JPH0614590A - Ｐｗｍインバータ - Google Patents
ＰｗｍインバータInfo
- Publication number
- JPH0614590A JPH0614590A JP4188749A JP18874992A JPH0614590A JP H0614590 A JPH0614590 A JP H0614590A JP 4188749 A JP4188749 A JP 4188749A JP 18874992 A JP18874992 A JP 18874992A JP H0614590 A JPH0614590 A JP H0614590A
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- JP
- Japan
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- phase
- voltage
- switching
- electrode side
- switching element
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電力逆変換器を構成するスイッチング素子の
スイッチング損失を低減させることのできるＰＷＭイン
バータを提供する。 【構成】 負荷へ供給すべき３相の交流電圧のうち１相
の電圧が他の相の電圧より低い（高い）電圧となる期間
は、その相に対応する負極側のスイッチング素子を導通
（非導通）状態に、正極側のスイッチング素子を非導通
（導通）状態に保持する。
スイッチング損失を低減させることのできるＰＷＭイン
バータを提供する。 【構成】 負荷へ供給すべき３相の交流電圧のうち１相
の電圧が他の相の電圧より低い（高い）電圧となる期間
は、その相に対応する負極側のスイッチング素子を導通
（非導通）状態に、正極側のスイッチング素子を非導通
（導通）状態に保持する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＰＷＭ変調信号に基
づいて３相ブリッジ接続された６個のスイッチング素子
の導通・非導通を制御し、直流電源から負荷へ３相の交
流電圧を供給するＰＷＭインバータに係り、特に特定の
期間は特定のスイッチング素子のスイッチング動作を禁
止することでスイッチング損失を低減するようにしたＰ
ＷＭインバータに関する。
づいて３相ブリッジ接続された６個のスイッチング素子
の導通・非導通を制御し、直流電源から負荷へ３相の交
流電圧を供給するＰＷＭインバータに係り、特に特定の
期間は特定のスイッチング素子のスイッチング動作を禁
止することでスイッチング損失を低減するようにしたＰ
ＷＭインバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＰＷＭインバータは３相交流電圧
の全周期に亘ってスイッチング動作を行う構成である。
また、正弦波変調方式のＰＷＭインバータの最大相間電
圧は、直流電源電圧の約８７％しか得られない。「イン
バータ しくみと使い方のコツ」（常広 譲，松本圭二
共著 １９８９年５月２５日発行 電気書院）の８章３
節 インバータのＰＷＭ制御法（８０頁〜８１頁）に、
各相の信号波すべてに−１／６・Ｃｏｓ３ωｔの項を加
算することで、相間電圧を直流電源電圧と略等しくする
技術が記載されている。
の全周期に亘ってスイッチング動作を行う構成である。
また、正弦波変調方式のＰＷＭインバータの最大相間電
圧は、直流電源電圧の約８７％しか得られない。「イン
バータ しくみと使い方のコツ」（常広 譲，松本圭二
共著 １９８９年５月２５日発行 電気書院）の８章３
節 インバータのＰＷＭ制御法（８０頁〜８１頁）に、
各相の信号波すべてに−１／６・Ｃｏｓ３ωｔの項を加
算することで、相間電圧を直流電源電圧と略等しくする
技術が記載されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のＰＷＭインバー
タでは、３相交流電圧の全周期に亘ってスイッチング動
作を行う構成であるから、スイッチング損失が継続的に
発生している。また、３倍の高調波成分を加算して３相
交流電圧の相間電圧を大きくする方式では、Ｃｏｓ３ω
ｔの計算をしなければならず、演算部の構成が複雑とな
る。
タでは、３相交流電圧の全周期に亘ってスイッチング動
作を行う構成であるから、スイッチング損失が継続的に
発生している。また、３倍の高調波成分を加算して３相
交流電圧の相間電圧を大きくする方式では、Ｃｏｓ３ω
ｔの計算をしなければならず、演算部の構成が複雑とな
る。
【０００４】この発明はこのような課題を解決するため
なされたもので、請求項１および２に係る発明は、スイ
ッチング損失を低減させることのできるＰＷＭインバー
タを提供することを目的とする。請求項３および４に係
る発明は、スイッチング損失を低減させるとともに、相
間電圧を大きくすることのできるＰＷＭインバータを提
供することを目的とする。
なされたもので、請求項１および２に係る発明は、スイ
ッチング損失を低減させることのできるＰＷＭインバー
タを提供することを目的とする。請求項３および４に係
る発明は、スイッチング損失を低減させるとともに、相
間電圧を大きくすることのできるＰＷＭインバータを提
供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
請求項１に係るＰＷＭインバータは、各相の電圧のうち
最も低い相に対応する負極側のスイッチング素子を導通
状態へ、正極側のスイッチング素子を非導通状態へそれ
ぞれ保持する構成としたことを特徴とする。
請求項１に係るＰＷＭインバータは、各相の電圧のうち
最も低い相に対応する負極側のスイッチング素子を導通
状態へ、正極側のスイッチング素子を非導通状態へそれ
ぞれ保持する構成としたことを特徴とする。
【０００６】請求項２に係るＰＷＭインバータは、各相
の電圧のうち最も高い相に対応する正極側のスイッチン
グ素子を導通状態に保持へ、負極側のスイッチング素子
を非導通状態へそれぞれ保持する構成としたことを特徴
とする。
の電圧のうち最も高い相に対応する正極側のスイッチン
グ素子を導通状態に保持へ、負極側のスイッチング素子
を非導通状態へそれぞれ保持する構成としたことを特徴
とする。
【０００７】請求項３に係るＰＷＭインバータは、１相
の出力電圧が数３の関係を略満足し、他の２相は前記１
相に対して電気角でそれぞれ１２０度づつ位相をづらし
た出力電圧となるよう正および負側のスイッチング素子
をパルス幅変調信号に基づいてスイッチングさせる構成
としたことを特徴とする。
の出力電圧が数３の関係を略満足し、他の２相は前記１
相に対して電気角でそれぞれ１２０度づつ位相をづらし
た出力電圧となるよう正および負側のスイッチング素子
をパルス幅変調信号に基づいてスイッチングさせる構成
としたことを特徴とする。
【０００８】
【数３】
【０００９】請求項４に係るＰＷＭインバータは、１相
の出力電圧が数４の関係を略満足し、他の２相は前記１
相に対して電気角でそれぞれ１２０度づつ位相をづらし
た出力電圧となるよう正および負側のスイッチング素子
をパルス幅変調信号に基づいてスイッチングさせる構成
としたことを特徴とする。
の出力電圧が数４の関係を略満足し、他の２相は前記１
相に対して電気角でそれぞれ１２０度づつ位相をづらし
た出力電圧となるよう正および負側のスイッチング素子
をパルス幅変調信号に基づいてスイッチングさせる構成
としたことを特徴とする。
【００１０】
【数４】
【００１１】
【作用】請求項１および２に係るＰＷＭインバータは、
負荷へ供給する３相交流電圧のうち１相の電圧が他の２
相の電圧よりも低くもしくは高くなる期間は、その相に
対応する正極側および負極側のＰＷＭスイッチング動作
を停止する構成としたので、この期間はスイッチング動
作に伴なう損失が発生しない。よって、負荷へ３相正弦
波電圧を供給するよう全周期に亘ってスイッチング動作
を行う場合と比較すると、スイッチング損失を約３０パ
ーセント低減することができる。特に、負荷が３相電動
機の場合、特定の期間ＰＷＭスイッチングを停止して
も、３相電動機を支障なく運転することができる。
負荷へ供給する３相交流電圧のうち１相の電圧が他の２
相の電圧よりも低くもしくは高くなる期間は、その相に
対応する正極側および負極側のＰＷＭスイッチング動作
を停止する構成としたので、この期間はスイッチング動
作に伴なう損失が発生しない。よって、負荷へ３相正弦
波電圧を供給するよう全周期に亘ってスイッチング動作
を行う場合と比較すると、スイッチング損失を約３０パ
ーセント低減することができる。特に、負荷が３相電動
機の場合、特定の期間ＰＷＭスイッチングを停止して
も、３相電動機を支障なく運転することができる。
【００１２】請求項３および４に係るＰＷＭインバータ
は、特定の期間特定の相へ正極または負極側の電位を供
給するとともに、本来供給すべき電位と固定した電位と
の差分を他の相の出力電圧側で補正するよう構成したの
で、特定の相のＰＷＭスイッチング動作が停止されて
も、負荷には指令電圧に応じた線間電圧が供給される。
は、特定の期間特定の相へ正極または負極側の電位を供
給するとともに、本来供給すべき電位と固定した電位と
の差分を他の相の出力電圧側で補正するよう構成したの
で、特定の相のＰＷＭスイッチング動作が停止されて
も、負荷には指令電圧に応じた線間電圧が供給される。
【００１３】
【実施例】以下、この発明の実施例を添付図面に基づい
て説明する。図１はこの発明に係るＰＷＭインバータの
ブロック構成図である。このＰＷＭインバータ１は、直
流電源２と電力逆変換器３と、波形制御部４と、制御部
５とからなる。ＭはこのＰＷＭインバータ１を用いて運
転される３相電動機、Ｅは電動機Ｍの回転位置を検出す
るためのエンコーダ、ＤＥＴは電動機Ｍへの供給電流も
しくは供給電圧を検出する電流／電圧検出器である。
て説明する。図１はこの発明に係るＰＷＭインバータの
ブロック構成図である。このＰＷＭインバータ１は、直
流電源２と電力逆変換器３と、波形制御部４と、制御部
５とからなる。ＭはこのＰＷＭインバータ１を用いて運
転される３相電動機、Ｅは電動機Ｍの回転位置を検出す
るためのエンコーダ、ＤＥＴは電動機Ｍへの供給電流も
しくは供給電圧を検出する電流／電圧検出器である。
【００１４】図２は電力逆変換器の一具体例を示す回路
図である。電力逆変換器３は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に対応する
正極側および負極側のスイッチング素子ＱＵ，ＱＶ，Ｑ
Ｗ，ＱＸ，ＱＹ，ＱＺを備える。波形制御部４から出力
されるスイッチング制御信号４Ｕ〜４Ｚに基づいて対応
するスイッチング素子ＱＵ〜ＱＺがオン・オフ制御され
る。各スイッチング素子ＱＵ〜ＱＺには、環流用のダイ
オードＤＵ〜ＤＺが逆極性で並列に接続されている。な
お、図２では各スイッチング素子ＱＵ〜ＱＺにパワート
ランジスタを用いた回路構成を示したが、各スイッチン
グ素子ＱＵ〜ＱＺはパワーＭＯＳＦＥＴやＧＴＯ等を用
いてもよい。
図である。電力逆変換器３は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に対応する
正極側および負極側のスイッチング素子ＱＵ，ＱＶ，Ｑ
Ｗ，ＱＸ，ＱＹ，ＱＺを備える。波形制御部４から出力
されるスイッチング制御信号４Ｕ〜４Ｚに基づいて対応
するスイッチング素子ＱＵ〜ＱＺがオン・オフ制御され
る。各スイッチング素子ＱＵ〜ＱＺには、環流用のダイ
オードＤＵ〜ＤＺが逆極性で並列に接続されている。な
お、図２では各スイッチング素子ＱＵ〜ＱＺにパワート
ランジスタを用いた回路構成を示したが、各スイッチン
グ素子ＱＵ〜ＱＺはパワーＭＯＳＦＥＴやＧＴＯ等を用
いてもよい。
【００１５】図１に示すように、制御部５は、速度指
令，電圧または電流指令等の制御要素Ｓと、回転位置検
出出力ＥＯとを比較し、また、電圧もしくは電流指令と
電流／電圧検出器ＤＥＴの検出出力ＩＤ／ＶＤとを比較
し、波形制御指令４Ｗ〜４Ｚを出力する。そして、波形
制御部４は、波形制御指令５ａに基づいてＰＷＭ変調し
たスイッチング制御信号４Ｕ〜４Ｚを生成するよう構成
している。
令，電圧または電流指令等の制御要素Ｓと、回転位置検
出出力ＥＯとを比較し、また、電圧もしくは電流指令と
電流／電圧検出器ＤＥＴの検出出力ＩＤ／ＶＤとを比較
し、波形制御指令４Ｗ〜４Ｚを出力する。そして、波形
制御部４は、波形制御指令５ａに基づいてＰＷＭ変調し
たスイッチング制御信号４Ｕ〜４Ｚを生成するよう構成
している。
【００１６】通常のＰＷＭインバータにおいて波形制御
部は、３相交流の全周期に亘ってＰＷＭ変調を行なう
が、本発明に係る波形制御部５は、各相について約１２
０度の期間はＰＷＭ変調を行なわずに、正極側もしくは
負極側のスイッチング素子ＱＵ〜ＱＺをオン状態に保持
するよう構成している。
部は、３相交流の全周期に亘ってＰＷＭ変調を行なう
が、本発明に係る波形制御部５は、各相について約１２
０度の期間はＰＷＭ変調を行なわずに、正極側もしくは
負極側のスイッチング素子ＱＵ〜ＱＺをオン状態に保持
するよう構成している。
【００１７】なお、制御部５は、回転位置検出出力ＥＯ
に基づいて予め設定した演算式または変換テーブル等を
参照して各相へ供給する電圧を逐次算出するとともに、
算出した各相の電圧から他相よりも低い（高い）電圧と
なる相を判断して、その相に対応する正極側のスイッチ
ング素子を非導通（導通）状態へ、負極側のスイッチン
グ素子を導通（非導通）状態へ保持するとともに、本来
供給すべき電圧と固定した電圧との差電圧を逐次求め、
その差電圧分を他の相の出力電圧側で補正するよう他の
相をパルス幅変調することで、各相間の電圧が本来印加
すべき電圧を同じになるよう制御してもよい。
に基づいて予め設定した演算式または変換テーブル等を
参照して各相へ供給する電圧を逐次算出するとともに、
算出した各相の電圧から他相よりも低い（高い）電圧と
なる相を判断して、その相に対応する正極側のスイッチ
ング素子を非導通（導通）状態へ、負極側のスイッチン
グ素子を導通（非導通）状態へ保持するとともに、本来
供給すべき電圧と固定した電圧との差電圧を逐次求め、
その差電圧分を他の相の出力電圧側で補正するよう他の
相をパルス幅変調することで、各相間の電圧が本来印加
すべき電圧を同じになるよう制御してもよい。
【００１８】図３は請求項１および３に係るＰＷＭイン
バータのスイッチング制御信号および最大出力電圧発生
時の電動機Ｍへの供給電圧を示す波形図である。請求項
１および３に係るＰＷＭインバータ１の波形制御部４
は、電気角で２１０度〜３３０度の間はＵ相に相等する
スイッチング制御信号４ＸをＨレベルに、スイッチング
制御信号４ＵをＬレベルにそれぞれ保持し、負極側のス
イッチング素子ＱＸを導通状態に正極側のスイッチング
素子ＱＵを非導通状態にそれぞれ駆動するよう構成して
いる。他の期間は予め設定した微小期間毎の出力電圧が
先に示した数３の関係を満足するようにパルス幅変調し
たスイッチング制御信号４Ｗ〜４Ｚを生成するよう構成
している。
バータのスイッチング制御信号および最大出力電圧発生
時の電動機Ｍへの供給電圧を示す波形図である。請求項
１および３に係るＰＷＭインバータ１の波形制御部４
は、電気角で２１０度〜３３０度の間はＵ相に相等する
スイッチング制御信号４ＸをＨレベルに、スイッチング
制御信号４ＵをＬレベルにそれぞれ保持し、負極側のス
イッチング素子ＱＸを導通状態に正極側のスイッチング
素子ＱＵを非導通状態にそれぞれ駆動するよう構成して
いる。他の期間は予め設定した微小期間毎の出力電圧が
先に示した数３の関係を満足するようにパルス幅変調し
たスイッチング制御信号４Ｗ〜４Ｚを生成するよう構成
している。
【００１９】そして、Ｖ相およびＷ相のスイッチング制
御信号４Ｖ，４Ｙ，４Ｗ，４Ｚは、Ｕ相のそれに対し
て、１２０度づつ位相をずらしている。このようなスイ
ッチング制御信号４Ｕ〜４Ｚを用いることで、１周期の
うちの１／３の期間はズイッチングを停止しているか
ら、スイッチングに伴う損失が発生しない。
御信号４Ｖ，４Ｙ，４Ｗ，４Ｚは、Ｕ相のそれに対し
て、１２０度づつ位相をずらしている。このようなスイ
ッチング制御信号４Ｕ〜４Ｚを用いることで、１周期の
うちの１／３の期間はズイッチングを停止しているか
ら、スイッチングに伴う損失が発生しない。
【００２０】また、スイッチングを行なう他の期間は、
出力電圧が数３の関係を満足するようスイッチングして
いるので、図３（ｇ）に示すように最大相間電圧ＥＭは
直流電源電圧と略等しくなる。
出力電圧が数３の関係を満足するようスイッチングして
いるので、図３（ｇ）に示すように最大相間電圧ＥＭは
直流電源電圧と略等しくなる。
【００２１】図４は請求項２および４に係るＰＷＭイン
バータのスイッチング制御信号および最大出力電圧発生
時の電動機Ｍへの供給電圧を示す波形図である。請求項
２および４に係るＰＷＭインバータ１の波形制御部４
は、電気角で３０度〜１５０度の間はＵ相に相等するス
イッチング制御信号４ＵをＨレベルに、スイッチング制
御信号４ＸをＬレベルにそれぞれ保持し、正極側のスイ
ッチング素子ＱＵを導通状態に負極側のスイッチング素
子ＱＸを非導通状態にそれぞれ駆動するよう構成してい
る。他の期間は予め設定した微小期間毎の出力電圧が先
に示した数４の関係を満足するようにパルス幅変調した
スイッチング制御信号４Ｗ〜４Ｚを生成するよう構成し
ている。
バータのスイッチング制御信号および最大出力電圧発生
時の電動機Ｍへの供給電圧を示す波形図である。請求項
２および４に係るＰＷＭインバータ１の波形制御部４
は、電気角で３０度〜１５０度の間はＵ相に相等するス
イッチング制御信号４ＵをＨレベルに、スイッチング制
御信号４ＸをＬレベルにそれぞれ保持し、正極側のスイ
ッチング素子ＱＵを導通状態に負極側のスイッチング素
子ＱＸを非導通状態にそれぞれ駆動するよう構成してい
る。他の期間は予め設定した微小期間毎の出力電圧が先
に示した数４の関係を満足するようにパルス幅変調した
スイッチング制御信号４Ｗ〜４Ｚを生成するよう構成し
ている。
【００２２】そして、Ｖ相およびＷ相のスイッチング制
御信号４Ｖ，４Ｙ，４Ｗ，４Ｚは、Ｕ相のそれに対し
て、１２０度づつ位相をずらしている。このようなスイ
ッチング制御信号４Ｕ〜４Ｚを用いることで、１周期の
うちの１／３の期間はズイッチングを停止しているか
ら、スイッチングに伴う損失が発生しない。
御信号４Ｖ，４Ｙ，４Ｗ，４Ｚは、Ｕ相のそれに対し
て、１２０度づつ位相をずらしている。このようなスイ
ッチング制御信号４Ｕ〜４Ｚを用いることで、１周期の
うちの１／３の期間はズイッチングを停止しているか
ら、スイッチングに伴う損失が発生しない。
【００２３】また、スイッチングを行なう他の期間は、
出力電圧が数４の関係を満足するようスイッチングして
いるので、図４（ｇ）に示すように最大相間電圧ＥＭは
直流電源電圧と略等しくなる。
出力電圧が数４の関係を満足するようスイッチングして
いるので、図４（ｇ）に示すように最大相間電圧ＥＭは
直流電源電圧と略等しくなる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように請求項１および２に
係るＰＷＭインバータは、正弦波３相交流電圧出力を想
定し、その３相の中で電圧が最も低くもしくは高くなる
相に対応する相の負極側もしくは正極側のスイッチング
素子を導通状態に保持する構成としたので、ＰＷＭ変調
信号に基づいて電力逆変換器を構成するスイッチング素
子を全周期に亘ってスイッチング制御する従来のものと
比較して、スイッチング素子のスイッチング損失を略１
／３低減することができる。
係るＰＷＭインバータは、正弦波３相交流電圧出力を想
定し、その３相の中で電圧が最も低くもしくは高くなる
相に対応する相の負極側もしくは正極側のスイッチング
素子を導通状態に保持する構成としたので、ＰＷＭ変調
信号に基づいて電力逆変換器を構成するスイッチング素
子を全周期に亘ってスイッチング制御する従来のものと
比較して、スイッチング素子のスイッチング損失を略１
／３低減することができる。
【００２５】請求項３および４に係るＰＷＭインバータ
は、例えばＵ相の出力の９０度〜２１０度の期間は負極
側もしくは正極側のスイッチング素子を導通状態に保持
し、他の期間は前述の数３もしくは数４の関係を満足す
るようＰＷＭ信号に基づいてスイッチング制御し、Ｖ，
Ｗ相はＵ相に対して位相を１２０度ずつずらせる構成と
したので、スイッチング素子のスイッチング損失を低減
することができるとともに、相間電圧を直流電源電圧ま
で大きくすることができる。
は、例えばＵ相の出力の９０度〜２１０度の期間は負極
側もしくは正極側のスイッチング素子を導通状態に保持
し、他の期間は前述の数３もしくは数４の関係を満足す
るようＰＷＭ信号に基づいてスイッチング制御し、Ｖ，
Ｗ相はＵ相に対して位相を１２０度ずつずらせる構成と
したので、スイッチング素子のスイッチング損失を低減
することができるとともに、相間電圧を直流電源電圧ま
で大きくすることができる。
【図１】この発明に係るＰＷＭインバータのブロック構
成図
成図
【図２】電力逆変換器の一具体例を示す回路図
【図３】請求項１および３に係るＰＷＭインバータのス
イッチング制御信号および最大出力電圧発生時の電動機
Ｍへの供給電圧を示す波形図
イッチング制御信号および最大出力電圧発生時の電動機
Ｍへの供給電圧を示す波形図
【図４】請求項２および４に係るＰＷＭインバータのス
イッチング制御信号および最大出力電圧発生時の電動機
Ｍへの供給電圧を示す波形図
イッチング制御信号および最大出力電圧発生時の電動機
Ｍへの供給電圧を示す波形図
１ ＰＷＭインバータ ２ 直流電源 ３ 電力変換器 ４ 波形制御部 ４Ｗ〜４Ｚ スイッチング制御信号 ５ 制御部 Ｍ 電動機
Claims (4)
- 【請求項１】 ３相ブリッジ接続された６個のスイッチ
ング素子の導通・非導通をＰＷＭ変調信号に基づいて制
御し、直流電源から負荷へ３相の交流電圧を供給するＰ
ＷＭインバータにおいて、負荷へ供給すべき３相の交流
電圧のうち１相の電圧が他の相の電圧より低い電圧とな
る期間は、その相に対応する負極側のスイッチング素子
を導通状態に、その相に対応する正極側のスイッチング
素子を非導通状態へ保持するよう構成したことを特徴と
するＰＷＭインバータ。 - 【請求項２】 ３相ブリッジ接続された６個のスイッチ
ング素子の導通・非導通をＰＷＭ変調信号に基づいて制
御し、直流電源から負荷へ３相の交流電圧を供給するＰ
ＷＭインバータにおいて、負荷へ供給すべき３相の交流
電圧のうち１相の電圧が他の相の電圧より高い電圧とな
る期間は、その相に対応する正極側のスイッチング素子
を導通状態に、その相に対応する負極側のスイッチング
素子を非導通状態へ保持するよう構成したことを特徴と
するＰＷＭインバータ。 - 【請求項３】 ３相ブリッジ接続された６個のスイッチ
ング素子の導通・非導通をＰＷＭ変調信号に基づいて制
御し、直流電源から負荷へ３相の交流電圧を供給するＰ
ＷＭインバータにおいて、１相の出力電圧が数１の関係
を略満足するよう、また他の２相は前記１相に対して電
気角でそれぞれ１２０度づつ位相をづらした出力電圧と
なるよう正および負極側のスイッチング素子をパルス幅
変調信号に基づいてスイッチングさせるよう構成したこ
とを特徴とするＰＷＭインバータ。 【数１】 - 【請求項４】 ３相ブリッジ接続された６個のスイッチ
ング素子の導通・非導通をＰＷＭ変調信号に基づいて制
御し、直流電源から負荷へ３相の交流電圧を供給するＰ
ＷＭインバータにおいて、１相の出力電圧が数２の関係
を略満足するよう、また他の２相は前記１相に対して電
気角でそれぞれ１２０度づつ位相をづらした出力電圧と
なるよう正および負極側のスイッチング素子をパルス幅
変調信号に基づいてスイッチングさせるよう構成したこ
とを特徴とするＰＷＭインバータ。 【数２】
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4188749A JPH0614590A (ja) | 1992-06-23 | 1992-06-23 | Ｐｗｍインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4188749A JPH0614590A (ja) | 1992-06-23 | 1992-06-23 | Ｐｗｍインバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0614590A true JPH0614590A (ja) | 1994-01-21 |
Family
ID=16229103
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4188749A Withdrawn JPH0614590A (ja) | 1992-06-23 | 1992-06-23 | Ｐｗｍインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0614590A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5699240A (en) * | 1995-06-08 | 1997-12-16 | Nippondenso Co., Ltd. | PWM inverter control apparatus |
| US6643150B2 (en) | 2001-03-13 | 2003-11-04 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control device for power converter |
| JP2008062738A (ja) * | 2006-09-06 | 2008-03-21 | Kayaba Ind Co Ltd | 電磁サスペンション装置 |
| US8882621B2 (en) | 2008-10-23 | 2014-11-11 | Bando Chemical Industries, Ltd. | Friction drive belt |
-
1992
- 1992-06-23 JP JP4188749A patent/JPH0614590A/ja not_active Withdrawn
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