JP5441862B2 - インバータ制御装置、圧縮機駆動装置、空気調和機 - Google Patents
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Description
この発明は、電動機を駆動するインバータ制御装置、およびそれを備えた圧縮機駆動装置、空気調和機に関するものである。
従来のインバータ制御装置においては、例えば、「交流電源の交流を直流に変換するコンバータと、このコンバータの出力を交流に変換して電動機へ印加するインバータと、前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段の検出結果に基づいて前記インバータを制御する制御手段と、を備えた電動機駆動装置において、前記制御手段は、前記電流検出手段によって検出された電流を静止座標系から回転座標系に変換する座標変換手段と、この座標変換手段の出力に基づいて前記電動機を安定に駆動するための第１の補償量と、前記インバータを駆動するインバータ周波数と前記交流電源の周波数との干渉により発生した電動機電流脈動を抑制するための第２の補償量とを生成し、前記第１の補償量と前記第２の補償量とを外部からの速度指令値に加算して前記電動機を速度制御する速度制御手段と、前記電流検出手段と前記速度制御手段の出力に基づいて前記インバータから電圧を出力することで前記電動機を駆動する」ものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
従来のインバータ制御装置は、前記座標変換手段の出力に基づいて前記電動機を安定に駆動するための第１の補償量と、前記インバータを駆動するインバータ周波数と前記交流電源の周波数との干渉により発生した電動機電流脈動を抑制するための第２の補償量とを外部からの速度指令値に加算して前記電動機を速度制御するようにしていた。
このため、インバータ周波数が低い領域で変調率が１を超える状態が発生する場合、電動機によっては前記第１の補償量と前記第２の補償量とが干渉して、電動機電流脈動を十分に抑制できず、最悪過電流遮断により運転を停止してしまう、という問題点があった。
このため、インバータ周波数が低い領域で変調率が１を超える状態が発生する場合、電動機によっては前記第１の補償量と前記第２の補償量とが干渉して、電動機電流脈動を十分に抑制できず、最悪過電流遮断により運転を停止してしまう、という問題点があった。
また、過電流遮断が発生しないときでも、このインバータ装置を空気調和機などの圧縮機駆動装置として適用すると、前記電動機電流脈動により騒音が発生する、という問題点があった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、インバータ周波数と交流電源の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制することができるインバータ制御装置、圧縮機駆動装置、および空気調和機を得るものである。
また、第２の目的は、誘起電圧定数の高い高効率な永久磁石型同期電動機をインバータ制御装置の負荷として使用する場合でも、前記電動機電流脈動による騒音を抑制することができるインバータ制御装置、圧縮機駆動装置、および空気調和機を得るものである。
また、第２の目的は、誘起電圧定数の高い高効率な永久磁石型同期電動機をインバータ制御装置の負荷として使用する場合でも、前記電動機電流脈動による騒音を抑制することができるインバータ制御装置、圧縮機駆動装置、および空気調和機を得るものである。
この発明に係るインバータ制御装置は、交流電源の交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、前記直流電力を交流電力に変換して電動機へ印加するインバータ主回路と、前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記直流電力の電圧を検出する電圧検出手段と、前記電流検出手段の検出結果、前記電圧検出手段の検出結果、および外部から与えられる速度指令に基づいて、前記インバータ主回路をＰＷＭ制御するインバータ制御部とを備え、前記インバータ制御部は、前記電動機に流れる電流、および前記速度指令に基づき、前記インバータ主回路を駆動するインバータ周波数を求め、少なくとも、前記電動機に流れる電流、前記速度指令、および前記インバータ周波数に基づき、前記インバータ主回路に出力させる出力電圧ベクトルを求め、前記出力電圧ベクトルに基づき、ＰＷＭ駆動信号を生成して前記インバータ主回路に出力し、前記インバータ周波数が、前記直流電力の電圧の交流成分の周波数以上の第１所定値より低い場合、前記出力電圧ベクトルの大きさを前記直流電力の電圧／（√２）で除算した値である変調率が１以下となるように、前記出力電圧ベクトルを制御し、前記インバータ周波数が、前記第１所定値より高い第２所定値以上の場合、前記変調率が、１より大きい制限値以下となるように、前記出力電圧ベクトルを制御するものである。
この発明は、インバータ周波数が所定値より低い場合、変調率が１以下となるように出力電圧ベクトルを制御するので、インバータ周波数と交流電源の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制することができる。
実施の形態１．
［全体構成］
図１はこの発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
図１に示すように、インバータ制御装置は、コンバータ回路２と、インバータ主回路３と、電流検出手段５ａ、５ｂと、電圧検出手段６と、インバータ制御部７とを備えている。
［全体構成］
図１はこの発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
図１に示すように、インバータ制御装置は、コンバータ回路２と、インバータ主回路３と、電流検出手段５ａ、５ｂと、電圧検出手段６と、インバータ制御部７とを備えている。
コンバータ回路２は、交流電源１と接続され、交流電源１の交流電力を直流電力に変換する。
コンバータ回路２は、例えば公知の技術である全波整流回路、倍電圧整流回路で構成される。
ここで、コンバータ回路２は、例えば特許第２７６３４７９号公報に記載されているように、インバータ主回路３に供給する直流電圧を昇圧することが可能な回路構成でも良い。また、前記直流電圧を昇降圧できるような回路構成を用いても良い。
コンバータ回路２は、例えば公知の技術である全波整流回路、倍電圧整流回路で構成される。
ここで、コンバータ回路２は、例えば特許第２７６３４７９号公報に記載されているように、インバータ主回路３に供給する直流電圧を昇圧することが可能な回路構成でも良い。また、前記直流電圧を昇降圧できるような回路構成を用いても良い。
インバータ主回路３は、コンバータ回路２が出力する直流電力を三相交流電力に変換する。このインバータ主回路３には三相の交流電動機４が接続され、インバータ主回路３から出力された三相交流電力により交流電動機４が駆動される。
インバータ主回路３は、絶縁ゲート入力を持つスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６、およびスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動する駆動回路３ａ〜３ｆにより構成される。例えば、インバータ主回路３はＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）により構成される。
インバータ主回路３は、絶縁ゲート入力を持つスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６、およびスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動する駆動回路３ａ〜３ｆにより構成される。例えば、インバータ主回路３はＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）により構成される。
交流電動機４は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる三相Ｙ形結線の固定子（図示せず）と、永久磁石回転子（図示せず）とから構成される。
なお、「交流電動機４」は、本発明における「電動機」に相当する。
なお、「交流電動機４」は、本発明における「電動機」に相当する。
電流検出手段５ａ、５ｂは、交流電動機４に流れる電流を検出する。
電流検出手段５ａは、前記交流電動機４のＵ相に流れる電流Ｉｕを検出し、電流検出手段５ｂは、前記交流電動機４のＷ相に流れる電流Ｉｗを検出する構成としている。
残りの１相の電流値（この場合、Ｉｖ：Ｖ相電流）は検出した２相の電流値から、「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」の関係から求めることができる。
ここでは、Ｕ相電流とＷ相電流を検出する構成としているが、他の２相の電流（例えば、Ｕ相電流とＶ相電流）を検出するようにしても良い。また、三相の電流すべてを検出するようにしても良い。
この電流検出手段５ａ、５ｂとしては、例えば直流電流も検出可能なＤＣＣＴや交流電流を検出可能なＡＣＣＴを用いることができる。
電流検出手段５ａは、前記交流電動機４のＵ相に流れる電流Ｉｕを検出し、電流検出手段５ｂは、前記交流電動機４のＷ相に流れる電流Ｉｗを検出する構成としている。
残りの１相の電流値（この場合、Ｉｖ：Ｖ相電流）は検出した２相の電流値から、「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」の関係から求めることができる。
ここでは、Ｕ相電流とＷ相電流を検出する構成としているが、他の２相の電流（例えば、Ｕ相電流とＶ相電流）を検出するようにしても良い。また、三相の電流すべてを検出するようにしても良い。
この電流検出手段５ａ、５ｂとしては、例えば直流電流も検出可能なＤＣＣＴや交流電流を検出可能なＡＣＣＴを用いることができる。
なお、電流検出手段５ａ、５ｂの代わりに、公知の技術であるコンバータ回路２の出力側に流れるＤＣリンク電流から交流電動機４の各相の電流を検出する方法（例えば、Y.Murai et al,"Three-Phase Current-Waveform-Detection on PWM Invertes from DC Link Current-Steps", Proceedings of IPEC-Yokohama 1995, pp.271-275, Yokohama,Japan, April 1995）を用いても良く、交流電動機４の各相の電流を検出できればどの方法を用いても良い。
電圧検出手段６は、コンバータ回路２の出力側である直流母線正側Ｐと負側Ｎとの間の直流電圧を検出する。
インバータ制御部７は、電流検出手段５ａ、５ｂの検出結果、電圧検出手段６の検出結果、並びに、外部から与えられる速度指令および磁束指令により、インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ制御するためのＰＷＭ駆動信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）を出力する。
ここで、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰは、インバータ主回路３の上アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の駆動信号となる。
また、ＰＷＭ駆動信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮは、インバータ主回路３の下アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれスイッチング素子ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６の駆動信号となる。
このインバータ制御部７は、例えばマイクロプロセッサにより実現することができる。
ここで、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰは、インバータ主回路３の上アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の駆動信号となる。
また、ＰＷＭ駆動信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮは、インバータ主回路３の下アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれスイッチング素子ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６の駆動信号となる。
このインバータ制御部７は、例えばマイクロプロセッサにより実現することができる。
［インバータ制御部７の構成］
続いて、インバータ制御部７の構成について説明する。
インバータ制御部７は、座標変換８と、速度制御器９と、積分器１０と、ベクトル演算１１と、フィルタ１２と、リミッタ１３と、変調率演算１４と、ＰＷＭ駆動信号生成１５とを備えている。
続いて、インバータ制御部７の構成について説明する。
インバータ制御部７は、座標変換８と、速度制御器９と、積分器１０と、ベクトル演算１１と、フィルタ１２と、リミッタ１３と、変調率演算１４と、ＰＷＭ駆動信号生成１５とを備えている。
座標変換８は、電流検出手段５ａ、５ｂの検出結果（Ｉｕ，Ｉｗ）を静止座標系から回転座標系（ｄ−ｑ軸）上のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換する。
速度制御器９は、外部から与えられる速度指令と前記ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑより前記交流電動機４を安定に駆動するための補償を行った速度制御値ｆ１を出力する。
ここで、速度制御値ｆ１は電気角周波数であり、インバータ主回路３を駆動するインバータ周波数に相当する。
なお、以下の説明では、速度制御値ｆ１とインバータ周波数とを混在して記載しているが同じ内容を意味する。
速度制御器９は、外部から与えられる速度指令と前記ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑより前記交流電動機４を安定に駆動するための補償を行った速度制御値ｆ１を出力する。
ここで、速度制御値ｆ１は電気角周波数であり、インバータ主回路３を駆動するインバータ周波数に相当する。
なお、以下の説明では、速度制御値ｆ１とインバータ周波数とを混在して記載しているが同じ内容を意味する。
積分器１０は、前記速度制御値ｆ１を積分して座標変換するための位相θを出力する。
ベクトル演算１１は、外部から与えられる磁束指令と、前記ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、速度制御値ｆ１と、位相θとにより、出力電圧ベクトルＶｓの大きさ｜Ｖｓ｜、および位相θｓを出力する。
ベクトル演算１１は、外部から与えられる磁束指令と、前記ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、速度制御値ｆ１と、位相θとにより、出力電圧ベクトルＶｓの大きさ｜Ｖｓ｜、および位相θｓを出力する。
フィルタ１２は、電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）をフィルタ処理してフィルタ値Ｖｄｃ＿ｆｉｌを出力する。
なお、「フィルタ値Ｖｄｃ＿ｆｉｌ」は、本発明における「直流電力の電圧の平均値」に相当する。
なお、「フィルタ値Ｖｄｃ＿ｆｉｌ」は、本発明における「直流電力の電圧の平均値」に相当する。
リミッタ１３は、前記速度制御値ｆ１が所定値より小さい（低い）ときに前記出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を、前記フィルタ値Ｖｄｃ＿ｆｉｌ／（√２）以下に制限する。詳細は後述する。
変調率演算１４は、前記リミッタ１３の出力Ｖｓ’と電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）より変調率Ｖｋを出力する。
ＰＷＭ駆動信号生成１５は、変調率Ｖｋと位相θｓより前記インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ制御するためのＰＷＭ駆動信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）を出力する。
ＰＷＭ駆動信号生成１５は、変調率Ｖｋと位相θｓより前記インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ制御するためのＰＷＭ駆動信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）を出力する。
［動作説明］
次にインバータ制御部７の動作について説明する。
座標変換８は、電流検出手段５ａ、５ｂの検出結果（Ｉｕ，Ｉｗ）を積分器１０の出力である位相θに基づき静止座標系から回転座標系（ｄ−ｑ軸）上のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換する。座標変換の方法は一般に公知の方法であるため、詳細説明は省略する。
速度制御器９は、外部から与えられる速度指令と前記ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑより前記交流電動機４を安定に駆動するための補償を行った速度制御値ｆ１を出力する。
例えば、出力トルク成分である前記ｑ軸電流の振幅とは逆位相の補償を行ったものを速度制御値ｆ１として出力する。
積分器１０は、前記速度制御値ｆ１を積分して座標変換するための位相θを出力する。
次にインバータ制御部７の動作について説明する。
座標変換８は、電流検出手段５ａ、５ｂの検出結果（Ｉｕ，Ｉｗ）を積分器１０の出力である位相θに基づき静止座標系から回転座標系（ｄ−ｑ軸）上のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換する。座標変換の方法は一般に公知の方法であるため、詳細説明は省略する。
速度制御器９は、外部から与えられる速度指令と前記ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑより前記交流電動機４を安定に駆動するための補償を行った速度制御値ｆ１を出力する。
例えば、出力トルク成分である前記ｑ軸電流の振幅とは逆位相の補償を行ったものを速度制御値ｆ１として出力する。
積分器１０は、前記速度制御値ｆ１を積分して座標変換するための位相θを出力する。
ベクトル演算１１は、外部から与えられる磁束指令と、前記ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、速度制御値ｆ１と、位相θとにより、出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜および位相θｓを算出する。
例えば、磁束指令と、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、および速度制御値ｆ１から、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを出力する技術としては特開２００７−６６６４号公報がある。
出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜および位相θｓは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、およびｑ軸電圧指令値Ｖｑから数式１を用いて求めることができる。
例えば、磁束指令と、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、および速度制御値ｆ１から、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを出力する技術としては特開２００７−６６６４号公報がある。
出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜および位相θｓは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、およびｑ軸電圧指令値Ｖｑから数式１を用いて求めることができる。
［数式１］
｜Ｖｓ｜＝√（Ｖｄ2＋Ｖｑ2）
θｓ＝θ＋ｔａｎ-1（Ｖｑ／Ｖｄ）
｜Ｖｓ｜＝√（Ｖｄ2＋Ｖｑ2）
θｓ＝θ＋ｔａｎ-1（Ｖｑ／Ｖｄ）
図２はベクトル演算１１の出力電圧ベクトルＶｓを示す図である。
図２において、Ｖ０〜Ｖ７は基本電圧ベクトルであり、インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の８つのスイッチング状態と対応する。
上アーム側のスイッチがＯＮ状態のときを「１」、ＯＦＦ状態のときを「０」とすると、基本電圧ベクトルの状態を（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３）で表すことができる。
例えば、基本電圧ベクトルＶ１は（１，０，０）、基本電圧ベクトルＶ２は（１，１，０）と表すことができる。
ここで、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の先端を結んだ６角形の範囲がＰＷＭ駆動信号として出力できる範囲（インバータ出力限界）である。
そして、前記６角形の内接円が変調率１の場合の出力電圧ベクトルの軌跡である。
つまり、変調率が１を超える場合には、出力電圧ベクトル通りにＰＷＭ駆動信号を出力できない領域が発生する。
図２において、Ｖ０〜Ｖ７は基本電圧ベクトルであり、インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の８つのスイッチング状態と対応する。
上アーム側のスイッチがＯＮ状態のときを「１」、ＯＦＦ状態のときを「０」とすると、基本電圧ベクトルの状態を（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３）で表すことができる。
例えば、基本電圧ベクトルＶ１は（１，０，０）、基本電圧ベクトルＶ２は（１，１，０）と表すことができる。
ここで、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の先端を結んだ６角形の範囲がＰＷＭ駆動信号として出力できる範囲（インバータ出力限界）である。
そして、前記６角形の内接円が変調率１の場合の出力電圧ベクトルの軌跡である。
つまり、変調率が１を超える場合には、出力電圧ベクトル通りにＰＷＭ駆動信号を出力できない領域が発生する。
フィルタ１２は、前記電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）を一次遅れフィルタ処理（例えば、フィルタ時定数＝５０ｍｓ）して、フィルタ値Ｖｄｃ＿ｆｉｌを出力する。
このフィルタ値Ｖｄｃ＿ｆｉｌは直流電圧Ｖｄｃの平均値に相当する値となる。
ここで、直流電圧Ｖｄｃの平均値に相当する値を求めるのに一次遅れフィルタ処理を用いているが、他の平均値算出方法を用いても良い。
このフィルタ値Ｖｄｃ＿ｆｉｌは直流電圧Ｖｄｃの平均値に相当する値となる。
ここで、直流電圧Ｖｄｃの平均値に相当する値を求めるのに一次遅れフィルタ処理を用いているが、他の平均値算出方法を用いても良い。
図３はフィルタ１２の入出力（Ｖｄｃ、Ｖｄｃ＿ｆｉｌ）波形を示す図である。
ここで、交流電源１が単相交流電源の場合は、直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分は交流電源１の周波数の２倍の成分が現れ、交流電源１が三相交流電源の場合は、直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分は交流電源１の周波数の６倍の成分が現れる。
ここで、交流電源１が単相交流電源の場合は、直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分は交流電源１の周波数の２倍の成分が現れ、交流電源１が三相交流電源の場合は、直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分は交流電源１の周波数の６倍の成分が現れる。
リミッタ１３は、速度制御値ｆ１（インバータ周波数）が所定値より低い場合、出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を、Ｖｄｃ＿ｆｉｌ／（√２）以下に制限し、その結果を電圧Ｖｓ’として出力する。
なお、前記所定値としては、直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分より高い周波数を設定する。つまり、交流電源１が単相交流電源の場合、前記所定値を交流電源１の周波数の２倍以上の値とする。また、交流電源１が三相交流電源の場合、前記所定値を交流電源１の周波数の６倍以上の値とする。
リミッタ１３の動作については後で詳細に説明する。
なお、前記所定値としては、直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分より高い周波数を設定する。つまり、交流電源１が単相交流電源の場合、前記所定値を交流電源１の周波数の２倍以上の値とする。また、交流電源１が三相交流電源の場合、前記所定値を交流電源１の周波数の６倍以上の値とする。
リミッタ１３の動作については後で詳細に説明する。
変調率演算１４は、リミッタ１３の出力Ｖｓ’と電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）より変調率Ｖｋを下記数式２により求める。
［数式２］
Ｖｋ＝Ｖｓ’／｛Ｖｄｃ／（√２）｝
Ｖｋ＝Ｖｓ’／｛Ｖｄｃ／（√２）｝
ＰＷＭ駆動信号生成１５は、変調率Ｖｋと位相θｓとにより、ＰＷＭ駆動信号を生成する。
出力電圧ベクトルからＰＷＭ駆動信号への生成は、公知の技術である空間ベクトルの概念（オーム社「パワーエレクトロニクス回路」電気学会半導体電力変換システム調査専門委員編、２０００年１１月発行、ｐ１７１〜ｐ１７４）を用いて実現できる。
そして、生成されたＰＷＭ駆動信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）より前記インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ制御することで、交流電動機４を駆動する。
出力電圧ベクトルからＰＷＭ駆動信号への生成は、公知の技術である空間ベクトルの概念（オーム社「パワーエレクトロニクス回路」電気学会半導体電力変換システム調査専門委員編、２０００年１１月発行、ｐ１７１〜ｐ１７４）を用いて実現できる。
そして、生成されたＰＷＭ駆動信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）より前記インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ制御することで、交流電動機４を駆動する。
［リミッタ１３の動作］
続いて、リミッタ１３の動作について詳細に説明する。
図４はリミッタ１３の速度制御値ｆ１と出力電圧制限値との関係を示す図である。
図４において、Ｖａは出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を制限する第１出力電圧制限値、Ｖｂは第２出力電圧制限値、ｆａ、ｆｂ（ｆａ≦ｆｂ）は制限電圧切替周波数である。
なお、「制限電圧切替周波数ｆａ」は、本発明における「所定値」に相当する。
続いて、リミッタ１３の動作について詳細に説明する。
図４はリミッタ１３の速度制御値ｆ１と出力電圧制限値との関係を示す図である。
図４において、Ｖａは出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を制限する第１出力電圧制限値、Ｖｂは第２出力電圧制限値、ｆａ、ｆｂ（ｆａ≦ｆｂ）は制限電圧切替周波数である。
なお、「制限電圧切替周波数ｆａ」は、本発明における「所定値」に相当する。
例えば、交流電源１が単相交流電源（周波数５０Ｈｚ）で、交流電動機４の極数が６極（ｐｐ：極対数＝３）の場合、第１出力電圧制限値Ｖａ、第２出力電圧制限値Ｖｂ、制限電圧切替周波数ｆａ、ｆｂを以下のように設定する。
Ｖａ＝Ｖｄｃ＿ｆｉｌ／（√２）−Ｖｘ［Ｖ］（例えば、Ｖｘ：調整電圧＝１０［Ｖ］）
Ｖｂ＝Ｖｄｃ＿ｆｉｌ／（√２）×α［Ｖ］（例えば、α＝１．５）
ｆａ＝１１５［Ｈｚ］
ｆｂ＝１３０［Ｈｚ］
Ｖａ＝Ｖｄｃ＿ｆｉｌ／（√２）−Ｖｘ［Ｖ］（例えば、Ｖｘ：調整電圧＝１０［Ｖ］）
Ｖｂ＝Ｖｄｃ＿ｆｉｌ／（√２）×α［Ｖ］（例えば、α＝１．５）
ｆａ＝１１５［Ｈｚ］
ｆｂ＝１３０［Ｈｚ］
前記交流電源１が単相交流電源（周波数５０Ｈｚ）、交流電動機４の極数が６極の条件では、インバータ周波数が１００［Ｈｚ］（機械角周波数では１００／ｐｐ≒３３．３［ｒｐｓ］）のときに直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分（＝交流電源１の周波数の２倍の成分）と同期する。
このため、この付近のインバータ周波数で変調率Ｖｋが１を超えていると、出力電圧ベクトル通りにＰＷＭ駆動信号を出力できない領域が位相的にわずかにずれながら発生することになる。そのため、電動機電流としてはインバータ周波数と交流電源１の周波数の２倍との差で電流脈動が発生することになる。
このため、この付近のインバータ周波数で変調率Ｖｋが１を超えていると、出力電圧ベクトル通りにＰＷＭ駆動信号を出力できない領域が位相的にわずかにずれながら発生することになる。そのため、電動機電流としてはインバータ周波数と交流電源１の周波数の２倍との差で電流脈動が発生することになる。
本実施の形態１では上記のように、インバータ周波数が制限電圧切替周波数ｆａ（１１５［Ｈｚ］）以下では、出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を第１出力電圧制限値Ｖａに制限している。つまり、変調率がほぼ１以下に収まるように出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を制限することで、制限した出力電圧ベクトル通りにＰＷＭ駆動信号を出力することが可能となる。
このため、前記電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）に基づくＰＷＭ駆動信号の補正が適切に行われる。
そのため、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制可能となる。
このため、前記電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）に基づくＰＷＭ駆動信号の補正が適切に行われる。
そのため、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制可能となる。
図５はリミッタなし時の電動機電流波形である。
図６はリミッタあり時の電動機電流波形である。
上記条件において、インバータ周波数が９９［Ｈｚ］でリミッタ１３がないとき（Ｖｋ平均値＝１．０５）の駆動電流波形を図５に示す。
また、同じ条件でリミッタ１３があるときの駆動電流波形を図６に示す。
図６はリミッタあり時の電動機電流波形である。
上記条件において、インバータ周波数が９９［Ｈｚ］でリミッタ１３がないとき（Ｖｋ平均値＝１．０５）の駆動電流波形を図５に示す。
また、同じ条件でリミッタ１３があるときの駆動電流波形を図６に示す。
図５では、｜インバータ周波数−交流電源１の周波数の２倍｜＝１［Ｈｚ］で電動機電流が脈動している。
一方、図６ではインバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制できている。
なお、図６では出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を制限しているため、電気角１周期当たりの電動機電流の振幅としてはリミッタ１３ありの方が増加することになる。
そのため、インバータ周波数が制限電圧切替周波数ｆａ以上の領域では出力電圧制限値を高くなるように設定している。
また、前記調整電圧Ｖｘは、リミッタ１３あり時の電動機電流ピーク値がリミッタ１３なし時の電動機電流ピーク値より小さくなるように設定するのが好ましい。
リミッタ１３あり時（図６）でもインバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を完全に抑制できていないのはそのためである。
一方、図６ではインバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制できている。
なお、図６では出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を制限しているため、電気角１周期当たりの電動機電流の振幅としてはリミッタ１３ありの方が増加することになる。
そのため、インバータ周波数が制限電圧切替周波数ｆａ以上の領域では出力電圧制限値を高くなるように設定している。
また、前記調整電圧Ｖｘは、リミッタ１３あり時の電動機電流ピーク値がリミッタ１３なし時の電動機電流ピーク値より小さくなるように設定するのが好ましい。
リミッタ１３あり時（図６）でもインバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を完全に抑制できていないのはそのためである。
なお、本実施の形態では、交流電源１が単相交流電源（周波数５０Ｈｚ）の場合について記載しているが、単相交流電源（周波数６０Ｈｚ）の場合についても同様に適用できることは言うまでもない。
なお、本実施の形態では、交流電源１が単相交流電源の場合について記載しているが、三相交流電源の場合についても同様に適用できることは言うまでもない。
例えば、交流電源１が三相交流電源（周波数５０Ｈｚ）で、交流電動機４の極数が６極（ｐｐ：極対数＝３）の場合、制限電圧切替周波数ｆａを、交流電源１の周波数の６倍以上の周波数（例えばｆａ＝３４５［Ｈｚ］）、制限電圧切替周波数ｆｂを、交流電源１の周波数の７．８倍の周波数（ｆｂ＝３９０［Ｈｚ］）に設定する。
例えば、交流電源１が三相交流電源（周波数５０Ｈｚ）で、交流電動機４の極数が６極（ｐｐ：極対数＝３）の場合、制限電圧切替周波数ｆａを、交流電源１の周波数の６倍以上の周波数（例えばｆａ＝３４５［Ｈｚ］）、制限電圧切替周波数ｆｂを、交流電源１の周波数の７．８倍の周波数（ｆｂ＝３９０［Ｈｚ］）に設定する。
なお、本実施の形態では、リミッタ１３により、インバータ周波数が所定値より低い場合は変調率がほぼ１以下になるように出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を制限しているが、コンバータ回路２の直流電圧Ｖｄｃも制御するとなお良い。
例えば、コンバータ回路２を昇圧コンバータにより構成し、インバータ制御部７は、インバータ周波数が所定値より低い場合、変調率Ｖｋが１以下となるように、コンバータ回路２を制御して、直流電力の電圧を制御する。
例えば、コンバータ回路２を昇圧コンバータにより構成し、インバータ制御部７は、インバータ周波数が所定値より低い場合、変調率Ｖｋが１以下となるように、コンバータ回路２を制御して、直流電力の電圧を制御する。
また、インバータ周波数が所定値より高い領域では、従来のインバータ制御装置（例えば、特許文献１）のように電動機を安定に駆動するための第１の補償量と、インバータ周波数と交流電源の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制するための第２の補償量とを外部からの速度指令値に加算して電動機を速度制御するようにしても良い。
以上のように本実施の形態においては、インバータ周波数が所定値より低い場合、変調率が１以下となるように出力電圧ベクトルを制御する。
このため、インバータ周波数が低い領域で変調率が１を超える状態が発生する場合でもインバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を電動機によらずに抑制可能とすることができる。
このため、インバータ周波数が低い領域で変調率が１を超える状態が発生する場合でもインバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を電動機によらずに抑制可能とすることができる。
また、本実施の形態において、インバータ制御部７は、インバータ周波数が所定値より低い場合、出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜を、フィルタ値Ｖｄｃ＿ｆｉｌ／（√２）以下に制限する。
このため、インバータ周波数が低い領域で変調率が１を超える状態が発生する場合でも、電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）に基づくインバータ主回路３を制御するためのＰＷＭ駆動信号の補正が適切に行われる。
よって、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を電動機によらずに抑制することができる。
このため、インバータ周波数が低い領域で変調率が１を超える状態が発生する場合でも、電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）に基づくインバータ主回路３を制御するためのＰＷＭ駆動信号の補正が適切に行われる。
よって、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を電動機によらずに抑制することができる。
実施の形態２．
図７はこの発明の実施の形態２におけるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
図７に示すように、本実施の形態におけるインバータ制御部７は、上記実施の形態１の構成（図１）に対し、フィルタ１２、リミッタ１３の代わりに、フィルタ１６、磁束指令補償１７が追加されている。
本実施の形態２におけるベクトル演算１１は、磁束指令補償１７により補償された磁束指令と、前記ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、速度制御値ｆ１と、位相θとにより、出力電圧ベクトルＶｓの大きさ｜Ｖｓ｜、および位相θｓを出力する。
また、本実施の形態２における変調率演算１４は、ベクトル演算１１から出力された出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜と、電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）とにより、変調率Ｖｋを出力する。
図７はこの発明の実施の形態２におけるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
図７に示すように、本実施の形態におけるインバータ制御部７は、上記実施の形態１の構成（図１）に対し、フィルタ１２、リミッタ１３の代わりに、フィルタ１６、磁束指令補償１７が追加されている。
本実施の形態２におけるベクトル演算１１は、磁束指令補償１７により補償された磁束指令と、前記ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、速度制御値ｆ１と、位相θとにより、出力電圧ベクトルＶｓの大きさ｜Ｖｓ｜、および位相θｓを出力する。
また、本実施の形態２における変調率演算１４は、ベクトル演算１１から出力された出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｓ｜と、電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）とにより、変調率Ｖｋを出力する。
フィルタ１６は、変調率演算１４から出力された変調率Ｖｋをフィルタ処理してフィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌを出力する。
なお、「フィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌ」は、本発明における「変調率の平均値」に相当する。
なお、「フィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌ」は、本発明における「変調率の平均値」に相当する。
磁束指令補償１７は、前記フィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌ、速度制御値ｆ１、および外部から与えられる磁束指令を入力し、補償した磁束指令値を出力する。
なお、その他の構成は上記実施の形態１と同様であり、同一部分には同一の符号を付する。
なお、本実施の形態における「ベクトル演算１１」は、本発明における「ベクトル演算部」に相当する。
なお、本実施の形態における「変調率演算１４」は、本発明における「変調率演算部」に相当する。
なお、本実施の形態における「磁束指令補償１７」は、本発明における「磁束指令補償部」に相当する。
なお、本実施の形態における「ベクトル演算１１」は、本発明における「ベクトル演算部」に相当する。
なお、本実施の形態における「変調率演算１４」は、本発明における「変調率演算部」に相当する。
なお、本実施の形態における「磁束指令補償１７」は、本発明における「磁束指令補償部」に相当する。
［フィルタ１６、磁束指令補償１７の動作］
続いて、フィルタ１６、磁束指令補償１７の動作について説明する。
フィルタ１６は、変調率演算１４から出力された変調率Ｖｋを一次遅れフィルタ処理（例えば、フィルタ時定数＝５０ｍｓ）して、フィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌを出力する。
このフィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌは変調率Ｖｋの平均値に相当する値となる。
ここで、変調率Ｖｋの平均値に相当する値を求めるのに一次遅れフィルタ処理を用いているが、他の平均値算出方法を用いても良い。
続いて、フィルタ１６、磁束指令補償１７の動作について説明する。
フィルタ１６は、変調率演算１４から出力された変調率Ｖｋを一次遅れフィルタ処理（例えば、フィルタ時定数＝５０ｍｓ）して、フィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌを出力する。
このフィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌは変調率Ｖｋの平均値に相当する値となる。
ここで、変調率Ｖｋの平均値に相当する値を求めるのに一次遅れフィルタ処理を用いているが、他の平均値算出方法を用いても良い。
磁束指令補償１７は、インバータ周波数（速度制御値ｆ１）が所定値より低い場合、フィルタ１６から出力された変調率の平均値（フィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌ）が１以下になるように、外部から与えられる磁束指令を補償した値を出力する。
なお、前記所定値としては、直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分より高い周波数を設定する。つまり、交流電源１が単相交流電源の場合、前記所定値を交流電源１の周波数の２倍以上の値とする。また、交流電源１が三相交流電源の場合、前記所定値を交流電源１の周波数の６倍以上の値とする。
なお、前記所定値としては、直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分より高い周波数を設定する。つまり、交流電源１が単相交流電源の場合、前記所定値を交流電源１の周波数の２倍以上の値とする。また、交流電源１が三相交流電源の場合、前記所定値を交流電源１の周波数の６倍以上の値とする。
図８は磁束指令補償１７の速度制御値ｆ１と変調率制限値との関係を示す図である。
図８において、Ｖｋａは第１変調率制限値、Ｖｋｂは第２変調率制限値、ｆｋａ、ｆｋｂ（ｆｋａ≦ｆｋｂ）は制限変調率切替周波数である。
なお、「制限変調率切替周波数ｆｋａ」は、本発明における「所定値」に相当する。
図８において、Ｖｋａは第１変調率制限値、Ｖｋｂは第２変調率制限値、ｆｋａ、ｆｋｂ（ｆｋａ≦ｆｋｂ）は制限変調率切替周波数である。
なお、「制限変調率切替周波数ｆｋａ」は、本発明における「所定値」に相当する。
例えば、交流電源１が単相交流電源（周波数５０Ｈｚ）で、交流電動機４の極数が６極（ｐｐ：極対数＝３）の場合、第１変調率制限値Ｖｋａ、第２変調率制限値Ｖｋｂ、制限変調率切替周波数ｆｋａ、ｆｋｂを以下のように設定する。
Ｖｋａ＝０．９５［−］
Ｖｋｂ＝１．５［−］
ｆｋａ＝１１５［Ｈｚ］
ｆｋｂ＝１３０［Ｈｚ］
Ｖｋａ＝０．９５［−］
Ｖｋｂ＝１．５［−］
ｆｋａ＝１１５［Ｈｚ］
ｆｋｂ＝１３０［Ｈｚ］
ここで、前記交流電源１が単相交流電源（周波数５０Ｈｚ）、交流電動機４の極数が６極の条件では、インバータ周波数が１００［Ｈｚ］（機械角周波数では１００／ｐｐ≒３３．３［ｒｐｓ］）のときに直流電圧ＶｄｃのＡＣ成分（＝交流電源１の周波数の２倍の成分）と同期する。
このため、この付近のインバータ周波数で変調率Ｖｋが１を超えていると、出力電圧ベクトル通りにＰＷＭ駆動信号を出力できない領域が位相的にわずかにずれながら発生することになる。そのため、電動機電流としてはインバータ周波数と交流電源１の周波数の２倍との差で電流脈動が発生することになる。
このため、この付近のインバータ周波数で変調率Ｖｋが１を超えていると、出力電圧ベクトル通りにＰＷＭ駆動信号を出力できない領域が位相的にわずかにずれながら発生することになる。そのため、電動機電流としてはインバータ周波数と交流電源１の周波数の２倍との差で電流脈動が発生することになる。
本実施の形態２では上記のように、インバータ周波数が制限変調率切替周波数ｆｋａ（１１５［Ｈｚ］）以下では、変調率の平均値が第１変調率制限値Ｖｋａとなるように制御している。つまり、変調率Ｖｋがほぼ１以下に収まるように磁束指令を補償するので、補償された出力電圧ベクトル通りにＰＷＭ駆動信号を出力することが可能となる。
このため、前記電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）に基づくＰＷＭ駆動信号の補正が適切に行われる。
そのため、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制可能となる。
このため、前記電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）に基づくＰＷＭ駆動信号の補正が適切に行われる。
そのため、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制可能となる。
本実施の形態２における電動機電流脈動抑制効果としては、上述した実施の形態１の図６とほぼ同等の結果が得られる。
なお、上記実施の形態１と同様に、変調率Ｖｋをほぼ１以下となるように制限しているため、電気角１周期当たりの電動機電流の振幅としては制限を実施した場合の方が増加することになる。
そのため、インバータ周波数が制限変調率切替周波数ｆｋａ以上の領域では変調率制限値を高くなるように設定している。
また、第１変調率制限値Ｖｋａは、磁束指令補償１７あり時の電動機電流ピーク値が磁束指令補償１７なし時の電動機電流ピーク値より小さくなるように設定するのが好ましい。
なお、上記実施の形態１と同様に、変調率Ｖｋをほぼ１以下となるように制限しているため、電気角１周期当たりの電動機電流の振幅としては制限を実施した場合の方が増加することになる。
そのため、インバータ周波数が制限変調率切替周波数ｆｋａ以上の領域では変調率制限値を高くなるように設定している。
また、第１変調率制限値Ｖｋａは、磁束指令補償１７あり時の電動機電流ピーク値が磁束指令補償１７なし時の電動機電流ピーク値より小さくなるように設定するのが好ましい。
なお、本実施の形態では、交流電源１が単相交流電源（周波数５０Ｈｚ）の場合について記載しているが、単相交流電源（周波数６０Ｈｚ）の場合についても同様に適用できることは言うまでもない。
なお、本実施の形態では、交流電源１が単相交流電源の場合について記載しているが、三相交流電源の場合についても同様に適用できることは言うまでもない。
例えば、交流電源１が三相交流電源（周波数５０Ｈｚ）で、交流電動機４の極数が６極（ｐｐ：極対数＝３）の場合、制限変調率切替周波数ｆｋａを、交流電源１の周波数の６倍以上の周波数（例えばｆｋａ＝３４５［Ｈｚ］）、制限変調率切替周波数ｆｋｂを、交流電源１の周波数の７．８倍の周波数（ｆｋｂ＝３９０［Ｈｚ］）に設定する。
例えば、交流電源１が三相交流電源（周波数５０Ｈｚ）で、交流電動機４の極数が６極（ｐｐ：極対数＝３）の場合、制限変調率切替周波数ｆｋａを、交流電源１の周波数の６倍以上の周波数（例えばｆｋａ＝３４５［Ｈｚ］）、制限変調率切替周波数ｆｋｂを、交流電源１の周波数の７．８倍の周波数（ｆｋｂ＝３９０［Ｈｚ］）に設定する。
なお、本実施の形態では、磁束指令補償１７によりインバータ周波数が所定値より低い場合は変調率がほぼ１以下になるように外部から与えられる磁束指令を補償するようにしているが、コンバータ回路２の直流電圧Ｖｄｃも制御するとなお良い。
例えば、コンバータ回路２を昇圧コンバータにより構成し、インバータ制御部７は、インバータ周波数が所定値より低い場合、変調率Ｖｋが１以下となるように、コンバータ回路２を制御して、直流電力の電圧を制御する。
例えば、コンバータ回路２を昇圧コンバータにより構成し、インバータ制御部７は、インバータ周波数が所定値より低い場合、変調率Ｖｋが１以下となるように、コンバータ回路２を制御して、直流電力の電圧を制御する。
また、磁束指令の代わりに同様な効果が得られる他の制御パラメータ（例えば、実施の形態１記載のｄ軸電圧指令値）を補償するように制御しても良い。
以上のように本実施の形態においては、インバータ周波数が所定値より低い場合、変調率の平均値（フィルタ値Ｖｋ＿ｆｉｌ）が１以下になるように出力電圧ベクトルを制御する。
このため、インバータ周波数が低い領域で変調率が１を超える状態が発生する場合でも、電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）に基づくインバータ主回路３を制御するためのＰＷＭ駆動信号の補正が適切に行われる。
よって、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を電動機によらずに抑制することができる。
このため、インバータ周波数が低い領域で変調率が１を超える状態が発生する場合でも、電圧検出手段６の検出結果（Ｖｄｃ）に基づくインバータ主回路３を制御するためのＰＷＭ駆動信号の補正が適切に行われる。
よって、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を電動機によらずに抑制することができる。
実施の形態３．
図９はこの発明の実施の形態３における空気調和機の構成を示す図である。
図９において、本実施の形態における空気調和機は、室外機３１０、室内機３２０を備える。室外機３１０には、図示しない冷媒回路に接続され冷凍を循環させる圧縮機３１１、図示しない熱交換機を送風する室外機用の送風機３１２を備えている。
圧縮機３１１、および送風機３１２には、例えば、誘起電圧定数の高い高効率な永久磁石型同期電動機（永久磁石三相電動機）が搭載されている。
そして、この圧縮機３１１および送風機３１２に搭載された永久磁石型同期電動機は、上述した実施の形態１または２のインバータ制御装置により駆動制御される。
なお、圧縮機３１１を駆動するインバータ制御装置は、本発明の「圧縮機駆動装置」に相当する。
図９はこの発明の実施の形態３における空気調和機の構成を示す図である。
図９において、本実施の形態における空気調和機は、室外機３１０、室内機３２０を備える。室外機３１０には、図示しない冷媒回路に接続され冷凍を循環させる圧縮機３１１、図示しない熱交換機を送風する室外機用の送風機３１２を備えている。
圧縮機３１１、および送風機３１２には、例えば、誘起電圧定数の高い高効率な永久磁石型同期電動機（永久磁石三相電動機）が搭載されている。
そして、この圧縮機３１１および送風機３１２に搭載された永久磁石型同期電動機は、上述した実施の形態１または２のインバータ制御装置により駆動制御される。
なお、圧縮機３１１を駆動するインバータ制御装置は、本発明の「圧縮機駆動装置」に相当する。
このような構成により永久磁石型同期電動機を運転させ、圧縮機３１１および送風機３１２を駆動する場合にも、上記実施の形態１および２と同様の効果が得られることは言うまでもない。
また、本実施の形態のように、誘起電圧定数の高い高効率な永久磁石型同期電動機をインバータ制御装置の負荷として使用する場合でも、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により発生する電動機電流脈動を抑制することができ、電動機電流脈動による騒音を抑制できる。
よって、電動機電流脈動による騒音を抑制可能な圧縮機駆動装置および空気調和機を得ることができる。
よって、電動機電流脈動による騒音を抑制可能な圧縮機駆動装置および空気調和機を得ることができる。
１ 交流電源、２ コンバータ回路、３ インバータ主回路、４ 交流電動機、５ａ 電流検出手段、５ｂ 電流検出手段、６ 電圧検出手段、７ インバータ制御部、８ 座標変換、９ 速度制御器、１０ 積分器、１１ ベクトル演算、１２ フィルタ、１３ リミッタ、１４ 変調率演算、１５ ＰＷＭ駆動信号生成、１６ フィルタ、１７ 磁束指令補償、３１０ 室外機、３１１ 圧縮機、３１２ 送風機、３２０ 室内機。
Claims (10)
- 交流電源の交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、
前記直流電力を交流電力に変換して電動機へ印加するインバータ主回路と、
前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記直流電力の電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電流検出手段の検出結果、前記電圧検出手段の検出結果、および外部から与えられる速度指令に基づいて、前記インバータ主回路をＰＷＭ制御するインバータ制御部と
を備え、
前記インバータ制御部は、
前記電動機に流れる電流、および前記速度指令に基づき、前記インバータ主回路を駆動するインバータ周波数を求め、
少なくとも、前記電動機に流れる電流、前記速度指令、および前記インバータ周波数に基づき、前記インバータ主回路に出力させる出力電圧ベクトルを求め、
前記出力電圧ベクトルに基づき、ＰＷＭ駆動信号を生成して前記インバータ主回路に出力し、
前記インバータ周波数が、前記直流電力の電圧の交流成分の周波数以上の第１所定値より低い場合、
前記出力電圧ベクトルの大きさを前記直流電力の電圧／（√２）で除算した値である変調率が１以下となるように、前記出力電圧ベクトルを制御し、
前記インバータ周波数が、前記第１所定値より高い第２所定値以上の場合、
前記変調率が、１より大きい制限値以下となるように、前記出力電圧ベクトルを制御する
ことを特徴とするインバータ制御装置。 - 前記インバータ制御部は、
前記インバータ周波数が前記第１所定値より低い場合、前記出力電圧ベクトルの大きさを、前記直流電力の電圧の平均値／（√２）以下に制限する
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。 - 前記インバータ制御部は、
前記電圧検出手段の検出結果をフィルタ処理し、前記直流電力の電圧の平均値を出力するフィルタと、
前記インバータ周波数が前記第１所定値より低い場合、前記出力電圧ベクトルの大きさを、前記直流電力の電圧の平均値／（√２）以下に制限するリミッタと
を備えたことを特徴とする請求項１または２記載のインバータ制御装置。 - 前記インバータ制御部は、
前記インバータ周波数が前記第１所定値より低い場合、前記変調率の平均値が１以下になるように前記出力電圧ベクトルを制御する
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。 - 前記インバータ制御部は、
外部から与えられる磁束指令を補償する磁束指令補償部と、
補償された前記磁束指令と、前記電動機に流れる電流と、前記インバータ周波数とにより、前記出力電圧ベクトルを出力するベクトル演算部と、
前記ベクトル演算部の出力と前記電圧検出手段の検出結果とにより、前記変調率を出力する変調率演算部と、
前記変調率演算部の出力をフィルタ処理し、前記変調率の平均値を出力するフィルタと
を備え、
前記磁束指令補償部は、
前記インバータ周波数が前記第１所定値より低い場合、前記フィルタから出力された前記変調率の平均値が１以下になるように前記磁束指令を補償する
ことを特徴とする請求項１または４記載のインバータ制御装置。 - 前記交流電源が単相交流電源の場合、前記第１所定値を前記交流電源の周波数の２倍以上、２．６倍未満の値とする
ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のインバータ制御装置。 - 前記交流電源が三相交流電源の場合、前記第１所定値を前記交流電源の周波数の６倍以上、７．８倍未満の値とする
ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のインバータ制御装置。 - 前記コンバータ回路は、変換した前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータにより構成され、
前記インバータ制御部は、
前記インバータ周波数が前記第１所定値より低い場合、前記変調率が１以下となるように、前記直流電力の電圧を制御する
ことを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載のインバータ制御装置。 - 請求項１〜８の何れか１項に記載のインバータ制御装置を備え、
前記電動機は、圧縮機に搭載された永久磁石電動機により構成された
ことを特徴とする圧縮機駆動装置。 - 請求項１〜８の何れか１項に記載のインバータ制御装置と、
前記電動機により駆動され、冷媒を循環させる圧縮機と
を備えたことを特徴とする空気調和機。
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|---|---|
| JP2012080749A JP2012080749A (ja) | 2012-04-19 |
| JP5441862B2 true JP5441862B2 (ja) | 2014-03-12 |
Family
ID=46240328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010226705A Active JP5441862B2 (ja) | 2010-10-06 | 2010-10-06 | インバータ制御装置、圧縮機駆動装置、空気調和機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5441862B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017022083A1 (ja) * | 2015-08-04 | 2017-02-09 | 三菱電機株式会社 | 同期電動機制御装置、圧縮機駆動装置、空気調和機及び同期電動機の制御方法 |
| CN106026845B (zh) * | 2016-06-21 | 2019-05-07 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种风机驱动装置、空调系统及其风机驱动方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4053968B2 (ja) * | 2003-11-25 | 2008-02-27 | 三菱電機株式会社 | 同期電動機駆動装置及び冷凍冷蔵庫及び空気調和機 |
| JP2007259607A (ja) * | 2006-03-24 | 2007-10-04 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電動機制御装置 |
| JP4776597B2 (ja) * | 2007-08-09 | 2011-09-21 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動装置および圧縮機駆動装置並びに圧縮機 |
| JP2009095099A (ja) * | 2007-10-04 | 2009-04-30 | Univ Of Ryukyus | 永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置 |
-
2010
- 2010-10-06 JP JP2010226705A patent/JP5441862B2/ja active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2012080749A (ja) | 2012-04-19 |
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| A977 | Report on retrieval |
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