JP2004023843A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】正弦波ＰＷＭ駆動、歪み正弦波駆動、矩形波駆動のいずれの駆動も可能で、且つ、電流制御の応答性が良好なモータ制御装置を提供する。
【解決手段】ｄｑ軸座標系での電流制御演算により、第１のｄ軸電圧指令値とｑ電圧指令値とを求める電流制御手段２と、交流モータ１１の回転角と、ｄ軸電圧指令値、及びｑ軸電圧指令値と、直流電源電圧と、に基づいて、ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値を演算する電圧制限値演算手段７と、ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値に基づいて、ｄ軸電圧指令値、及びｑ軸電圧指令値を、それぞれの上下限値の範囲内に制限し、第２のｄ軸電圧指令値、及び第２のｑ軸電圧指令値を求める電圧制限手段３と、を備え、ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値は、電力変換装置９が出力可能な８通りの基本電圧ベクトルのうち、零ベクトルを除く６個の電圧ベクトルで囲まれる範囲の、外周上の値とすることを特徴とする。
【選択図】　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータを制御するモータ制御装置に係り、特に、出力電圧を制限する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータ制御装置に関する従来技術として、特開平８−１９１６００号公報に記載されたものが知られている。
【０００３】
この従来例では、図５に示すように、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令の２乗和が一定（ｄｑ座標上で円）となるようにそれぞれの軸の電圧を制限し、これに連動して電流制御演算の積分を中止することにより、電流の制御性・応答性を改善する方法について開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図２、従来におけるモータ制御装置にて用いられるインバータの、出力電圧範囲を示す説明図である。３相インバータの出力電圧範囲は、モータの駆動方法により異なる。インバータのハードウエア的な制限で決まる出力電圧範囲は、同図に示す６角形の内側となる。更に、正弦波ＰＷＭで駆動する場合においては、その出力電圧範囲は図２に示す６角形に内接する円の内側となる。
【０００５】
ところで、正弦波ＰＷＭ駆動を行なうという制約を外した場合には、より大きな電圧を出力することが可能である。即ち、図２の６角形とその内接円に囲まれた領域をも使用すれば、より基本波成分が大きい電圧を出力することができる。
【０００６】
この領域を使用する駆動方法として、過変調領域をも使用するＰＷＭ駆動（以下、歪み正弦波ＰＷＭ駆動という）や矩形波駆動が知られている。このような駆動方法は、近年のモータの高回転化・高出力化に対応して必要な駆動方法となりつつある。
【０００７】
しかしながら、従来例の方法ではｄｑ座標系で上記電圧６角形の内接円の内側の範囲内に電圧を制限していたので、このような駆動方法を実現することはできないという問題点があった。
【０００８】
本発明はこのような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、正弦波ＰＷＭ駆動、歪み正弦波駆動、矩形波駆動のいずれの駆動も可能で、且つ、電流制御の応答性が良好なモータ制御装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、ｄｑ軸座標系で電圧指令を生成し、その電圧指令に基づいた電圧を電力変換装置に生成させることでモータを駆動するモータ制御装置において、前記ｄｑ軸座標系での電流制御演算により、第１のｄ軸電圧指令値と第１のｑ電圧指令値とを求める電流制御手段と、前記モータの回転角と、前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値と、直流電源電圧と、に基づいて、ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値を演算するｄｑ軸電圧制限値演算手段と、前記ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値に基づいて、前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値を、それぞれの上下限値の範囲内に制限し、第２のｄ軸電圧指令値、及び第２のｑ軸電圧指令値を求める電圧制限手段と、を備え、前記ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値は、前記電力変換装置が出力可能な８通りの基本電圧ベクトルのうち、零ベクトルを除く６個の電圧ベクトルで囲まれる範囲の、外周上の値とすることを特徴とする。
【００１０】
【発明の効果】
本発明によれば、電圧変換装置が出力可能な、８通りの基本電圧ベクトルのうち、零ベクトルを除く６個のベクトルで囲まれる範囲の、外周上の値を、ｄ軸上下限電圧、及びｑ軸上下限電圧としているので、正弦波駆動の場合、歪み正弦波駆動の場合、或いは矩形波駆動の場合の、いずれの駆動方法を用いた場合であっても、最適な電圧の制御を可能とすることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の第１の実施形態（請求項１，６に対応）に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【００１２】
同図に示すように、このモータ制御装置１００は、トルク制御手段１と、電流制御手段２と、電圧制限手段３と、ｄｑ／３相変換手段４と、ＰＷＭ生成手段５と、３相／ｄｑ変換手段６と、電圧制限値演算手段７と、位相・速度演算手段８と、電力変換手段９と、交流モータ１１と、交流モータ１１の相電流を検出する電流センサ１０と、交流モータ１１の回転角を検出する回転位置センサ１２と、を有している。
【００１３】
トルク制御手段１は、トルク指令Ｔｅ＊と交流モータ１１の回転速度Ｗｅとから、トルク指令値Ｔｅ＊に一致するトルクを出力するためのｄ軸（磁束成分）電流とｑ軸（トルク成分）電流を計算する。また、回転速度Ｗｅに応じて、効率を最大にするｄ軸電流、ｑ軸電流の指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を演算する。
【００１４】
３相／ｄｑ変換手段６は、交流モータ１１の相電流ｉｕ、ｉｖを、ロータの電気的回転角θｅに同期して回転する座標系であるｄｑ座標系の物理量ｉｄ、ｉｑに変換する。
【００１５】
電流制御手段２は、トルク制御手段１より出力されるｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊と、３相／ｄｑ変換手段６で演算されたｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑとの偏差に基づいて、それぞれの軸の電圧指令ｖｄ＊（第１のｄ軸電圧指令値）、ｖｑ＊（第１のｑ軸電圧指令値）を演算する。
【００１６】
電圧制限値演算手段７は、これらの電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊と、位相・速度演算手段８で計算されたモータ回転位相θｅとに基づいて、ｄ軸電圧上下限値、ｑ軸電圧上下限値を計算する。
【００１７】
電圧制限手段３は、電流制御手段２より出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を、電圧制限値演算手段７より出力されるｄ軸電圧上下限値、ｑ軸電圧上下限値の範囲内に制限し、最終的な電圧指令ｖｄｏ＊（第２のｄ軸電圧指令値）、ｖｑｏ＊（第２のｑ軸電圧指令値）を生成する。
【００１８】
ｄｑ／３相変換手段４は、ｄｑ座標系の電圧指令ｖｄｏ＊、ｖｑｏ＊を３相座標系の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。
【００１９】
位相・速度演算手段８は、交流モータ１１の回転角θｍに基づいて、該交流モータ１１の回転速度ωｅ、電気的回転位相θｅを演算する。電気的回転位相θｅは、ｄｑ／３相変換手段４と３相／ｄｑ変換手段６で使用される。
【００２０】
ＰＷＭ生成手段５は、ｄｑ／３相変換手段４より出力される３相の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。
【００２１】
電力変換手段９は、ＰＷＭ生成手段５より出力されるＰＷＭ信号に基づいて、バッテリ１３より出力される直流電圧を交流電圧に変換し、交流モータ１１に印加する。
【００２２】
本実施形態において、電流制御手段２、電圧制限手段３、及び電圧制限値演算手段７が特徴となる構成要素である。以下、図３を参照しながら、これらの構成要素を詳細に説明する。
【００２３】
電流制御手段２は、ｄ軸電流成分とｑ軸電流成分をそれぞれ比例積分制御する機能を有している。これらの積分機能は、電圧制限手段３より出力される積分停止信号により、積分の停止・実行を行なう。
【００２４】
電圧制限値演算手段７は、電圧位相演算手段７−１と、電圧６角形電圧値演算手段７−２と、電圧上下限値演算手段（ｄｑ軸電圧制限値演算手段）７−３と、を有している。
【００２５】
次に、上述のように構成された本実施形態の動作について説明する。まず、電圧位相演算手段７−１では、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊より、電圧指令ベクトルＶ＊とｄ軸とのなす角度γを求める。次いで、角度γと回転子の回転角θｅとの和（γ＋θｅ）を求める。
【００２６】
この和（γ＋θｅ）が、電圧指令ベクトルとＵ相軸とのなす角度となる。この角度をπ／３周期ごとにリセットされるように処理して得られる角度を、角度θｖとする。
【００２７】
電圧６角形電圧値演算手段７−２では、角度θｖに基づき、以下に示す演算を行なう。
【００２８】
図１２は、電圧指令ベクトルＶ＊が、電圧基本ベクトルＶ１とＶ２との間にある場合（０＜θｅ＜π／３）の位相と電圧との関係を示す説明図である。なお、これ以外の位相にある場合も考え方は全く同じである。
【００２９】
同図において、電圧指令ベクトルＶ＊或いはその延長線が電圧６角形と交わる点と、原点とを結んだ電圧制限ベクトルＶｌｉｍを求め、この電圧制限ベクトルＶｌｉｍをｄ軸に投影した成分をｄ軸電圧制限値ｖｄ＿ｌｉｍとし、ｑ軸に投影した成分をｑ軸電圧制限値ｖｑ＿ｌｉｍとする。この値は、幾何学的な関係より、次の、（１）、（２）式に示す関係となる（図３の電圧６角形電圧値演算手段７−２参照）。
【００３０】
Ｖｄ＿ｌｉｍ＝Ｋ・Ｖｄｃ｛ｃｏｓγ／ｓｉｎ（２π／３−θｖ）｝　・・・（１）
Ｖｑ＿ｌｉｍ＝Ｋ・Ｖｄｃ｛ｓｉｎγ／ｓｉｎ（２π／３−θｖ）｝　・・・（２）
但し、
Ｋ＝　ｓｑｒｔ（２／３）・ｓｉｎ（π／３）　［Ｖｄ≧０］
Ｋ＝−ｓｑｒｔ（２／３）・ｓｉｎ（π／３）　［Ｖｄ＜０］
ここで、Ｖｄｃは、図１に示したバッテリ１３の電圧である。
【００３１】
電圧上下限値演算手段７−３では、電圧６角形電圧値演算手段７−２で演算したｄｑ軸制限値、及びその正負に基づいて、以下に示す（３）〜（６）式により、ｄ軸上下限値ｖｄ＿ｍａｘ、ｖｄ＿ｍｉｎ、ｑ軸上下限値ｖｑ＿ｍａｘ、ｖｑ＿ｍｉｎを演算する。
【００３２】
ｖｄ＿ｍａｘ＝ｖｄ＿ｌｉｍ　　　［ｖｄ＿ｌｉｍ≧０］
＝０　　　　　　［ｖｄ＿ｌｉｍ＜０］　　・・・（３）
ｖｄ＿ｍｉｎ＝０　　　　　　［ｖｄ＿ｌｉｍ≧０］
＝ｖｄ＿ｌｉｍ　　　［ｖｄ＿ｌｉｍ＜０］　　・・・（４）
ｖｑ＿ｍａｘ＝ｖｑ＿ｌｉｍ　　　［ｖｑ＿ｌｉｍ≧０］
＝０　　　　　　［ｖｑ＿ｌｉｍ＜０］　　・・・（５）
ｖｑ＿ｍｉｎ＝０　　　　　　［ｖｑ＿ｌｉｍ≧０］
＝ｖｑ＿ｌｉｍ　　　［ｖｑ＿ｌｉｍ＜０］　　・・・（６）
電圧制限手段３では、電圧上下限値演算手段７−３で求められた各上下限値ｖｄ＿ｍａｘ、ｖｄ＿ｍｉｎ、ｖｑ＿ｍａｘ、ｖｑ＿ｍｉｎを、ｄ軸、ｑ軸の電圧リミッタの制限値として、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊の大きさを制限する。そして、最終的な電圧指令ｖｄｏ＊、ｖｑｏ＊を生成する。
【００３３】
また、ここでは、電流制御手段２における積分の実行／停止を決定する。例えば、ｄ軸では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊がｄ軸電圧上下限値の範囲外の場合、つまり、ｖｄ＊＜ｖｄ＿ｍｉｎ、或いはｖｄ＊＞ｖｄ＿ｍａｘの場合に、ｄ軸積分停止信号を「１」にする。それ以外の場合には、「０」にする。この信号が「１」の場合、電流制御手段２のｄ軸の積分が停止される。ｑ軸でも、全く同様な動作が行なわれる。
【００３４】
このように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊がｄ軸電圧上下限値ｖｄ＿ｍａｘ、ｖｄ＿ｍｉｎの範囲外の場合には、ｄ軸電流制御の積分が停止され、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊がｑ軸電圧上下限値ｖｑ＿ｍａｘ、ｖｑ＿ｍｉｎの範囲外の場合には、ｑ軸電流制御の積分が停止される。
【００３５】
以上のように、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令が電力変換装置で出力可能な電圧範囲である電圧６角形の範囲内に制限されるようにしたので、電圧６角形の内接円で制限する場合では不可能である過変調時の電圧（歪み正弦波）も出力することができる。更に、電圧飽和時にはｄｑ軸電圧の積分を停止するため、電圧飽和解消後の電流の応答性も良好となる。
【００３６】
また、一般に、３相座標系（ＵＶＷ座標系）の電圧指令値を演算した後で、３相電圧成分を制限する方法が知られているが、この場合には、３相の電圧指令とｄ軸ｑ軸電圧指令との関係が複雑であるため、電圧が飽和した場合のｄｑ軸電流制御演算の積分の実行／停止の処理が困難である。従って、この方法と比べても、本発明は、簡易な演算で良好な電流の応答を得ることができるという顕著な効果を得ることができる。
【００３７】
図６〜図８に、それぞれ正弦波駆動ＰＷＭで出力可能な最大の相電圧波形、歪み正弦波（変調率＞１）電圧波形、矩形波駆動波形を示す。これらは、Ｕ相の波形を示したものである。これらの電圧を３相座標軸上で示すと、それぞれ図９〜図１１になる。
【００３８】
図９に示すように、正弦波駆動を前提とすれば、電圧６角形に内接する円の外に飛び出すことはないので、この円内で電圧を制限すれば良いことがわかる。しかし、図１０に示す歪み正弦波駆動（過変調駆動）や図１１に示す矩形波駆動では、この円の外の領域についても使用する必要があることがわかる。これらのすべての駆動方法を実現するには、電圧６角形で囲まれる範囲内に電圧を制限すれば良い。
【００３９】
本実施形態では、この６角形の領域外の電圧指令値をこの領域内に制限することで、上記のいずれの駆動方法でも最適な電圧の制限を可能にすることができる（請求項１の効果）。
【００４０】
また、第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値がそれぞれｄ軸電圧制限値、及びｑ軸電圧制限値の範囲外となった場合には、電流制御手段２における積分演算を中止する。従って、電圧が飽和した後の電流の応答が良好になる（請求項６の効果）。
【００４１】
次に、本発明の第２の実施形態（請求項１〜請求項６に対応）について説明する。全体構成は、第１の実施形態で示した図１のブロック図と同一であり、電圧制限値演算手段７′の構成のみが図３に示した電圧制限値演算手段７と相違するので、この部分の構成について説明する。
【００４２】
図１４は、第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成の主要部分を示すブロック図である。この実施形態と前述した第１の実施形態との異なる点は、第１の実施形態では、電力変換手段９の出力電圧が最大となる矩形波駆動が実現できないのに対し、本実施形態では、矩形波駆動も含め第１の実施形態では実現できなかった基本波成分が大きな電圧の出力を実現できる点にある。
【００４３】
図１４に示すように、電圧制限値計算手段７′は、電圧位相演算手段７−１１と、電圧６角形電圧値演算手段７−１２と、電圧上下限値演算手段７−１３と、暫定変調率演算手段７−１４と、位相補償手段７−１５と、位相停止移動境界位相演算手段７−１６と、γｎ演算手段７−１７と、を有している。そして、該電圧制限値演算手段７′は、暫定変調率が２／√３を超える場合に、制限値の演算方法を変更することにより、第１の実施形態では実現できなかった大きな基本波成分を含む電圧の出力を実現する。
【００４４】
電圧位相演算手段７−１１は、第１の実施形態（図３）にて示した電圧位相演算手段７−１と同一の構成を有している。これにより、電圧位相角θｖを求める。
【００４５】
暫定変調率演算手段７−１４は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊と、バッテリ電圧Ｖｄｃとから、暫定変調率ｍを求める。
【００４６】
位相停止移動境界位相演算手段７−１６は、暫定変調率ｍと、電圧の位相停止／移動の境界の位相との関係から、その位相θｓ１、θｓ２を求める。
【００４７】
位相補償手段７−１５は、位相停止／移動境界位相θｓ１、θｓ２に基づいて、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とで構成される電圧指令ベクトルのＵ相軸とのなす角度である位相θｖ（電圧位相演算手段７−１１より出力される）を補償し、補償電圧指令ベクトル位相θｖｎを生成する。
【００４８】
γｎ演算手段７−１７は、位相補償手段７−１５の出力である補償電圧制限ベクトル位相θｖｎと、電圧位相演算手段７−１１の出力である角度γと、から角度γの補償後の値γｎを求める。
【００４９】
電圧６角形電圧値演算手段７−１２は、第１の実施形態の図３に示した符号７−１と同一の演算を行なう。相違する点は、第１の実施形態では、補償を行なわない位相θｖ、及び角度γを用いるのに対し、本実施形態では、補償を行なった位相θｖｎ、及びγｎを用いる点である。
【００５０】
また、電圧上下限値演算手段７−１３は、第１の実施形態に示したものと同一である。
【００５１】
次に、第２の実施形態に係るモータ制御装置の動作について説明する。
【００５２】
図１５〜図１７は、電圧リミッタが存在しないインバータの相電圧波形を示す特性図であり、図１５は、暫定変調率ｍが２／√３よりも小さい場合、図１６は、暫定変調率ｍが２／√３と等しい場合、図１７は、暫定変調率ｍが２／√３よりも大きい場合をそれぞれ示している。
【００５３】
上述したように、暫定変調率ｍが、ｍ≦２／√３の場合には、位相が停止することはないが、ｍ＞２／√３の場合には電圧指令の位相は、０ｄｅｇ近傍と６０ｄｅｇ近傍で位相が停止し、それ以外の位相範囲では、素速く位相が変化する。従って、暫定変調率ｍが２／√３を超える場合には、電圧制限ベクトルの位相は、電圧指令ベクトルの位相を操作する処理が必要となる。これを実現するのが図１４に示した電圧制限値演算手段７′である。
【００５４】
図１８は、暫定変調率ｍと、位相が停止する領域、及び位相が移動する領域との関係を示す特性図である。同図に示すデータから、暫定変調率ｍにより、位相の停止、移動する境界位相θｓ１、θｓ２を求めることができることが理解される。暫定変調率ｍが２／√３以下の場合にはθｓ１＝０（ｒａｄ）、θｓ２＝π／３である。つまり位相は停止せず、常に、電圧指令ベクトルの位相と電圧制限ベクトルの位相が同一となる（θｖｎ＝θｖ）。
【００５５】
また、暫定変調率ｍが２／√３を超える場合には、その値が大きくなるに従ってθｓ１は０から増加し，θｓ２はπ／３から減少し、暫定変調率ｍが∞となった場合には、θｓ１＝θｓ２＝π／６となる。図１４に示す暫定変調率演算手段７−１４と位相停止移動境界位相演算手段７−１６により、暫定変調率ｍに応じて位相の停止移動する境界位相θｓ１、θｓ２が求められる。
【００５６】
次に、位相補償手段７−１５とγｎ演算手段７−１７とにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とで構成される電圧指令ベクトルの位相θｖを補償し、更に、補償電圧指令ベクトル位相θｖｎとγの値を補償したγｎを求める。
【００５７】
図１３にこれらの位相の関係を示した。電圧指令ベクトルの大きさが電圧６角形の外接円より大きい場合、即ち、暫定変調率ｍが２／√３を超える場合を示している。
【００５８】
電圧指令ベクトルＶ＊の位相θｖは、以下の（７）式で示すことができる。
【００５９】
θｖ＝θｅ＋γ　　　・・・（７）
電圧制限ベクトルＶｌｉｍの位相がθｖｎであるから、γｎは、以下の（８）式で示すことができる。
【００６０】
γｎ＝θｖｎ−θｖ＝θｖｎ−θｅ−γ　　　・・・（８）
つまり、暫定変調率ｍが２／√３を超える場合には、上記の関係に基づいて電圧制限値の演算に必要なγｎを、γｎ演算手段７−１７で求める。
【００６１】
また、図１９は、暫定変調率ｍが２／√３より大きい場合の、電圧指令ベクトルＶ＊と電圧制限ベクトルＶｌｉｍの関係を示す説明図であり、図２０は、暫定変調率ｍが２／√３以下の場合の、電圧指令ベクトルＶ＊と電圧制限ベクトルＶｌｉｍとの関係を示す説明図である。
【００６２】
以上のような動作により、暫定変調率ｍを大きくするほど、ＰＷＭ信号を矩形波出力電圧に近付くように設定することが可能となる。
【００６３】
以上説明したように、本実施形態では、暫定変調率が２／√３を超える場合に上記のように位相を補償することで、大きな基本波成分の電圧を出力することが可能になる。また、出力電圧がインバータで出力可能な最大値である矩形波駆動も可能である。
【００６４】
そして、図１５〜図１７に、それぞれ暫定変調率ｍが２／√３と比較して、小さい場合、等しい場合、大きい場合の相電圧波形を示す。３相交流の場合、６０ｄｅｇ周期の対称性があるので、０〜６０ｄｅｇの範囲について考えれば十分である。従って、この範囲について説明する。
【００６５】
ｍ＜２／√３の場合には、３相の電圧のうちいずれか飽和していない相電圧があるので（図１５ではＷ相）、位相が停止することはない。従って、第１の電圧指令と電力変換装置の出力電圧の位相は同一となる。
【００６６】
ｍ＝２／√３の場合には、０、６０ｄｅｇでは３相の電圧全てが上下限値もしくはその範囲外となる。この暫定変調率ｍが、第１の電圧指令と出力電圧の位相が一致する上限の変調率である。
【００６７】
ｍ＞２／√３の場合には、電圧指令の位相は、０ｄｅｇ近傍と６０ｄｅｇ近傍で位相が停止し、それ以外の位相範囲で素速く位相変化する。
【００６８】
このように、暫定変調率ｍが２／√３以下であるか否かにより、電圧指令の位相と出力電圧の位相が一致するか、或いは異なるかの差が生じるのである。
【００６９】
そこで、本実施形態では、暫定変調率ｍが２／√３以下である場合と、それを超える場合とで、ｄ軸上下限電圧値、ｑ軸上下限電圧値の演算方法を変更する。これにより、矩形波駆動（ｍ＝∞）を含むｍ＞１を超える過変調領域全域で適切な電圧制限を可能にする（請求項２の効果）。
【００７０】
また、前述したように、可変調領域で暫定変調率ｍが２／√３以下である場合には、電圧指令と出力電圧の位相が同一となるので、ｄｑ軸座標系で同じように電圧制限を行なえば応答性の良好な電流制御ができる（請求項３の効果）。
【００７１】
更に、可変調領域で暫定変調率ｍが２／√３を超える場合には、電圧指令と出力電圧の位相を異ならせる必要がある。そこで、ｄｑ軸座標系で同じように電圧制限を行なえば応答性の良好な電流制御ができる（請求項４の効果）。
【００７２】
また、可変調領域で暫定変調率ｍが２／√３を超える場合には、電圧指令と出力電圧の位相を異ならせる必要がある。その変化のさせ方は、暫定変調率ｍが２／√３以上の場合、暫定変調率ｍが大きくなるに従って、電圧の位相が２ｎπ／６に停止する範囲が図１７に示すように増加させる。
【００７３】
以上により、矩形波駆動を含む２／√３を超える過変調領域においても応答性の良好な電流制御ができる（請求項５の効果）。
【００７４】
次に、本発明の第３の実施形態（請求項７に対応）について説明する。第３の実施形態に係るモータ制御装置は、第１，第２の実施形態と比較して、電圧制限値演算手段７の構成のみが相違するので、この部分の構成についてのみ説明する。図２１は、第３の実施形態に係るモータ制御装置に含まれる、電流制御手段２、電圧制限手段３、及び電圧制限値演算手段７″の構成を示すブロック図である。
【００７５】
同図に示すように電圧制限値演算手段７は、電圧位相演算手段７−２１と、電圧６角形電圧値演算手段７−２２と、電圧上下限値演算手段７−２３と、暫定変調率演算手段７−２４と、位相補償手段７−２５と、位相停止移動境界位相演算手段７−２６と、γｎ演算手段７−２７と、制限値演算手段７−２８と、制限値選択手段７−２９と、を具備している。そして、本実施形態では、交流モータ１１の回転数に応じて、電圧の制限値を変化させるものである。
【００７６】
制限値演算手段７−２８は、電圧６角形に内接する円の範囲内に電圧を制限するための制限値演算を行なう。
【００７７】
即ち、以下に示す（９）、（１０）式により、第１のｄ軸電圧制限値ｖｄ＿ｌｉｍ１、及び第１のｑ軸電圧制限値ｖｑ＿ｌｉｍ１を求める。
【００７８】
ｖｄ＿ｌｉｍ１＝Ｋ′・Ｖｄｃ・ｃｏｓγ　　・・・（９）
ｖｑ＿ｌｉｍ１＝Ｋ′・Ｖｄｃ・ｓｉｎγ　　・・・（１０）
但し、Ｋ′＝ｓｑｒｔ（２）／２である。
【００７９】
この制限値に基づいて電圧を制限すれば、出力電圧は電力変換手段で出力可能な最大の正弦波電圧以下に制限されることになる。
【００８０】
一方、電圧６角形電圧値演算手段７−２２では、電圧６角形の範囲内に電圧を制限制限するための演算を行なう。即ち、上述した（１）、（２）式により、ｖｄ＿ｌｉｍ、ｖｑ＿ｌｉｍを演算し、これらをそれぞれ、第２のｄ軸電圧制限値ｖｄ＿ｌｉｍ２、及び第２のｄ軸電圧制限値ｖｑ＿ｌｉｍ２とする。
【００８１】
制限値選択手段７−２９は、交流モータ１１の回転速度ωｅが所定値以下の場合には、制限値演算手段７−２８の出力、即ち、（９）、（１０）式により求められる第１のｄ軸、ｑ軸電圧制限値を選択し、所定値を超える場合には、電圧６角形電圧値演算手段７−２２の出力、即ち、（１）、（２）式により求められる第２のｄ軸、ｑ軸電圧制限値を選択する。
【００８２】
以上の動作により、低い回転域では正弦波電圧となるので、モータ電流のリップルが小さくなり、トルクリップも小さくなる。一方、高回転域では、矩形波出力までが可能となるので高回転域の出力トルクアップを大きくすることができる。
【００８３】
本実施形態では、ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値を、交流モータ１１の回転速度が所定値を超える場合には電圧６角形外周上の値とし、所定値以下の場合には、電圧６角形に内接する円周上の値とする。
【００８４】
従って、交流モータ１１の回転速度が高くなるにつれて、モータ電流の基本周波数が高くなるので、高回転速度域では、高調波可変調駆動や矩形波駆動を行なっても電流リップルは小さい。
【００８５】
一方、低中回転速度域では、電流リップルが大きくなってしまう。従って、高回転速度域では電圧６角形の範囲内に電圧を制限し、低中回転速度域では電圧６角形の内接円の範囲内に電圧を制限することで、低中回転速度域での出力トルクの滑らかさと高回転域の出力トルクアップを両立することができる（請求項７の効果）。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】インバータの出力電圧範囲を示す説明図である。
【図３】本発明の第１実施例に係るモータ制御装置の、特徴部分を示すブロック図である。
【図４】位相の関係を説明する説明図である。
【図５】従来におけるモータ制御装置の、出力電圧範囲を示す説明図である。
【図６】正弦波駆動時の相電圧波形を示す特性図である。
【図７】歪み正弦波駆動時の相電圧波形を示す特性図である。
【図８】
矩形波駆動時の相電圧波形を示す特性図である。
【図９】正弦波駆動時の電圧軌跡（３相座標上）を示す説明図である。
【図１０】歪み正弦波駆動時の電圧軌跡（３相座標上）を示す説明図である。
【図１１】矩形波駆動時の電圧軌跡（３相座標上）を示す説明図である。
【図１２】第１の実施形態に係り、電圧制限値を求める演算方法の説明図である。
【図１３】第２の実施形態に係り、電圧制限値を求める演算方法の説明図である。
【図１４】本発明の第２実施例に係るモータ制御装置の、特徴部分を示すブロック図である。
【図１５】ｍ＜２／√３の場合の、相電圧波形を示す特性図である。
【図１６】ｍ＝２／√３の場合の、相電圧波形を示す特性図である。
【図１７】ｍ＜２／√３の場合の、相電圧波形を示す特性図である。
【図１８】暫定変調率ｍと、位相が停止する領域、及び位相が移動する領域との関係を示す特性図である。
【図１９】暫定変調率ｍが２／√３より大きい場合の、電圧指令ベクトルと電圧制限ベクトルの関係を示す説明図である。
【図２０】暫定変調率ｍが２／√３以下の場合の、電圧指令ベクトルと電圧制限ベクトルの関係を示す説明図である。
【図２１】本発明の第３実施例に係るモータ制御装置の、特徴部分を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００　モータ制御装置
１　トルク制御手段
２　電流制御手段
３　電圧制限手段
４　ｄｑ／３相変換手段
５　ＰＷＭ生成手段
６　３相／ｄｑ変換手段
７　電圧制限値演算手段
８　位相・速度計算手段
９　電力変換装置
１０　電流センサ
１１　交流モータ
１２　回転位置センサ
７−１，７−１１，７−２１　電圧位相演算手段
７−２，７−１２，７−２２　電圧６角形電圧値演算手段
７−３，７−１３，７−２３　電圧上下限値演算手段
７−１４，７−２４　暫定変調率演算手段
７−１５，７−２５　位相補償手段
７−１６，７−２６　位相停止移動境界位相演算手段
７−１７，７−２７　γｎ演算手段
７−２８　制限値演算手段
７−２９　制限値選択手段

Claims (7)

1. ｄｑ軸座標系で電圧指令を生成し、その電圧指令に基づいた電圧を電力変換装置に生成させることでモータを駆動するモータ制御装置において、
   前記ｄｑ軸座標系での電流制御演算により、第１のｄ軸電圧指令値と第１のｑ電圧指令値とを求める電流制御手段と、
   前記モータの回転角と、前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値と、直流電源電圧と、に基づいて、ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値を演算するｄｑ軸電圧制限値演算手段と、
   前記ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値に基づいて、前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値を、それぞれの上下限値の範囲内に制限し、第２のｄ軸電圧指令値、及び第２のｑ軸電圧指令値を求める電圧制限手段と、を備え、
   前記ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値は、前記電力変換装置が出力可能な８通りの基本電圧ベクトルのうち、零ベクトルを除く６個の電圧ベクトルで囲まれる範囲の、外周上の値とすることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値が、前記６個のベクトルで囲まれる範囲の、外側となる値となった場合には、
   前記電力変換装置で出力可能な最大の正弦波電圧に対する第１の電圧指令の大きさの比率を示す暫定変調率が２／√３以下である場合と、２／√３を超える場合とで、前記ｄ軸上下限電圧値、及び前記ｑ軸上下限電圧値の演算方法を変更することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記暫定変調率が２／√３以下である場合には、
   前記ｄ軸上下限電圧値とｑ軸上下限電圧値とで構成される電圧制限値ベクトルの位相が、前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値で構成される第１の電圧指令ベクトルの位相と一致するように、前記電圧制限値ベクトルが決定されることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記暫定変調率が２／√３を超える場合には、
   前記暫定変調率の大きさに応じて、前記ｄ軸上下限電圧値とｑ軸上下限電圧値とで構成される電圧制限値ベクトルの位相と、前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値で構成される第１の電圧指令ベクトルの位相との関係を変化させることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 前記暫定変調率が２／√３を超える場合には、
   前記電圧制限値ベクトルの位相は、前記第１の電圧指令ベクトルの位相が２ｎπ／６（ｎ：整数）の場合には、この位相に一致し、
   前記第１の電圧指令ベクトルの位相が２ｎπ／６以外の場合には、前記暫定変調率が大きくなるに従って、この位相に停留する前記第１の電圧指令ベクトルの位相範囲を広くすることを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値がそれぞれ前記ｄ軸上下限値電圧、及びｑ軸上下限値電圧の範囲外となった場合には、前記電流制御手段における積分演算を中止することを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
7. ｄｑ軸座標系で電圧指令を生成し、その電圧指令に基づいた電圧を電力変換装置に生成させることでモータを駆動するモータ制御装置において、
   前記ｄｑ軸座標系での電流制御演算により、第１のｄ軸電圧指令値と第１のｑ軸電圧指令値とを求める電流制御手段と、
   前記モータの回転角と、前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値と、直流電源電圧と、に基づいて、ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値を演算するｄｑ軸電圧制限値演算手段と、
   前記ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値に基づいて、前記第１のｄ軸電圧指令値、及び第１のｑ軸電圧指令値を、それぞの上下限値の範囲内に制限し、第２のｄ軸電圧指令値、及び第２のｑ軸電圧指令値を求める電圧制限手段と、を備え、
   前記ｄ軸上下限電圧値、及びｑ軸上下限電圧値は、前記モータの回転速度が所定値を超える場合には、前記電力変換装置が出力可能な８通りの基本電圧ベクトルのうち、零ベクトルを除く６個の電圧ベクトルで囲まれる範囲の、外周上の値とし、
   前記モータの回転速度が前記所定値未満の場合には、前記６個の電圧ベクトルで囲まれる範囲に内接する円周上の値とすること
   を特徴とするモータ制御装置。

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