圧縮されて高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口よりハウジング２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。
そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８を駆動制御する本発明の電力変換装置１が収容される。この場合、電力変換装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。
（２）電力変換装置１の構造
実施例の場合、電力変換装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された６個のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと、基板１７の他面側に配線された制御部２１と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。
この場合、実施例では後述する三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８のＵ相インバータ１９Ｕの上アーム側のスイッチング素子１８Ａと下アーム側のスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アーム側のスイッチング素子１８Ｂと下アーム側のスイッチング素子１８Ｅ、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アーム側のスイッチング素子１８Ｃと下アーム側のスイッチング素子１８Ｆは二つずつそれぞれ並んだかたちとされ、この並んだ一組のスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄ、スイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅ、スイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが、基板１７の中心の周囲に放射状に配置されている。
また、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの端子部２２は、基板１７の中心側となった状態で基板１７に接続されている。そして、このように組み立てられた電力変換装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７は仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定されることになる。
このように電力変換装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に直接若しくは所定の絶縁熱伝導材を介して密着し、ハウジング２の仕切壁３と熱交換関係となる。そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３の厚みを介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。
（３）電力変換装置１の電気回路の構成
次に、図１において本発明の実施例の電力変換装置１は、前述した三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８と、制御部２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（バッテリ）２９の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ８のステータ９の電機子コイルに印加する回路である。このインバータ回路２８は、前述したＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗを有しており、各相インバータ１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ前述した上アーム側のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アーム側のスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。
そして、インバータ回路２８の上アーム側のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の正極側に接続されている。尚、平滑コンデンサ３２も基板１７に設けられて電力変換装置１を構成するものである。一方、インバータ回路２８の下アーム側のスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の負極側に接続されている。
そして、Ｕ相インバータ１９Ｕの上アーム側のスイッチング素子１８Ａと下アーム側のスイッチング素子１８Ｄとの間は、モータ８のＵ相の電機子コイルに接続され、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アーム側のスイッチング素子１８Ｂと下アーム側のスイッチング素子１８Ｅとの間は、モータ８のＶ相の電機子コイルに接続され、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アーム側のスイッチング素子１８Ｃと下アーム側のスイッチング素子１８Ｆとの間は、モータ８のＷ相の電機子コイルに接続されている。
また、直流電源２９とインバータ回路２８の間の母線には、インバータ回路２８に流れる直流電流を検出するための電流検出器３０が接続されている。この電流検出器３０は実施例ではマイナス側の母線に接続されているが、プラス側に接続してもよい。また、電流検出器３０はシャント抵抗やホール素子にて構成可能であるが、実施例ではシャント抵抗にて構成されているものとする。
（４）制御部２１の構成
次に、制御部２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８からＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗの各相電流を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。
この制御部２１は、相電流変換部３８と、相電圧指令演算部３３と、線間変調演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、デューティ補正部３９と、ゲートドライバ３７を有している。そして、相電圧指令演算部３３と線間変調演算部３４が本発明における指令値演算部３５を構成する。
（４－１）相電流変換部３８
相電流変換部３８は、電流検出器３０が検出する直流電流と各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングタイミングに基づいてモータ８のＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗの各相電流を検出する。
例えば、キャリア周期内でＵ相インバータ１９Ｕの上アーム側のスイッチング素子１８ＡがＯＮ、Ｖ相インバータ１９Ｖの下アーム側のスイッチング素子１８ＥとＷ相インバータ１９Ｗの下アーム側のスイッチング素子１８ＦがＯＮしている通電パターンでは、Ｕ相電流ｉｕはスイッチング素子１８Ａからモータ８のＵ相の電機子コイルに流れ、Ｖ相電流ｉｖはスイッチング素子１８Ｅに並列接続されたフライホイールダイオード３１からモータ８のＶ相の電機子コイルに流れ、Ｗ相電流ｉｗはモータ８のＷ相の電機子コイルからスイッチング素子１８Ｆに流れ出る。この場合、電流検出器３０にはＵ相電流ｉｕが流れて検出可能となる。
他方、キャリア周期内でＵ相インバータ１９Ｕの上アーム側のスイッチング素子１８ＡとＶ相インバータ１９Ｖの上アーム側のスイッチング素子１８ＢがＯＮ、Ｗ相インバータ１９Ｗの下アーム側のスイッチング素子１８ＦがＯＮしている通電パターンでは、Ｕ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖはスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂからそれぞれモータ８のＵ相とＶ相の電機子コイルに流れ、Ｗ相電流ｉｗはモータ８のＷ相の電機子コイルからスイッチング素子１８Ｆに流れ出る。この場合、電流検出器３０にはＷ相電流ｉｗが流れて検出可能となる。
このように求めたＵ相電流ｉｕとＷ相電流ｉｗから、残りのＶ相電流ｉｖは電機子コイルの中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用することで求められる。尚、相電流変換部３８には、電流検出器３０によって相電流を検出するために必要な最小時間Ｙが存在し、キャリア周期内で上アーム側のスイッチング素子１８Ａ～１８ＣのＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間がこの最小時間Ｙより短い場合には、検出は不可能となる。そして、相電流変換部３８が検出した相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは相電圧指令演算部３３に入力される。
（４－２）相電圧指令演算部３３（指令値演算部３５）
相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づいてモータ８の各相の電機子コイルに印加する三相変調電圧指令値Ｕ’（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ’（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ’（Ｗ相電圧指令値）を演算する。この三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’とは、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令値の直流電圧Ｖｄｃでの正規化後（－１～１に補正後）の値であり、図３に示す。
尚、図３には後述するＰＷＭ信号生成部３６で比較されるキャリア三角波も同時に示されている。実施例のキャリア三角波の周波数（キャリア周波数）は可聴域から外れた２０ｋＨｚとされている。このキャリア周波数が２０ｋＨｚより低い可聴域の周波数になると電動圧縮機１６から生じる音が騒音として認識されるためである。このキャリア周波数はまた、図３中に示されたＶｕはモータ８の三相変調制御を行う場合の後述するＰＷＭ信号（Ｕ相）であり、図３中のＵＶ線間電圧は同じく三相変調制御を行う場合の後述するＵ相－Ｖ相間の電位差である。
（４－３）線間変調演算部３４（指令値演算部３５）
線間変調演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、算出された三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’に基づき、二相変調電圧指令値Ｕ（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ（Ｗ相電圧指令値）を演算する。この線間変調演算部３４の動作については後に詳述する。
（４－４）ＰＷＭ信号生成部３６
ＰＷＭ信号生成部３６は、線間変調演算部３４により演算され、算出された二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗに基づき、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、キャリア三角波と大小を比較することにより発生させる。
（４－５）デューティ補正部３９
デューティ補正部３９は、線間変調演算部３４（指令値演算部３５）から出力される二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗを補正することで、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを補正してゲートドライバ３７に出力するものであるが、このデューティ補正部３９の動作についても後に詳述する。
（４－６）ゲートドライバ３７
ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されたＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌと、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧Ｖｖｕ、Ｖｖｌと、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧Ｖｗｕ、Ｖｗｌを発生させる。これらのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌは、所定時間におけるＯＮ状態の時間割合であるデューティ（上アーム側のスイッチング素子１８Ａ～１８ＣのＯＮ期間）にて表すことができる。
そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌに基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとトランジスタがＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとトランジスタがＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。
（４－７）線間変調演算部３４の動作
次に、図４を参照しながら制御部２１の指令値演算部３５を構成する線間変調演算部３４における二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの演算／算出動作について説明する。線間変調演算部３４が演算する二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗとは、モータ８の二相変調制御を行うための電圧指令値の直流電圧Ｖｄｃでの正規化後（－１～１に補正後）の値であり、一例が図４に示される。尚、図４にはＰＷＭ信号生成部３６で比較されるキャリア三角波も同時に示されている。また、図４中に示されたＶｕはモータ８の二相変調制御を行うためのＰＷＭ信号（Ｕ相）であり、図４中のＵＶ線間電圧は二相変調制御におけるＵ相－Ｖ相間の電位差である。
線間変調演算部３４は、相電圧指令演算部３３が算出した各相の三相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕ’と、Ｖ相電圧指令値Ｖ’と、Ｗ相電圧指令値Ｗ’を比較し、絶対値が最大となる相のスイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態をＯＮ又はＯＦＦ状態に固定させる二相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕと、Ｖ相電圧指令値Ｖと、Ｗ相電圧指令値Ｗを演算し、出力することにより、三相変調制御を行う場合に比して、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数を減少させる二相変調制御を実行する。
次に、その具体的な比較演算、固定相の決定制御について詳細に説明する。先ず、実施例の線間変調演算部３４は、上記の如く三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を比較する際、下記式（ｉ）～（ｉｉｉ）の如く各値を比較値Ｕ’ｃｏｍｐ、Ｖ’ｃｏｍｐ、Ｗ’ｃｏｍｐと置く。
Ｕ’ｃｏｍｐ＝Ｕ’ ・・・（ｉ）
Ｖ’ｃｏｍｐ＝Ｖ’ ・・・（ｉｉ）
Ｗ’ｃｏｍｐ＝Ｗ’ ・・・（ｉｉｉ）
次に、式（ｉｖ）、（ｖ）により、各比較値Ｕ’ｃｏｍｐ、Ｖ’ｃｏｍｐ、Ｗ’ｃｏｍｐを比較して、それらのうちの最大値Ｋ１と最小値Ｋ２を算出する。
Ｋ１＝ｍａｘ（Ｕ’ｃｏｍｐ、Ｖ’ｃｏｍｐ、Ｗ’ｃｏｍｐ） ・・・（ｉｖ）
Ｋ２＝ｍｉｎ（Ｕ’ｃｏｍｐ、Ｖ’ｃｏｍｐ、Ｗ’ｃｏｍｐ） ・・・（ｖ）
また、最大値Ｋ１が最小値Ｋ２の絶対値以上である場合、即ち、Ｋ１≧ａｂｓ（Ｋ２）である場合は最大値Ｋ１をＫ３とし、最小値Ｋ２の絶対値が最大値Ｋ１より大きい場合、即ち、Ｋ１＜ａｂｓ（Ｋ２）である場合は最小値Ｋ２をＫ３とする。
そして、Ｋ３が比較値Ｕ’ｃｏｍｐである場合、即ち、Ｋ３＝Ｕ’ｃｏｍｐである場合はＵ相電圧指令値Ｕ’をＫとする。また、Ｋ３が比較値Ｖ’ｃｏｍｐである場合、即ち、Ｋ３＝Ｖ’ｃｏｍｐである場合はＶ相電圧指令値Ｖ’をＫとし、Ｋ３が比較値Ｗ’ｃｏｍｐである場合、即ち、Ｋ３＝Ｗ’ｃｏｍｐである場合はＷ相電圧指令値Ｗ’をＫとする。
このようにＫを決定した後、下記式（ｖｉ）～（ｖｉｉｉ）を用いて二相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕと、Ｖ相電圧指令値Ｖと、Ｗ相電圧指令値Ｗを演算する。
Ｕ＝Ｕ’－Ｋ＋ｓｉｇｎ（Ｋ） ・・・（ｖｉ）
Ｖ＝Ｖ’－Ｋ＋ｓｉｇｎ（Ｋ） ・・・（ｖｉｉ）
Ｗ＝Ｗ’－Ｋ＋ｓｉｇｎ（Ｋ） ・・・（ｖｉｉｉ）
但し、ｓｉｇｎ（Ｋ）とは、Ｋが正の値のとき「１」となり、Ｋが負の値のときは「－１」となるものとする。また、各式（ｖｉ）～（ｖｉｉｉ）から三相変調制御と二相変調制御で線間電圧は変わらないことが分かる。
従って、Ｕ相電圧指令値Ｕ’がＫである場合、比較値Ｕ’ｃｏｍｐが最大値Ｋ１であるときは、Ｕ相電圧指令値Ｕは「１」となり、比較値Ｕ’ｃｏｍｐが最小値Ｋ２であるときは、Ｕ相電圧指令値Ｕは「－１」となる。これにより、Ｕ相電圧指令値Ｕ’がＫである期間、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、その分、スイッチング回数が減少することになる。
また、Ｖ相電圧指令値Ｖ’がＫである場合、比較値Ｖ’ｃｏｍｐが最大値Ｋ１であるときは、Ｖ相電圧指令値Ｖは「１」となり、比較値Ｖ’ｃｏｍｐが最小値Ｋ２であるときは、Ｖ相電圧指令値Ｖは「－１」となる。これにより、Ｖ相電圧指令値Ｖ’がＫである期間、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８ＥのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、その分、スイッチング回数が減少することになる。
また、Ｗ相電圧指令値Ｗ’がＫである場合、比較値Ｗ’ｃｏｍｐが最大値Ｋ１であるときは、Ｗ相電圧指令値Ｗは「１」となり、比較値Ｗ’ｃｏｍｐが最小値Ｋ２であるときは、Ｗ相電圧指令値Ｗは「－１」となる。これにより、Ｗ相電圧指令値Ｗ’がＫである期間、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、その分、スイッチング回数が減少することになる。
図４は線間変調演算部３４から出力されるＵ相電圧指令値Ｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖ、Ｗ相電圧指令値Ｗと、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＵ相のＰＷＭ信号Ｖｕと、ＵＶ線間電圧を示している。この図においてＵ相電圧指令値Ｕが「１」又は「－１」となっている期間、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ及び１８ＤのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、Ｖ相電圧指令値Ｖが「１」又は「－１」となっている期間、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ及び１８ＥのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定され、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態が固定される。
これにより、三相変調制御における各相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの一周期あたりのスイッチング回数の合計を、６／６（Ｕ相）＋６／６（Ｖ相）＋６／６（Ｗ相）＝１８／６と定義した場合、図４の如き二相変調制御では、各相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数は、何れも２／３まで低下し、４／６（Ｕ相）＋４／６（Ｖ相）＋４／６（Ｗ相）＝１２／６となる。従って、二相変調制御によれば、三相変調制御に比して各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆにおいて発生するスイッチング損失と、それよる発熱が抑制されることになる。
（４－８）デューティ補正部３９の動作
次に、図５～図８を参照しながらデューティ補正部３９によるＰＷＭ信号のキャリア周期内での補正動作について詳述する。図５は線間変調演算部３４が出力する二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗとキャリア三角波、ＰＷＭ信号生成部３６が出力するＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを示し、図６は図５中の枠Ｘ付近の拡大図を示している。
尚、図５～図８の例は、何れか一相の上アーム側のスイッチング素子をＯＦＦ状態に固定し、下アーム側のスイッチング素子をＯＮ状態に固定する二相変調制御である。
前述した如くＰＷＭ信号Ｖｕはインバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕの駆動指令信号であり、図５や図６に示された「１」のパルスの幅が１キャリア周期内でのデューティであり、上アーム側のスイッチング素子１８ＡのＯＮ期間となる。即ち、このデューティの間（「１」のパルスの幅）、上アーム側のスイッチング素子１８ＡがＯＮ、下アーム側のスイッチング素子１８ＤがＯＦＦされる。
また、ＰＷＭ信号ＶｖはＶ相インバータ１９Ｖの駆動指令信号であり、同様に図５や図６に示された「１」のパルスの幅が１キャリア周期内でのデューティであり、上アーム側のスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間となる。即ち、このデューティの間（「１」のパルスの幅）、上アーム側のスイッチング素子１８ＢがＯＮ、下アーム側のスイッチング素子１８ＥがＯＦＦされる。
更に、ＰＷＭ信号ＶｗはＷ相インバータ１９Ｗの駆動指令信号であり、同様に図５や図６に示された「１」のパルスの幅が１キャリア周期内でのデューティであり、上アーム側のスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間となる。即ち、このデューティの間（「１」のパルスの幅）、上アーム側のスイッチング素子１８ＣがＯＮ、下アーム側のスイッチング素子１８ＦがＯＦＦされる。
このような電力変換装置１において、モータ８の電圧利用率ｋＨが低下して来ると、例えば図５の枠Ｘ付近の領域では、図６に示される如くＵ相の上アーム側のスイッチング素子１８ＡがＯＦＦ状態、下アーム側のスイッチング素子１８ＤがＯＮ状態に固定され（「－１」）、Ｖ相の上アーム側のスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間（「１」）とＷ相の上アーム側のスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間（「１」）は極めて短くなってくる。ここで、電圧利用率ｋＨは各相の三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕ’、Ｖ相電圧指令値Ｖ’、Ｗ相電圧指令値Ｗ’で表すと下記式（ｉｘ）で表現できる。
ｋＨ＝√（Ｕ’2＋Ｖ’2＋Ｗ’2） ・・・（ｉｘ）
一方、前述した如く相電流変換部３８には、電流検出器３０によって相電流を検出するために必要な最小時間Ｙが存在するため、Ｕ相の上アーム側のスイッチング素子１８ＡがＯＦＦ状態に固定され、Ｖ相とＷ相の上アーム側のスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣのＯＮ期間で相電流を検出するときに、図６に示すように１キャリア周期内での上アーム側のスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣのＯＮ期間がこの最小時間Ｙより短い場合、Ｖ相とＷ相の相電流の検出が不可能となる。即ち、Ｕ相電流ｉｕは検出可能であるが、Ｖ相電流ｉｖとＷ相電流ｉｗが検出できないため、三相分の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出できない。
そこで、制御部２１のデューティ補正部３９は、実施例ではモータ８の電圧利用率ｋＨが所定電圧利用率ｋＨ１以下に低下した場合、図７、図８に示す如く線間変調演算部３４（指令値演算部３５）から出力される二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗを補正し、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを補正する。
即ち、図６や図８に示すＶ相の特定のキャリア周期Ｚ１のＶ相の上アーム側のスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間に、Ｖ相の他のキャリア周期Ｚ２のスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間の一部を移動して加算することで、Ｖ相の特定のキャリア周期Ｚ１のスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間（図８中にＰ１で示す）を、前述した最小時間Ｙ以上とする補正を行う。一方、Ｖ相のキャリア周期Ｚ２のスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間（図８中にＰ２で示す）は、出力可能な最小値とする。
この場合、デューティ補正部３９は、図８に示される補正後の２キャリア周期（Ｚ１～Ｚ２）でのスイッチング素子１８Ｂのデューティの和を、図６の補正前の２キャリア周期（Ｚ１～Ｚ２）でのスイッチング素子１８Ｂのデューティの和と一致させる。更に、デューティ補正部３９は、Ｖ相の特定のキャリア周期Ｚ１の前半にスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間を設け、Ｖ相の他のキャリア周期Ｚ２の後半にスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間を設ける。
また、Ｗ相に関しても、デューティ補正部３９はＷ相の特定のキャリア周期Ｚ２のＷ相の上アーム側のスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間に、Ｗ相の他のキャリア周期（Ｚ２の次のキャリア周期）のスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間の一部を移動して加算することで、Ｗ相の特定のキャリア周期Ｚ２のスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間（図８中にＰ３で示す）を、前述した最小時間Ｙ以上とする補正を行う。一方、Ｗ相の他のキャリア周期のスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間は、同様に出力可能な最小値とする。
この場合も同様に、デューティ補正部３９は、図８に示される補正後の２キャリア周期（Ｚ２と次の周期）でのスイッチング素子１８Ｃのデューティの和を、図６の補正前の２キャリア周期（Ｚ２と次の周期）でのスイッチング素子１８Ｃのデューティの和と一致させる。更に、デューティ補正部３９は、Ｗ相の特定のキャリア周期Ｚ２の前半にスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間を設け、Ｗ相の他のキャリア周期（Ｚ２の次の周期）の後半にスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間を設ける。
そして、以上の補正は図８に示されるように他のタイミング（特定のキャリア周期と他のキャリア周期の組）についても同様に実行される。尚、他のキャリア周期は一つに限らず、特定のキャリア周期に続く二つ以上（複数）のキャリア周期から、それらのＯＮ期間の一部ずつを特定のキャリア周期のＯＮ期間に移動するようにしてもよい。
これにより、相電流変換部３８は電流検出器３０により、キャリア周期Ｚ１ではＶ相電流ｉｖを検出でき、キャリア周期Ｚ２ではＷ相電流ｉｗを検出することができるようになり、最終的に三相分の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出することが可能となる。この場合、例えばキャリア周期Ｚ２でのスイッチング素子１８ＢのＯＮ期間とスイッチング素子１８ＣのＯＮ期間が重ならないので、Ｖ相電流ｉｖとＷ相電流ｉｗを支障無く検出することができるようになる。
また、図８から明らかな如くキャリア周期Ｚ１においてもスイッチング素子１８Ｃがスイッチングされ、キャリア周期Ｚ２においてもスイッチング素子１８Ｂはスイッチングされるので、キャリア周期は変化しない。
以上詳述した如く本発明では、制御部２１のデューティ補正部３９が、特定のキャリア周期（Ｖ相ではＺ１）におけるインバータ回路２８のスイッチング素子（Ｖ相では１８Ｂ）のＯＮ期間に、他のキャリア周期（Ｖ相ではＺ２）での当該スイッチング素子（Ｖ相では１８Ｂ）のＯＮ期間の一部を移動して加算することで、特定のキャリア周期（Ｖ相ではＺ１）におけるスイッチング素子（Ｖ相では１８Ｂ）のＯＮ期間を、電流検出器３０によって電流を検出するために必要な最小時間Ｙ以上とする補正を行うようにしたので、例えば実施例の如き二相変調方式の電力変換装置１において、実施例の如くモータ８の電圧利用率ｋＨが低くなって、実施例の如くインバータ回路２８のＵ相の上アーム側のスイッチング素子１８ＡのＯＦＦ状態が固定され、他の二相の上アーム側のスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣのＯＮ期間が１キャリア周期内において最小時間Ｙより短くなった場合にも、特定のキャリア周期（Ｖ相ではＺ１）において電流検出器３０による電流検出のための最小時間Ｙ以上のＯＮ期間を確保し、相電流（Ｖ相のキャリア周期Ｚ１ではｉｖ）を検出することができるようになる。
特に、デューティ補正部３９は、他のキャリア周期（Ｖ相ではＺ２）でのスイッチング素子（Ｖ相では１８Ｂ）のＯＮ期間の一部を特定のキャリア周期（Ｖ相ではＺ１）の当該スイッチング素子（１８Ｂ）のＯＮ期間に加算するので、キャリア周波数が低下することによる騒音の発生も防止することができるようになる。
また、実施例ではデューティ補正部３９が、特定のキャリア周期（Ｖ相ではＺ１）と他のキャリア周期（Ｖ相ではＺ２）でのデューティの和を、補正前と補正後で一致させるようにしたので、モータ８の制御性の悪化も招くことなく、良質なモータ制御を実現することが可能となる。
この場合、実施例ではデューティ補正部３９が、他のキャリア周期（Ｖ相ではＺ２）でのスイッチング素子（Ｖ相では１８Ｂ）の補正されたＯＮ期間を、出力可能な最小値とする補正を行うようにしたので、モータ８が低回転となっても特定のキャリア周期（Ｖ相ではＺ１）において電流検出器３０による電流検出のための最小時間Ｙ以上のＯＮ期間を支障無く確保することができるようになる。
また、実施例ではデューティ補正部３９が、特定のキャリア周期（Ｖ相ではＺ１）内の前半にスイッチング素子（Ｖ相では１８Ｂ）の補正されたＯＮ期間を設け、他のキャリア周期（Ｖ相ではＺ２）内の後半にスイッチング素子（Ｖ相では１８Ｂ）の補正されたＯＮ期間を設けるようにしているので、他の相とＯＮ期間の位相が重なることなく、特定のキャリア周期（Ｖ相ではＺ１、Ｗ相ではＺ２））において相電流ｉｖ、ｉｗを容易に検出することができるようになる。
尚、上述した実施例では特定のキャリア周期におけるインバータ回路２８のスイッチング素子のＯＮ期間に、他のキャリア周期での当該スイッチング素子のＯＮ期間の一部を移動して加算するようにしたが、一相のスイッチング素子がＯＮ状態に固定され、他の二相のスイッチング素子をスイッチングする場合には、特定のキャリア周期におけるスイッチング素子のＯＦＦ期間に、他のキャリア周期での当該スイッチング素子のＯＦＦ期間の一部を移動して加算することで、特定のキャリア周期におけるスイッチング素子のＯＦＦ期間を、電流検出器３０によって電流を検出するために必要な最小時間Ｙ以上とする補正を行うようにしてもよい。
また、実施例では一相のスイッチング素子をＯＦＦ状態に固定し、他の二相のスイッチング素子をスイッチングする二相変調方式の電力変換装置１で本発明を説明したが、それに限らず、一相のスイッチング素子をＯＮ状態とＯＦＦ状態に固定する方式でも本発明は有効である。
更に、請求項７、請求項８以外の発明では実施例の二相変調方式の電力変換装置１に限らず、三相変調方式の電力変換装置１でも有効である。その場合は、デューティ補正部が相電圧指令演算部３３が出力する三相変調電圧指令値Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を前述同様に補正することになる。
更にまた、実施例では電動圧縮機１６のモータ８を駆動制御する電力変換装置１に本発明を適用したが、それに限らず、各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。
１ 電力変換装置
８ モータ
１６ 電動圧縮機
１８Ａ～１８Ｆ スイッチング素子
１９Ｕ Ｕ相インバータ
１９Ｖ Ｖ相インバータ
１９Ｗ Ｗ相インバータ
２１ 制御部
２８ 三相インバータ回路
３０ 電流検出器
３３ 相電圧指令演算部
３４ 線間変調演算部
３５ 指令値演算部
３６ ＰＷＭ信号生成部
３７ ゲートドライバ
３８ 相電流変換部
３９ デューティ補正部

Claims (8)

  1. モータを駆動するインバータ回路と、
    該インバータ回路に流れる直流電流を検出する電流検出器と、
    該電流検出器が検出する電流値に基づいて、前記モータに印加する電圧指令値を演算する指令値演算部と、
    該指令値演算部が演算した前記電圧指令値に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
    該ＰＷＭ信号生成部が生成した前記ＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正部と、
    を備えた電力変換装置において、
    前記デューティ補正部は、
    特定のキャリア周期における前記インバータ回路のスイッチング素子のＯＮ期間に、他のキャリア周期での当該スイッチング素子のＯＮ期間の一部を移動して加算すること、又は、前記特定のキャリア周期における前記スイッチング素子のＯＦＦ期間に、前記他のキャリア周期での当該スイッチング素子のＯＦＦ期間の一部を移動して加算することで、前記特定のキャリア周期における前記スイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を、前記電流検出器によって電流を検出するために必要な最小時間以上とする補正を行うことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記デューティ補正部は、前記特定のキャリア周期と前記他のキャリア周期でのデューティの和を、補正前と補正後で一致させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記デューティ補正部は、前記他のキャリア周期での前記スイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を、出力可能な最小値とする補正を行うことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記デューティ補正部は、前記特定のキャリア周期内の前半に前記スイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を設けることを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  5. 前記デューティ補正部は、前記他のキャリア周期内の後半に前記スイッチング素子の補正されたＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間を設けることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記デューティ補正部は、前記モータの正規化した電圧指令値の二乗平均である電圧利用率が所定電圧利用率以下に低下した場合に、前記特定のキャリア周期及び他のキャリア周期における前記スイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間の補正を行うことを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  7. 前記指令値演算部は、
    前記モータに印加する三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部と、
    前記三相変調電圧指令値に基づき、前記インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部を有し、
    前記ＰＷＭ信号生成部は、前記線間変調演算部が演算する前記二相変調電圧指令値に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  8. 前記デューティ補正部は、前記インバータ回路の一相の上アーム側のスイッチング素子のＯＦＦ状態が固定され、他の二相の上アーム側のスイッチング素子のＯＮ期間が１キャリア周期内において前記最小時間より短い場合、又は、一相の上アーム側のスイッチング素子のＯＮ状態が固定され、他の二相の上アーム側のスイッチング素子のＯＦＦ期間が１キャリア周期内において前記最小時間より短い場合、前記特定のキャリア周期及び他のキャリア周期における前記スイッチング素子のＯＮ期間、又は、ＯＦＦ期間の補正を行うことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
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