JP2008062738A - 電磁サスペンション装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電磁サスペンション装置の最大発生荷重の向上と車両への搭載性を満足させることである。
【解決手段】一方部材１と、一方部材１に対し相対運動を呈する他方部材２と、該相対運動を少なくとも抑制可能なステータに三相の巻線を有するモータＭとを備えた電磁サスペンション装置において、三相の各巻線１２の各相間電圧の波形の最大振幅を電源電圧にまで高めることが可能な制御手段を備えたことを特徴とする。
【選択図】図２

Description

本発明は、電磁サスペンション装置に関する。

この種、電磁サスペンション装置としては、たとえば、車両のバネ上部材もしくはバネ下部材の一方に連結される筒と、バネ上部材もしくはバネ下部材の一方に連結され筒内に挿通されるロッドと、ロッドの外周に軸方向に並べて装着される複数の永久磁石と、筒の内周に設けられ上記永久磁石に対向する複数の巻線とでリニアモータを構成し、リニアモータの電磁力をロッドと筒との軸方向の相対運動を抑制する荷重（制御力）として利用しているものがある（たとえば、特許文献１参照）。

また、他の電磁サスペンション装置としては、たとえば、螺子軸と、螺子軸に回転自在に螺合されるボール螺子ナットと、螺子軸に連結されるモータとを備え、モータの電磁力をロッドと筒との軸方向の相対運動を抑制する荷重（制御力）として利用しているものがある（たとえば、特許文献２参照）。

上述した電磁サスペンション装置におけるリニアモータやモータは、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相の巻線を備えたブラシレスモータとして構成されており、電磁サスペンション装置の発生荷重の制御に当たっては、該三相の各巻線にインバータによって正弦波でなる電圧を印加してモータをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するのが一般的である。

また、モータを制御する場合、ｄ軸およびｑ軸の回転座標を用いてＵ，Ｖ，Ｗの三相をｄ相およびｑ相の二相に変換するｄｑ変換し、ｄ相およびｑ相に印加する電圧を算出して行う方法が広く一般的に行われている。詳しくは、三相の巻線に流れる電流のうち任意の二相の電流値とロータ位相から磁界の作る磁束方向のｄ相とｄ相に直交するｑ相の電流を演算し、ｄ相電流目標値を０として、ｑ相電流目標値を演算し、このｄ相電流目標値およびｑ相電流目標値からｄ相電圧指令値およびｑ相電圧指令値を演算し、さらに、ｄ相電圧指令値およびｑ相電圧指令値を三相の電圧指令値に変換し、この三相の電圧指令値に基づいてモータをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する。

ここで、ｄ相およびｑ相は、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相巻線と等価な直交二相巻線に変換するｄｑ変換によって得られる相の巻線であり、三相ブラシレスモータの制御を簡単にするものである。

最終的には、モータ制御装置は、以下の（１）式によって、上記ｄｑ相の電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを実際の三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して上記三相ブラシレスモータを制御する。

なお、上記（１）式において、θは電気角である。
特開平６−１５３５６９号公報（発明の詳細な説明欄，図５） 特開２００５−２５６９１８号公報

上記したような電磁サスペンション装置を車両へ適用する場合、最大荷重の出力が可能であることは勿論であるが、搭載スペースが限られると同時に重量的な制限もあり、電磁サスペンション装置にはより一層の小型化および軽量化が要求されている。

したがって、モータを極力小型軽量とする一方で、最大荷重の発生を満足させなくてはならないため、電源電圧を最大限に利用してモータを駆動することが望ましい。

しかしながら、上記したｄｑ変換を利用した正弦波ＰＷＭによるモータ駆動では、従来の制御では、Ｕ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの３つの巻線間電圧における正弦波の振幅は電源電圧の√３／２までしか高めることができず、電磁サスペンション装置の最大荷重もその分低下してしまい、ひいては、最大荷重の発生を担保するため電源電圧の増強を強いられ、結局、車両への電磁サスペンション装置の搭載性は悪化してしまうことになる。

そこで、本発明は、上記した不具合を改善するために創案されたものであって、電磁サスペンション装置の最大発生荷重の向上と車両への搭載性を満足させることである。

上記した目的を達成するため、本発明の課題解決手段は、一方部材と、一方部材に対し相対運動を呈する他方部材と、該相対運動を少なくとも抑制可能なステータに三相の巻線を有するモータとを備えた電磁サスペンション装置において、三相の各巻線の各相間電圧の波形の最大振幅を電源電圧にまで高めることが可能な制御手段を備えたことを特徴とする。

本発明の電磁サスペンション装置によれば、電源の電圧を効率的に利用可能となるので、電磁サスペンション装置の発生荷重を大きくすることができることから、モータを従来より小型化および軽量化することができ、結果、電磁サスペンション装置の車両への搭載性と発生荷重に対する要求とを高次元で両立することができ、電磁サスペンション装置の実用性が飛躍的に向上することになる。

以下、図に示した実施の形態に基づき、本発明を説明する。図１は、電磁サスペンション装置の概念図である。図２は、一実施の形態の電磁サスペンション装置における制御手段のシステム図である。図３は、ＰＷＭ回路を示す図である。図４は、電源電圧をパラメータとした電源電圧初期値を電源電圧で除した比を示すマップである。図５は、ｄ相電圧指令値とｑ相電圧指令値の合成ベクトル長さの自乗の値をパラメータとして作成した飽和電圧Ｖｓを合成ベクトル長さで除した制限割合のマップである。図６は、修正後の相間電圧波形の一例を示した図である。図７は、修正後の相間電圧波形の他の例を示した図である。図８は、修正後の相間電圧波形の別の例を示した図である。図９は、一実施の形態の電磁サスペンション装置における制御手段の処理手順を示すフローチャートである。図１０は、他の実施の形態における電磁サスペンション装置の概念図である。

一実施の形態における電磁サスペンション装置は、図１に示すように、回転部材たる螺子軸１と直動部材たるボール螺子ナット２とを有してボール螺子ナット２の直線運動を螺子軸２の回転運動に変換する運動変換機構Ｈと、螺子軸１に連結されるロータＲを有するモータＭとを備えて構成されている。

詳しくは、螺子軸１は、ボール螺子ナット２に回転自在に螺合されるとともに、螺子軸１の図１中上端は、モータＭのロータＲに連結されている。他方のボール螺子ナット２は、螺子軸１が挿入される筒４の上端に固着されており、この筒４を介して車両のバネ上部材およびバネ下部材のうち一方に連結することが可能なようになっている。

また、螺子軸１は、車両のバネ上部材およびバネ下部材の他方に回転自在に連結されるようになっており、具体的には、上記車両のバネ上部材およびバネ下部材の他方に設けたボールベアリングに軸支されるか、モータＭを上記車両のバネ上部材およびバネ下部材の他方に固定するなどとされる。

したがって、螺子軸１とボール螺子ナット２が軸方向の直線相対運動を呈すると、回転部材である螺子軸１が回転運動を呈することになり、この螺子軸１の回転運動がモータＭのロータＲに伝達されることになり、運動変換機構Ｈは、この実施の形態の場合、送り螺子機構とされている。ここで、螺子軸１の回転速度を歯車機構等で構成される減速機を介して減速して上記螺子軸１の回転運動をロータＲに伝達するようにしてもよい。

なお、上記螺子軸１とボール螺子ナット２が軸方向の直線相対運動を呈するときに、螺子軸１を回転不能として代わりにボール螺子ナット２を回転させるようにする場合には、このボール螺子ナット２の回転運動をモータＭのロータＲに伝達するようにしてもよい。具体的には、螺子軸１を車両のバネ上部材およびバネ下部材の一方に回転不能に連結し、他方のボール螺子ナット２を車両のバネ上部材およびバネ下部材の他方にボールベアリング等を介して回転自在に連結するか、モータＭのフレーム１０に回転自在に連結するとして、ボール螺子ナット２の回転運動を直接に或いは歯車機構や摩擦車機構等を介してモータＭのロータＲに伝達してやればよい。

そして、モータＭは、この場合、筒状のフレーム１０と、フレーム１０の内周側に設けた電機子であるステータＳと、フレーム１０に回転自在に軸支されるロータＲとを備え三相ブラシレスモータとして構成され、詳しくは、ステータＳは、複数のティースを備えた環状のステータコア１１と、各ティースに巻回されたＵ，Ｖ，Ｗ相の各相における巻線１２とを備えており、他方のロータＲは、螺子軸１の一端に連結されるシャフト１３と、シャフト１３の中間部外周に装着された駆動用磁石１４とを備えている。

なお、駆動用磁石１４は、駆動用磁石１４を所定数の極数を実現できるようにブロック化してシャフト１３の外周に接着されるか、環状に形成して分割着磁されてシャフト１３の外周に嵌着される。

また、このモータＭには、ロータＲの回転角（電気角）θを検出するために、回転角センサ１５が搭載されており、具体的にはたとえば、回転角センサ１５は、シャフト１３に設けたレゾルバコアとフレーム１０に設けられるレゾルバコアに対向するレゾルバステータとを備え、さらに、電気角θから電気角速度ωを得られるようになっている。なお、電気角θから電気角速度ωを演算する演算部を別途設けるのであれば、他にも、光学式のエンコーダを採用してもよいし、ロータＲにセンシング用磁石を設ける場合にはホール素子やＭＲ素子等の磁気センサをフレーム１０に設けるとした構成としてもよい。

上述のように、この電磁サスペンション装置にあっては、駆動源をモータＭとしているので、モータＭに電気エネルギを与えて駆動する場合には、螺子軸１を回転駆動させて螺子軸１とボール螺子ナット２とを積極的に相対直線運動させる、すなわち、ストロークさせることができ、アクチュエータとしての機能を発揮できる。

また、モータＭは、螺子軸１から強制的に回転運動が入力されると、誘導起電力や電源からの電力によって巻線１２に電流が流れて磁界が形成されて電磁力が発生し、螺子軸１の回転運動を抑制するトルクを発生するので、螺子軸１とボール螺子ナット２の相対直線運動を抑制するように機能する。すなわち、この場合には、モータＭが外部から入力される運動エネルギを回生して電気エネルギに変換して得られる電力によって、あるいは、この回生に加えて電源から供給される電力によって、発生するトルクで螺子軸１とボール螺子ナット２の相対直線運動を抑制することができる。

したがって、この電磁サスペンション装置は、モータＭをアクチュエータとしてもジェネレータとしても機能させ得るので、上記螺子軸１とボール螺子ナット２の相対直線運動を抑制することができると同時に、アクチュエータとしての機能を生かして車両の車体の姿勢制御も同時に行うことができ、これにより、アクティブサスペンションとしての機能をも発揮することができる。

そして、上記モータＭの巻線１２に流れる電流を制御するために、具体的には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の巻線１２は、制御手段たる制御装置２０に接続され、このモータＭは、制御装置２０によって駆動制御される。

この制御装置２０は、図２に示すように、車両の姿勢制御を司る図示しない車両制御装置から入力されるトルク指令に基づいて各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*を演算する電流目標値演算部２１と、各電流目標値ｉｑ*が取りうる最大値を超えないように制限するリミッタ２９と、上記巻線１２の三相のうち二相に流れる電流をｄｑ変換してｄ相電流値ｉｄおよびｑ相電流値ｉｑを演算する二相電流演算部２２と、各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*と上記ｄ相およびｑ相の電流値ｉｄ，ｉｑに基づいてｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを演算する比例積分制御部２３と、電源Ｅの電圧値Ｖｂに基づいてｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを補正する電源電圧補正部２４と、補正後のｄ相電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ相電圧指令値Ｖｑ^＊の合成ベクトル長さが飽和電圧を越えないように制限するｄｑ電圧制限部２５と、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値ＶｑをＵ，Ｖ，Ｗの三相各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する三相変換演算部２６と、三相各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから三相各相の最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算する三相電圧修正部２７と、修正された三相各相の最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が電源電圧を超えないように制限する三相電圧制限部３０と、モータMのＵ，Ｖ，Ｗのうち二相ｉｕ，ｉｖに流れる電流値を検出する電流検出器３１と、モータ駆動回路としてのＰＷＭ回路２８とを備えて構成されている。

そして、この制御手段たる制御装置２０は、基本的には、電流目標値演算部２１によって決定されるｄ相およびｑ相の各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*と、二相電流演算部２２の演算結果として得られるｄ相およびｑ相の電流値ｉｄ，ｉｑとのそれぞれの偏差εｄ，εｑに基づいてモータＭを比例積分制御する。なお、偏差εｄ，εｑを微分して得られる要素を追加して比例微分積分制御を行うようにしてもよい。

ここで、電流目標値演算部２１は、上位の車両制御装置から出力されるトルク指令に基づいてｄ相およびｑ相の電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*を所定の制御則に則って上記比例積分制御部２３に出力するものであるが、この場合、車両制御装置の車両制御則は車体姿勢制御、スカイフック制御等の振動抑制制御が用いられるが、電流目標値演算部２１への出力としては、トルク指令としてではなくても、電磁サスペンション装置が発生すべき力指令の状態で出力し、電流目標値演算部２１でその分の換算を行うようにしてもよい。また、制御装置２０の電流目標値演算部２１でバネ上速度等の車両制御に必要な信号を取り込み、この電流目標値演算部２１で車両制御則の演算を行うようにしてもよいことは勿論である。

なお、上位の車両制御装置における車体姿勢制御に必要となる電磁サスペンション装置の伸縮量、ストローク速度や伸縮加速度等については、回転角センサ１５から得られる電気角θと螺子軸１のピッチ、減速比から演算すればよく、別途センサを設ける必要は無い。

また、この電流目標値演算部２１は、基本的には、ｄ相電流目標値ｉｄ*を０としてｑ相電流目標値ｉｑ*を演算するようになっているが、ロータの電気角速度ωが大きい場合に、ｄ相電流目標値ｉｄ*をマイナスの値に誘導して弱め界磁制御をするようにしてもよいことは無論である。

そして、電流検出器３１としては、ホール素子や巻線等を用いた非接触型や、三相の巻線１２のいずれか二つに直列介装した抵抗の電圧降下から電流値を得る電流センサを用いればよい。

また、上記電流検出器３１は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のうち二相に流れる電流値を検出すればよく、これは、二相の電流値が分かればロータＲの電気角θから後述する下記式（２）を用いてｄ相およびｑ相の電流値に変換可能であるからである。

さらに、ＰＷＭ回路２８は、図３に示すように、電源Ｅと、モータＭにおける三相各相の巻線１２に電流供給を行う６つのスイッチング素子４１と、各スイッチング素子４１にＰＷＭパルス信号を与えるマルチバイブレータ等の図示しないパルス発生器とを備えて構成されており、このＰＷＭ回路２８は、比例積分制御部２１が出力する各電圧指令値に基づいて所定のＰＷＭデューティ比で上記各相に電流供給を行う。なお、電源Ｅについては、車両に搭載されるバッテリとしておけばよい。また、電源Ｅの電圧をモニタする電圧検出器３２が設けられており、この電圧検出器３２で検知した電圧の値は、電源電圧補正部２４に出力される。

そして、二相電流演算部２２は、電気角θを用いて、以下の式（２）に示したように、上記各電流値ｉｖ，ｉｕをｄ相およびｑ相の電流値ｉｄ，ｉｑへ変換する演算を行い、この変換されたｄ相およびｑ相の電流値ｉｄ，ｉｑを比例積分制御部２３へ出力する。

比例積分制御部２３は、各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*とｄ相およびｑ相の電流値ｉｄ，ｉｑの各偏差εｄ，εｑを求め、上記各偏差εｄ，εｑをそれぞれ積分した値に積分ゲインＫＩを乗じるとともに、各偏差εｄ，εｑに比例ゲインＫＰを乗じることで得られる二つの値を加算して、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを演算する。

具体的には、各相毎の偏差εｄ，εｑは、それぞれ、εｄ＝ｉｄ*−ｉｄ、εｑ＝ｉｑ*−ｉｑの計算式によって演算され、各偏差εｄ，εｑの積分については、各相毎に積分値ｆｄ，ｆｑは、それぞれ前回制御時に演算されたｄ相およびｑ相の積分値ｆｄｐｒｅ，ｆｑｐｒｅに対応する相の偏差εｄ，εｑを加算演算することによりｄ相およびｑ相の積分値を演算される。つまり、ｄ相の積分値ｆｄはｆｄ＝ｆｄｐｒｅ＋εｄで，ｑ相の積分値ｆｑはｆｑ＝ｆｑｐｒｅ＋εｑでそれぞれを演算される。

したがって、ｄ相の電圧指令値Ｖｄは、Ｖｄ＝ＫＩ・ｆｄ＋ＫＰ・εｄで演算され、ｑ相の電圧指令値Ｖｑは、Ｖｑ＝ＫＩ・ｆｑ＋ＫＰ・εｑで演算され、上記した比例積分制御部２３は、上記のようにして演算した各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを出力する。

そして、さらに、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑは、上記したようにＵ，Ｖ，Ｗの各相の電圧指令値に変換する三相変換演算部２６に入力され、この三相変換演算部２６は、上記式（１）の演算によって、上記ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを実際のＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへ変換し、この変換された電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ回路２８に出力する。

つづき、電源電圧補正部２４は、電源Ｅの電圧値Ｖｂに基づいてｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを補正する。電源Ｅの電圧が変動して電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔと異なる場合には、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑから電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得て、ＰＷＭ回路２８にて三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応する所定のデューティ比でＵ，Ｖ，Ｗの三相の巻線１２に電圧を印加しても、電源Ｅの電圧変動により、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相の巻線１２に印加される電圧は、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ通りに印加されない状態となる。

つまり、ＰＷＭ回路２８側では、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対して一義的に決められたデューティ比によって三相の巻線１２を印加するので、制御時における電源Ｅの電圧Ｖｂが電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔから変動して大きくなっている場合、実際に三相の巻線１２に印加される電圧は三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗより大きくなり、他方、制御時における電源Ｅの電圧Ｖｂが電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔから変動して小さくなっている場合、実際に三相の巻線１２に印加される電圧は三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗより小さくなる。このような現象は、電流ループによる制御、すなわち、三相の巻線１２に流れる電流をフィードバックして比例積分制御しているので、ｄ相電流値ｉｄおよびｑ相電流値ｉｑと電流目標値演算部２１で演算される各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*との乖離が大きくなって比例積分制御部２３で演算されるｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑは増大もしくは減少することになり、定常的には、ｄ相電流値ｉｄおよびｑ相電流値ｉｑは電流目標値演算部２１で演算される各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*に追随することになる。しかしながら、上記電流ループにおけるゲインが増減するということは制御応答性の悪化につながる。

そこで、電源電圧補正部２４は、比例積分制御部２３が演算した補正前のｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑによって求められる電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ通りにＵ，Ｖ，Ｗの三相の巻線１２に電圧を印加することができるように、電源Ｅの電圧の変動に基づいてｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを補正する。すなわち、本実施の形態において補正手段は、電源電圧補正部２４ということになる。

具体的には、電源電圧補正部２４は、電圧検出器３２で検知した電圧Ｅの制御時における電圧値Ｖｂと、電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔとから、ｄ相の電圧指令値Ｖｄとｑ相の電圧指令値Ｖｑを式（３）を用いて補正する。

すなわち、電源電圧補正部２４は、電圧値Ｖｂと電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔとの比である補正値によってｄ相の電圧指令値Ｖｄとｑ相の電圧指令値Ｖｑを補正し、電圧値Ｖｂが電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔを上回る場合、ｄ相の電圧指令値Ｖｄとｑ相の電圧指令値Ｖｑを小さくし、電圧値Ｖｂが電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔを下回る場合、ｄ相の電圧指令値Ｖｄとｑ相の電圧指令値Ｖｑを大きくする。

したがって、補正されたｄ相の電圧指令値Ｖｄとｑ相の電圧指令値Ｖｑを用いて三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求めることによって、電源Ｅの電圧変動の影響を取り除くことができ、もともとの指令値である補正前のｄ相の電圧指令値Ｖｄとｑ相の電圧指令値Ｖｑから得られる三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの通りの電圧で三相の巻線１２を印加することができる。すなわち、電磁サスペンション装置は、電源Ｅの電圧変動によらず、応答性良く狙い通りの荷重を発生することが可能となって、電源Ｅの電圧変動によって車両の乗心地が変化して車両搭乗者に違和感や不快感を抱かせることが無く、また、発生荷重の過不足が生じないので車両のバネ上部材の振動を適切に抑制することが可能となる。

また、上記式（３）を演算して補正するようにするが、本制御装置２０は、後述するように、全ての演算をＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｓｓｅｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を用いて行い、実際に、電源電圧補正部２４で式（３）の演算を行うと、電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔを電圧値Ｖｂで割る除算が必要となり、除算に要する演算時間が長いため、制御応答性が悪化し、また、これを担保しようとするとＣＰＵを高性能なものとしなければならずコスト高となる。

したがって、上記した電源電圧補正部２４では、予め、図４に示す、電源Ｅの電圧をパラメータとして作成した電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔを電源Ｅの制御時における電圧値Ｖｂで除した比である補正値のマップを保有し、上記マップを参照して電圧検出器３２で検出した電源Ｅの電圧Ｖｂから上記補正値をマップ演算によって求めるようにしている。

このようにマップ演算を行うことによって、除算を実施することなしに、補正に必要な補正値を得ることができ、これによって、演算時間の短縮を図って制御応答性を向上することができ、さらには、コスト高となる高性能なＣＰＵを用いなければならない事態も回避することができる。

なお、電源Ｅの電圧が、電磁サスペンション装置を適切に制御することができない程度に電源電圧初期値Ｖｉｎｉｔから乖離する場合には、電磁サスペンション装置の動作不良等を招くので、本制御装置２０にあっては、電源Ｅの電圧が予め規定される範囲内にない場合には、フェール処理を行って当該比例積分制御を停止する。

そのため、上記マップは、上記した規定される範囲内（Ｖｍｉｎ≦Ｖｂ≦Ｖｍａｘ）の電圧値Ｖｂの変化に対するものとすればよく、また、上記範囲内の最小の電圧値Ｖｍｉｎから適当な値Δｖずつ最大の電圧値Ｖｍａｘまで変化させたときの不連続な比としておき、実際に検出された電圧値ＶｂがＶｍｉｎ＋（ｎ−１）・Δｖ＜Ｖｂ＜Ｖｍｉｎ＋ｎ・Δｖ（ｎ＝１，２，３・・・Ｎ）であり、マップ上に電圧値Ｖｂに対応する補正値が無い場合、その電圧値Ｖｂより小さい値で対応する補正値がマップ上に存在するＶｍｉｎ＋（ｎ−１）・Δｖにおける補正値と、電圧値Ｖｂより大きい値で対応する比がマップ上に存在するＶｍｉｎ＋ｎ・Δｖにおける比を用いて線形補間によって電圧値Ｖｂに対応する補正値を演算するようにしておけばよい。

また、電源電圧補正部２４は、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを制限するｄｑ電圧制限部２５の前でｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを補正するようにしているが、比例積分制御部２３の前後のいずれの位置で行われても良く、たとえば、ＰＷＭ回路２８のデューティ比を決する三相の電圧指令値Ｖｖ，Ｖｕ，Ｖｗを補正するようにしてもよいし、比例積分制御部２３における演算前に電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*および電流値ｉｄ，ｉｑを上記と同様の比を用いて補正するようにしてもよい。すなわち、補正手段において補正する対象である電圧指令値には、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑ以外にも三相の電圧指令値Ｖｖ，Ｖｕ，Ｖｗが含まれ、さらに、補正手段には、電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*および電流値ｉｄ，ｉｑを補正して最終的な電圧指令値を補正することも含まれる概念である。

しかしながら、比例積分制御部２３における演算前に電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*および電流値ｉｄ，ｉｑを上記と同様の比を用いて補正する場合には、比例パスと積分パスの４つで補正演算が行われることになり、三相の電圧指令値Ｖｖ，Ｖｕ，Ｖｗを補正する場合にも３つのパスで補正演算が行われることになる。さらに、後述するｄｑ電圧制限部２５によって制限されたｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを補正すると、折角制限したｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを当該補正によって増大させてしまう場合があり、デューティ比が飽和して電磁サスペンション装置が出力する荷重にリップルが生じて車両における乗心地が悪化することになってしまう場合がある。

したがって、本実施の形態のように、電源電圧補正部２４で、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを制限するｄｑ電圧制限部２５の前でｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを補正するようにしておくことによって、上記補正演算も一番少なくて済み、制御応答性が向上すると共に、デューティ比が飽和して電磁サスペンション装置が出力する荷重にリップルが生じて車両における乗心地が悪化するといった事態を回避することが可能となる。

つづき、上述したように補正されたｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さが電源Ｅの飽和電圧以上となる場合、ｄｑ電圧制限部２５は、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さが飽和電圧Ｖｓ以下となるように、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを制限する。ここで、飽和電圧Ｖｓは、ｄｑ座標における電源Ｅの電圧に相当する値となり、この実施の形態の場合、飽和電圧Ｖｓは、（１／√２）・Ｖｉｎｉｔとされている。つまり、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが（１／√２）・Ｖｉｎｉｔの値を半径とする電圧制限円を超える場合、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和する状態となる。

ｄ相およびｑ相は、上述したように、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相巻線と等価な直交二相巻線に変換されたものであるので、実際のｄ相電圧とｑ相電圧の合成ベクトル長さの値は、ｄｑ座標における電源Ｅの電圧に相当する値となる飽和電圧Ｖｓを超える値をとることができないが、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さ（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）^１／２は、上記制限とは無関係に各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*と上記ｄ相およびｑ相の電流値ｉｄ，ｉｑに基づいて比例積分制御部２３で演算されるので、上記制限を超える場合がある。

したがって、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さが飽和電圧Ｖｓを超える場合、すなわち、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和している場合には、これらｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを三相変換演算部２６で三相の巻線１２にそれぞれ印加すべき電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換しても、実際には電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ通りには、三相各相の巻線１２を印加できないため、各電流値ｉｄ，ｉｑが各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*に追随できず、各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*と各電流値ｉｄ，ｉｑとの偏差εｄ，εｑの絶対値が大きくなってしまう。

すると、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和しているにもかかわらず、比例積分制御部２３で演算されるｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの絶対値は増大するので、飽和の影響で電磁サスペンション装置の荷重にリップルを生じて制御性が悪化することになる。

そこで、制限手段たるｄｑ電圧制限部２５は、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和する状態となると、これを制限するようにして、上述の荷重リップルの発生と制御応答性の悪化を防止するようにしている。

具体的には、ｄｑ電圧制限部２５は、比例積分制御部２３で演算されるｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さの自乗の値と飽和電圧Ｖｓの自乗の値とを比較して、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さが飽和電圧Ｖｓを超えてｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和している状態であるかを判断し、飽和状態であれば、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを制限する。

このように、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さの自乗の値、すなわち、ｄ相電圧指令値Ｖｄの二乗の値とｑ相電圧指令値Ｖｑの二乗の値とを足し合わせた加算値（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）と飽和電圧Ｖｓの自乗とを比較して、ｄ相電圧指令値Ｖｄとｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さ（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）^１／２が飽和電圧Ｖｓを超えているかを判断するようにしているので、この判断に必要な演算にルート演算を行わずに済み、演算時間の短縮に寄与することができる。

さらに、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを制限に当たっては、ｄｑ電圧制限部２５は、予め、図５に示す、合成ベクトル長さの自乗の値Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２をパラメータとして作成した飽和電圧Ｖｓを合成ベクトル長さ（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）^１／２で除した制限割合のマップを保有し、上記マップを参照して合成ベクトル長さの自乗の値（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）から飽和電圧Ｖｓを合成ベクトル長さ（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）^１／２で除した制限割合をマップ演算によって求めるようにしている。

すなわち、マップ演算を利用せずに制限割合を算出するには、Ｖｓ／（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）^１／２を演算する必要があるが、このようにマップ演算を行うことによって、ルート演算を実施することなしに、制限に必要な上記制限割合を得ることができ、これによって、演算時間の短縮を図って制御応答性を向上することができ、さらには、コスト高となる高性能なＣＰＵを用いなければならない事態も回避することができる。

なお、上記マップは、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和している状態となる場合に参照が必要となるので、飽和する状態であるＶｓ^２≦（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）における（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）の変化に対するものとすればよく、また、（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）の最小の値である飽和電圧の自乗の値Ｖｓ^２から適当な値Δｖｄｑずつ変化させたときの不連続な制限割合としておき、演算された（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）がＶｓ^２＋（ｎ−１）・Δｖｄｑ＜（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）＜Ｖｓ^２＋ｎ・Δｖｄｑ（ｎ＝１，２，３・・・Ｎ）であり、マップ上にこの演算された（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）に対応する制限割合が無い場合、その演算された（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）より小さい値で対応する制限割合がマップ上に存在するＶｓ^２＋（ｎ−１）・Δｖｄｑにおける制限割合の値と、演算された（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）より大きい値で対応する制限割合がマップ上に存在するＶｓ^２＋ｎ・Δｖｄｑにおける制限割合を用いて線形補間によって（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）に対応する制限割合を演算するようにしておけばよい。

そして、このように、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和してｄｑ電圧制限部２５によって制限された場合、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑは、同じ制限割合で制限されることになり、荷重リップルの発生による制御性の悪化を防止できるのである。さらに、ｄ相電圧指令値Ｖｄのベクトルおよびｑ相電圧指令値Ｖｑのベクトルの成す角度は、制限前のｄ相電圧指令値Ｖｄのベクトルおよびｑ相電圧指令値Ｖｑのベクトルの成す角度に保たれることになる。

したがって、ｄ相電圧指令値Ｖｄのベクトルおよびｑ相電圧指令値Ｖｑのベクトルの成す角度は、制限前のｄ相電圧指令値Ｖｄのベクトルおよびｑ相電圧指令値Ｖｑのベクトルの成す角度に保たれるから制限後にｄ相電流ｉｄが著しく増加してしまい電磁サスペンション装置の発生荷重が著しく減少してしまうような事態を防止することができる。

また、ｄｑ電圧制限部２５においては、合成ベクトル長さの飽和電圧Ｖｓを補正する必要はない。これは、上述の電圧制限円はＰＷＭ開度が全開となる状態に相当するため、電源Ｅの電圧Ｖｂがどのように変化しても、常に、ＰＷＭ開度が全開となる状態で制限をかけることになるので、補正の必要が無いのである。

そして、このｄｑ電圧制限部２５による上記判断において、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和してこれらの制限が必要な状態が続くと、各電流値ｉｄ，ｉｑが各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*に追随できず、偏差εｄ，εｑの絶対値が大きくなって、比例積分制御部２３における積分演算の値ｆｄ，ｆｑの絶対値が増大していくことになる。

その後、各電流値ｉｄ，ｉｑが各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*に追随させる上で、実際に必要となるｄ相電圧およびｑ相電圧が飽和しない状態となっても、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑは、積分演算の値ｆｄ，ｆｑの絶対値が増大しているため飽和した状態が続いてしまい、制御遅れが生じて、車両における乗り心地を悪化してしまう弊害がある。

そこで、ｄｑ電圧制限部２５による上記判断において、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和したと判断する場合、ｄｑ電圧制限部２５は、比例積分制御部２３に対して、積分演算を中止するよう積分中止指令を出力する。

すると、比例積分制御部２３は、この中止指令によって、積分演算を中止して、積分値ｆｄ，ｆｑをそれぞれｆｄ＝ｆｄｐｒｅ，ｆｑ＝ｆｑｐｒｅとし、比例積分制御部２３で演算されるｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑは、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和している間は、それぞれＶｄ＝ＫＰ・εｄ＋ＫＩ・ｆｄ（ｆｄ＝ｆｄｐｒｅ）、Ｖｑ＝ＫＰ・εｑ＋ＫＩ・ｆｑ（ｆｑ＝ｆｑｐｒｅ）となり、積分を中止した状態で比例制御が行われることになる。

そして、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの飽和が解消されると、こんどは、ｄｑ電圧制限部２５は、比例積分制御部２３に対して、積分演算を再開するよう積分再開指令を出力する。

この積分再開指令を受け取ると、比例積分制御部２３は、上述したような通常通りの比例積分制御を再開することになる。

したがって、このように、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和した場合、比例積分制御部２３における積分演算が中止されるので、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの飽和中に、積分値ｆｄ，ｆｑの絶対値が増大し続けてしまうことがなく、各電流値ｉｄ，ｉｑが各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*に追随させる上で、実際に必要となるｄ相電圧およびｑ相電圧が飽和しない状態となると、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑも速やかに飽和が解消されることになり、制御遅れを生じさせることがなく、車両における乗り心地を向上させることが可能となる。

そして、このようなｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの補正および制限の処理が終了すると、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑは、三相変換演算部２６に入力され、この三相変換演算部２６は、上述のように、式（３）の演算によって、上記ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを実際のＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへ変換する。

このように三相変換演算部２６によって、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑが電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへ変換される場合、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは正弦波電圧となり、このままでは、三相の相間電圧波形における最大振幅は電源Ｅの電圧まで達することができない。

そこで、三相変換演算部２６によって変換された電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを三相電圧修正部２７によって、三相の相間電圧波形における最大振幅を電源Ｅの電圧値Ｖｂまで達することが可能なように修正する。

なお、この修正は、相間電圧波形の最大振幅を電源Ｅの電圧の√３／２以上に高める必要があるときに、行えばよく、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを正弦波電圧として印加すればよい状況、すなわち、相間電圧波形の最大振幅が電源Ｅの電圧の√３／２以内となる場合には、特に修正を行わなくともかまわない。

この三相電圧修正部２７による修正は、具体的には、三相変換演算部２６が出力した三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち最大の電圧指令値と最小の電圧指令値の中間値Ｖｃを基準として、中間値Ｖｃと三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの差を各相の最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊とする。すなわち、各相の最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊は、それぞれ、Ｖｕ^＊＝Ｖｕ−Ｖｃ、Ｖｖ^＊＝Ｖｖ−Ｖｃ、Ｖｗ^＊＝Ｖｗ−Ｖｃで演算され、この演算結果による各相の最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に基づいて、デューティ比が決定されて、ＰＷＭ回路２８は、決定されたデューティ比で三相の巻線１２をそれぞれ印加する。このようにすることで、図６に示すように、各相の巻線１２の電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊の波形の最大振幅を電源Ｅの電圧Ｖｂの二分の一の値の範囲内としつつ、各相間の電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの電圧波形の最大振幅を電源Ｅの電圧Ｖｂまで高めることができる。そして、この各相間電圧の電圧波形は、三相の各巻線の三つの相間電圧のうち一つが他の二つに対して１２０度の位相差で正弦波をなすので、電磁サスペンション装置の発生荷重にリップルが生じることが無く、車両における乗心地を悪化させること無く、電源Ｅの電圧利用効率を向上させることが可能となる。

すなわち、三相の巻線１２の中性点の電圧は上記中間値Ｖｃとされ、従来では中性点をゼロとしていたのに対して、その時々の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗによって中性点の電圧をゼロからオフセットすることにより各相間電圧の電圧波形の最大振幅を電源Ｅの電圧まで高めることができるのである。

そして、電源Ｅの電圧を効率的に利用可能となるので、電磁サスペンション装置の発生荷重を大きくすることができることから、モータＭを従来より小型化および軽量化することができ、結果、電磁サスペンション装置の車両への搭載性と発生荷重に対する要求とを高次元で両立することができ、電磁サスペンション装置の実用性が飛躍的に向上することになる。

また、上記した三相電圧修正部２７による修正は、上記以外にも、次のようにすることもできる。すなわち、上記したところでは、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち最大の電圧指令値と最小の電圧指令値の中間値Ｖｃを基準として、中間値Ｖｃと三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの差を各相の最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊としていたが、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち最小の電圧指令値をゼロとなる最終電圧指令値とし、他の二相の電圧指令値と最小の電圧指令値との差を他の二相の最終電圧指令値とするようにする。

つまり、たとえば、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち最小の電圧指令値が電圧指令値Ｖｕである場合、最終電圧指令値Ｖｕ^＊はゼロとなり、他の二相の電圧指令値Ｖｖ，Ｖｗは、それぞれ、Ｖｖ^＊＝Ｖｖ−Ｖｕ、Ｖｗ^＊＝Ｖｗ−Ｖｕで演算され、この演算結果による各相の最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に基づいて、デューティ比が決定されて、ＰＷＭ回路２８は、決定されたデューティ比で三相の巻線１２をそれぞれ印加する。このようにしても、図７に示すように、各相の巻線１２の電圧波形の最大振幅を電源Ｅの電圧の二分の一の値の範囲内としつつ、各相間電圧の電圧波形の最大振幅を電源Ｅの電圧まで高めることができ、電磁サスペンション装置の車両への搭載性と発生荷重に対する要求とを高次元で両立することができ、電磁サスペンション装置の実用性が飛躍的に向上することになる。

さらに、これらとは別に、三相電圧修正部２７による修正は、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに第三次高調波を重畳して最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算するようにしてもよい。

このようにしても、図８に示すように、相間電圧を電源Ｅの電圧まで高めることが可能であるので、上記したように、電磁サスペンション装置の車両への搭載性と発生荷重に対する要求とを高次元で両立することができ、電磁サスペンション装置の実用性が飛躍的に向上することになる。

転じて、各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*を取りうる最大値を超えないように制限するリミッタ２９は、モータＭの電気角速度ωを取り込んで、各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*がその電気角速度ωで実現可能な電流の最大値を超える場合、これらを最大値に制限するためのものであり、他方、修正された三相各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが電源電圧を超えないように制限する三相電圧制限部３０は、ＰＷＭ開度が全開、すなわち、ＰＷＭ回路２８におけるデューティ比が最大値以上となる場合に、当該デューティ比を最大値とする値に電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを制限するために設けられているものである。

上記した制御装置２０のＰＷＭ回路２８以外の各部は、ハードウェアとして、具体的にはたとえば、電流検出器３１、電圧検出器３２および回転角センサ１５が出力する各信号を増幅するためのアンプと、アナログ信号をデジタル信号に変換する変換器と、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｓｓｅｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の記憶装置と、ＣＰＵに記憶領域を提供するＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）と、水晶発振子及びこれらを連絡するバスラインとを備えた図示しない周知のコンピュータシステムとして構成され、また、ＰＷＭ回路２８に最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を出力することができるようになっている。なお、このハードウェアとして制御装置２０のＰＷＭ回路２８以外の各部は、車両に搭載されるＥＣＵに統合されてもよい。

そして、この場合、上記電流目標値演算部２１、二相電流演算部２２、比例積分制御部２３、電源電圧補正部２４、ｄｑ電圧制限部２５、三相変換演算部２６、三相電圧修正部２７、リミッタ２９および三相電圧制限部３０における処理手順は、プログラムとしてＲＯＭや他の記憶装置に予め格納され、上記これら各部は、ＣＰＵが上記プログラムを読み込んで、各演算処理を実行することによって実現されている。

ここで、上記した制御装置２０における処理手順について詳細に説明する。制御装置２０による一連の処理は、具体的にはたとえば、図９に示す処理手順に従って実行される。

まず、ステップＳ１で制御装置２０は、三相の巻線１２のうちの任意の二相、たとえば、Ｕ相とＶ相の電流値ｉｕ，ｉｖと、モータＭの電気角θと、電源Ｅの電圧値Ｖｂを読み込む。

つづき、ステップＳ２に移行して、車両の姿勢制御を司る図示しない車両制御装置から入力されるトルク指令に基づいて各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*を演算する。

そして、ステップＳ３に移行して、ロータＲの電気角速度ωに基づいて上記各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*が上限値を超える場合、これらを上限値に制限し、超えない場合、各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*の制限処理を施さず、ステップＳ４に移行する。

さらに、ステップＳ４では、制御装置２０は、電流値ｉｕ，ｉｖと電気角θを用いて、上記各電流値ｉｖ，ｉｕをｄ相およびｑ相の電流値ｉｄ，ｉｑへ変換する演算を行って、ステップＳ５に移行する。

続き、ステップＳ５では、制御装置２０は、各電流目標値ｉｄ*，ｉｑ*とｄ相およびｑ相の電流値ｉｄ，ｉｑとの偏差εｄ，εｑを演算する。

ステップＳ６に移行し、制御装置２０は、前回制御時にｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルの合成ベクトルが飽和していたか、すなわち、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さの二乗の値が飽和電圧Ｖｓの自乗を超えていたかを、制限フラグを参照して判断し、前回制御時にｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和していなかった場合、ステップＳ７へ移行し、前回制御時にｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和している場合、ステップＳ８へ移行する。

なお、制限フラグは、後述するステップＳ１０によってセットされ、たとえば、制限フラグがゼロである場合には、前回制御時にｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和しておらず、制限フラグが１である場合には、前回制御時にｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和していたことを示すように取り決めてある。

つづき、ステップＳ７では、制御装置２０は、前回制御時にｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和していなかったので、偏差εｄ，εｑを用いて比例積分制御に則ってｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを演算して、ステップＳ９に移行する。

他方、ステップＳ８では、制御装置２０は、前回制御時にｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルが飽和していたので、積分演算を中止した状態でｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを算出し、ステップＳ９に移行する。

ステップＳ９では、制御装置２０は、ステップＳ２で読み込んだ今回制御における電源Ｅの電圧Ｖｂに基づいて上記マップを用いてｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを補正する。

そして、ステップＳ１０に移行して、制御装置２０は、ステップＳ９で補正されたｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトル長さの自乗の値（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）が飽和電圧Ｖｓを超えているかを判断し、超えている場合には、上記マップ演算によって求めた制限割合をｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑにそれぞれ乗じてｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを上述の如く制限して制限フラグを１に書き換える処理を行う。他方、超えていない場合には、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの制限処理を施さず、制限フラグをゼロに書き換える処理を行って、ステップ１１に移行する。このようにすることで、次回制御時には、比例積分演算を行うことに先んじて、積分演算を中止すべきか再開もしくは継続すべきかを判断することができ、ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑの合成ベクトルの飽和の影響を最小限に食い止めることが可能となる。

さらに、ステップＳ１１では、制御装置２０は、上記ｄ相電圧指令値Ｖｄおよびｑ相電圧指令値Ｖｑを三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する演算を行って、ステップＳ１２に移行する。

つづいて、ステップＳ１２では、制御装置２０は、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算する。なお、当該ステップＳ１２において、上述のように三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを修正する必要が無い場合には、当該処理を行わないようにしてもよい。

そして、ステップＳ１３に移行して、制御装置２０は、最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を取り得る値に制限する処理が必要な場合には、この制限処理を行い、必要が無い場合には、制限処理を施さずにステップＳ１４に移行する。

ステップＳ１４では、制御装置２０は、最終電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊をＰＷＭ回路２８へ出力して、これらの一連の処理を終了する。

そして、この制御装置２０は、以上のステップＳ１からＳ１４までを繰り返し処理して電磁サスペンション装置を制御する。

したがって、制御装置２０が上記した一連の処理を実行することで、上述した上記電流目標値演算部２１、二相電流演算部２２、比例積分制御部２３、電源電圧補正部２４、ｄｑ電圧制限部２５、三相変換演算部２６、三相電圧修正部２７、リミッタ２９および三相電圧制限部３０の各部の処理が実現され、これによって、電磁サスペンション装置の実用性が向上するのである。

さらに、電磁サスペンション装置を、図１０に示す他の電磁サスペンション装置のように、一方部材である筒５１と、筒５１に対し相対運動を呈する他方部材であるロッド５２と、該相対運動を少なくとも抑制可能なモータＭ２とで構成するようにしてもよい。

詳しくは、筒５１は、車両のバネ上部材およびバネ下部材の一方に連結され、この筒５１内には、車両のバネ上部材およびバネ下部材の他方に連結されるロッド５２が相通される。

また、モータＭ２は、ロッド５２の外周に軸方向にＳ極とＮ極が交互に現われるように装着される駆動用磁石５３と、筒５１内に駆動用磁石５３と対向する巻線５４とを備えて構成され、巻線５４は所定の長さにわたり筒５１の軸方向に添ってＵ，Ｖ，Ｗの各相が交互に並ぶように配置されている。

なお、筒５１に設けられた巻線５４は環状に成型され、少なくとも内周側は、樹脂等によってコーティングされ、この巻線５４の内周と、ロッド５２の外周あるいは駆動用磁石５３と、の間には図示しない環状の軸受が配在され、筒５１に対してロッド５２の軸ぶれが防止されている。

すなわち、この他の電磁サスペンション装置にあっては、筒５１に対しロッド５２が進退して相対運動を呈すると、駆動用磁石５３が巻線５４に対して相対移動する、いわゆるリニアモータ型の構成となっており、この他の電磁サスペンション装置にあっても、上記した一実施の形態における電磁サスペンション装置と同様に、モータＭ２は、モータとしてもジェネレータとしても機能し、モータＭ２の動作はモータＭと同様である。

そして、一実施の形態と同様の制御装置２０によって、上述した制御を行うことによって、この実施の形態における電磁サスペンション装置にあっても、電源Ｅの電圧を効率的に利用することが可能となる。

したがって、この他の実施の形態の電磁サスペンション装置にあっても、電源Ｅの電圧を効率的に利用可能となるので、電磁サスペンション装置の発生荷重を大きくすることができることから、モータＭを従来より小型化および軽量化することができ、結果、電磁サスペンション装置の車両への搭載性と発生荷重に対する要求とを高次元で両立することができ、電磁サスペンション装置の実用性が飛躍的に向上することになる。

以上で、本発明の実施の形態についての説明を終えるが、本発明の範囲は図示されまたは説明された詳細そのものには限定されないことは勿論である。

電磁サスペンション装置の概念図である。 一実施の形態の電磁サスペンション装置における制御手段のシステム図である。 ＰＷＭ回路を示す図である。 電源電圧をパラメータとした電源電圧初期値を電源電圧で除した比を示すマップである。 ｄ相電圧指令値とｑ相電圧指令値の合成ベクトル長さの自乗の値をパラメータとして作成した飽和電圧Ｖｓを合成ベクトル長さで除した制限割合のマップである。 修正後の相間電圧波形の一例を示した図である。 修正後の相間電圧波形の他の例を示した図である。 修正後の相間電圧波形の別の例を示した図である。 一実施の形態の電磁サスペンション装置における制御手段の処理手順を示すフローチャートである。 他の実施の形態における電磁サスペンション装置の概念図である。

符号の説明

１ 回転部材たる螺子軸
２ 直動部材たるボール螺子ナット
４ 筒
１０ フレーム
１１ ステータコア
１２ 巻線
１３ シャフト
１４ 駆動用磁石
１５ 回転角センサ
２０ 制御装置
２１ 電流目標値演算部
２２ 二相電流演算部
２３ 比例積分制御部
２４ 電源電圧補正部
２５ ｄｑ電圧制限部
２６ 三相変換演算部
２７ 三相電圧修正部
２８ ＰＷＭ回路
２９ リミッタ
３０ 三相電圧制限部
３１ 電流検出器
３２ 電圧検出器
４１ スイッチング素子
５１ 筒
５２ ロッド
５３ 駆動用磁石
５４ 巻線
Ｅ 電源
Ｈ 運動変換機構
Ｍ，Ｍ２ モータ
Ｒ ロータ
Ｓ ステータ

Claims (11)

1. 一方部材と、一方部材に対し相対運動を呈する他方部材と、該相対運動を少なくとも抑制可能なステータに三相の巻線を有するモータとを備えた電磁サスペンション装置において、三相の各巻線の各相間電圧の波形の最大振幅を電源電圧にまで高めることが可能な制御手段を備えたことを特徴とする電磁サスペンション装置。
2. 制御手段は、三相の各巻線の三つの相間電圧のうち一つが他の二つに対して１２０度の位相差の正弦波をなすように三相巻線に電圧を印加すること特徴とする請求項１に記載の電磁サスペンション装置。
3. 制御手段は、三相の各巻線に印加すべき電圧指令値のうち最大と最小の値の中間値を三相巻線の中性点の電圧とし、この中性点の電圧と上記電圧指令値との差を各巻線に印加すべき各相の最終電圧指令値として、この最終電圧指令値に基づいて各巻線に電圧を印加することを特徴とする請求項１または２に記載の電磁サスペンション装置。
4. 制御手段は、三相の各巻線に印加すべき電圧指令値のうち最小の電圧指令値をゼロとしてこれをその相の最終電圧指令値とし、他の二つの電圧指令値と最小の電圧指令値との差を他の二つの相の最終電圧指令値として、この最終電圧指令値に基づいて各巻線に電圧を印加することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電磁サスペンション装置。
5. 制御手段は、正弦波電圧でなる電圧指令値に、第３次高調波を重畳することによって三相の各相における最終電圧指令値を求め、この最終電圧指令値に基づいて各巻線に電圧を印加することを特徴とする請求項１または２に記載の電磁サスペンション装置。
6. 制御手段は、三相巻線に流れる電流と電気角とからｄｑ変換を用いてｄ相電圧指令値およびｑ相電圧指令値を求め、ｄ相電圧指令値とｑ相電圧指令値を三相の各巻線へ印加する電圧指令値に変換することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の電磁サスペンション装置。
7. ｄ相電圧指令値およびｑ相電圧指令値の合成ベクトルの長さを飽和電圧以下に制限する制限手段を備えたことを特徴とする請求項６に記載の電磁サスペンション装置。
8. 制限手段は、ｄ相電圧指令値の二乗の値とｑ相電圧指令値の二乗の値とを足し合わせた加算値が飽和電圧の二乗の値を超える場合、加算値をパラメータとして飽和電圧の値を加算値の二分の一乗の値で除した制限割合をマップとして当該マップと加算値から制限割合を得て、ｄ相電圧指令値およびｑ相電圧指令値に得られた制限割合をそれぞれ乗算することによってｄ相電圧指令値およびｑ相電圧指令値を制限することを特徴とする請求項７に記載の電磁サスペンション装置。
9. 制御手段は、電圧指令値を電源電圧の変動に基づいて補正する補正手段を備えていることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載の電磁サスペンション装置。
10. 補正手段は、ｄ相電圧指令値およびｑ相電圧指令値のベクトル長さを飽和電圧以下に制限する前にｑ相電圧指令値を補正することを特徴とする請求項９に記載の電磁サスペンション装置。
11. 制御手段は、ｄ相電圧指令値およびｑ相電圧指令値が制限される場合、ｄ相およびｑ相の電流ループにおける積分演算を中止することを特徴とする請求項７から１０のいずれかに記載の電磁サスペンション装置。
    
    
    
    
    
    
    
    
    
    
    
    

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