WO2023136340A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2023136340A1
WO2023136340A1 PCT/JP2023/000926 JP2023000926W WO2023136340A1 WO 2023136340 A1 WO2023136340 A1 WO 2023136340A1 JP 2023000926 W JP2023000926 W JP 2023000926W WO 2023136340 A1 WO2023136340 A1 WO 2023136340A1
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WO
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voltage
phase
modulation
pulse width
width modulation
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Application number
PCT/JP2023/000926
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English (en)
French (fr)
Inventor
雄志 荒木
辰樹 柏原
孝次 小林
潔 大石
勇希 横倉
勇斗 小林
Original Assignee
サンデン株式会社
国立大学法人長岡技術科学大学
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Filing date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that converts DC voltage into AC voltage.
  • PWM pulse width modulation
  • the former method includes pulse width modulation that outputs only odd voltage vectors or only even voltage vectors. According to this method, it is possible to completely suppress the fluctuation of the common mode voltage within the carrier period. There is also pulse width modulation that switches between outputting only odd voltage vectors and outputting only even voltage vectors according to the electrical angle phase. This technique can also greatly suppress fluctuations in the common mode voltage (see, for example, Patent Document 1).
  • Patent Document 1 is the most effective method for suppressing common-mode voltage fluctuations, but because it limits the voltage vector to be used, the linear output region (the voltage vector can rotate once in a constant radius) There is a drawback that the maximum amplitude) is limited and the modulation rate that can be output is limited. For this reason, it is difficult to apply it when driving a motor of a compressor, or when the number of revolutions/modulation rate is high, it is necessary to switch the modulation method as in Patent Document 3.
  • Patent Document 2 Patent Document 3
  • Patent Document 3 can use the linear output region to the normal maximum, and can realize a high modulation rate, but the effect of suppressing the common mode voltage fluctuation is the former method. inferior to the method.
  • Patent Document 3 two-phase modulation and three-phase modulation are switched according to the operating region, and it is conceivable to switch between the former method and the latter method as described above, but switching of the pulse width modulation method A shock problem arises.
  • the present invention has been made to solve such conventional technical problems, and it is possible to realize pulse width modulation with a high noise suppression effect but a limited modulation rate, and high modulation rate with a poor noise suppression effect. It is an object of the present invention to provide a power converter capable of linearly switching between various pulse width modulations.
  • the power converter of the present invention converts a DC voltage into an AC voltage, and controls the inverter circuit that applies the phase voltage at the connection point of the upper and lower arm switching elements of each phase to the load, and the switching of each switching element.
  • pulse width modulation that outputs only odd voltage vectors during one control period, or pulse width modulation that outputs only even voltage vectors during one control period, or electrical angle phase pulse width modulation for outputting only odd voltage vectors during one control period and pulse width modulation for switching between pulse width modulation for outputting only even voltage vectors during one control period according to the common
  • a determination unit that determines a zero voltage output time for outputting a zero voltage vector; pulse width modulation by the first modulation unit within one electrical angle cycle based on the zero voltage output time determined by the determination unit; It is characterized by comprising a selection section for selecting pulse width modulation by the second modulation section.
  • the selection unit selects pulse width modulation by the first modulation unit when the zero voltage output time is a value of zero or more, or when it is a positive value.
  • the pulse width modulation by the second modulation section is selected when the zero voltage output time is a negative value or a value less than or equal to zero.
  • the first modulation unit corrects the odd voltage vector or the even voltage vector to realize the zero voltage output time for outputting the zero voltage vector. It is characterized by
  • the first modulation unit controls only the pulse width modulation and the even voltage vector for outputting only the odd voltage vector during one control period according to the control state. It is characterized in that the pulse width modulation to be output during the period is switched and executed.
  • a power conversion apparatus is provided with a phase voltage command calculation unit for calculating the phase voltage command value of each phase in the above invention, and the first modulation unit is configured to calculate the phase voltage command value for the phase where the amplitude of the phase voltage command value is maximum. If the sign of is positive, pulse width modulation is performed to output only even voltage vectors during one control period. It is characterized by performing pulse width modulation for output during the control period.
  • a power conversion apparatus according to the first to fifth aspects of the invention, wherein the second modulation section performs pulse width modulation for outputting only adjacent voltage vectors during one control period.
  • a power conversion apparatus is provided with a phase voltage command calculation unit for calculating the phase voltage command value of each phase in the above invention, and the second modulation unit is configured to provide the phase voltage command value for the phase at which the amplitude of the phase voltage command value is maximized. If the sign of is positive, pulse width modulation is performed to output only two even voltage vectors and the odd voltage vector sandwiched between them during one control cycle, and the sign of the phase that maximizes the amplitude of the phase voltage command value is In the case of negative, pulse width modulation is performed to output only two odd voltage vectors and an even voltage vector sandwiched between them during one control period.
  • the second modulation section is configured such that the phase voltage of the other phase is adjusted at the rise timing and the fall timing of the phase voltage of the specific phase. It is characterized by performing pulse width modulation that synchronizes the fall timing and the rise timing.
  • a ninth aspect of the invention there is provided a power conversion device according to the first to fifth aspects of the invention, wherein the second modulation section fixes the ON/OFF state of the upper and lower arm switching elements of a predetermined one phase, and the other two phases. pulse width modulation for modulating the ON/OFF state of the upper and lower arm switching elements.
  • the power conversion apparatus of the invention of claim 10 is characterized in that in each of the above inventions, the inverter circuit applies a phase voltage at a connection point of the upper and lower arm switching elements of each phase to the motor to drive it.
  • an inverter circuit that applies a phase voltage at a connection point between upper and lower arm switching elements of each phase to a load, and a control that controls switching of each switching element.
  • the control device uses pulse width modulation to output only odd voltage vectors during one control period, or pulse width modulation to output only even voltage vectors during one control period, or according to the electrical angle phase common mode noise by performing either pulse width modulation to output only odd voltage vectors during one control period or pulse width modulation to switch between pulse width modulation to output only even voltage vectors during one control period.
  • a determination unit that determines a zero voltage output time for outputting a zero voltage vector; a pulse width modulation by a first modulation unit within one electrical angle cycle based on the zero voltage output time determined by the determination unit; Since the selection unit is provided for selecting the pulse width modulation by the modulation unit of , it is possible to reduce the common mode noise and the pulse width modulation by the first modulation unit having a high common mode noise suppression effect, but the first modulation It becomes possible to linearly (seamlessly) switch the pulse width modulation by the second modulation section capable of realizing a higher modulation rate than the pulse width modulation by the section.
  • the selector selects pulse width modulation by the first modulator when the zero voltage output time is a value equal to or greater than zero, or when the zero voltage output time is a positive value.
  • the time is a negative value or a value less than or equal to zero, if the pulse width modulation by the second modulation section is selected, the pulse width by the first modulation section is It is possible to smoothly switch between modulation and pulse width modulation by the second modulation section.
  • the pulse width modulation of the modulating section 1 makes it possible to completely suppress the fluctuation of the common mode voltage.
  • the first modulation section provides pulse width modulation for outputting only odd voltage vectors during one control period and pulse width modulation for outputting only even voltage vectors during one control period according to the control state. If the width modulation is switched and executed, it becomes possible to realize the optimum pulse width modulation by the first modulation section according to the control state.
  • the first modulation unit converts only the even-numbered voltage vectors into one.
  • Execute pulse width modulation to output during a control period and execute pulse width modulation to output only an odd voltage vector during one control period when the sign of the phase with the maximum amplitude of the phase voltage command value is negative. , it is possible to appropriately switch between pulse width modulation in which only even voltage vectors are output during one control period and pulse width modulation in which only odd voltage vectors are output during one control period.
  • the pulse width modulation performed by the second modulation section includes pulse width modulation in which only adjacent voltage vectors are output during one control period, as in the sixth aspect of the invention.
  • the second modulation unit converts only two even voltage vectors and an odd voltage vector sandwiched between them.
  • the sign of the phase in which the amplitude of the phase voltage command value is the maximum is positive
  • the second modulation unit converts only two even voltage vectors and an odd voltage vector sandwiched between them.
  • the sign of the phase with the maximum amplitude of the phase voltage command value is negative, only the two odd voltage vectors and the even voltage vector sandwiched between them are used for one control cycle.
  • Smooth pulse width modulation by the second modulation unit can be realized by executing the pulse width modulation output in the second modulation unit.
  • the pulse width modulation performed by the second modulating section can be performed at the rise timing and the fall timing of the phase voltage of a specific phase as in the eighth aspect of the invention.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of a power converter of one embodiment to which the present invention is applied; FIG. It is a figure which shows a three-phase alternating current voltage command value.
  • FIG. 4 is a diagram showing a voltage space for explaining a linear output region; FIG. FIG. 4 is a diagram showing the relationship between voltage vectors and phase voltages; FIG. 4 is a diagram showing a voltage vector (output basic vector);
  • FIG. 2 is a flow chart explaining the operation of one embodiment of the control device of FIG. 1 (Embodiment 1);
  • FIG. FIG. 4 is a diagram representing a voltage space for explaining IRSPWM with odd voltage vectors; It is a figure which shows the value which an output area
  • FIG. 4 is a diagram showing a voltage space for explaining a linear output region; FIG. 4 is a diagram showing the relationship between voltage vectors and phase voltages; FIG. 4 is a diagram showing a voltage vector (output basic vector);
  • FIG. 2
  • FIG. 11 illustrates the linear output region of IRSPWM with odd voltage vectors
  • FIG. 10 is a diagram showing output vectors and output times of RSPWM with odd voltage vectors
  • FIG. 10 is a diagram showing output vectors and output times of NSPWM with odd voltage vectors
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of output vectors of IRSPWM with odd voltage vectors (in the case of RSPWM);
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of IRSPWM output vectors with odd voltage vectors (for NSPWM);
  • FIG. 11 shows PWM patterns for IRSPWM with odd voltage vectors (for RSPWM);
  • FIG. 11 shows PWM patterns for IRSPWM with odd voltage vectors (for NSPWM);
  • FIG. 11 shows PWM patterns for IRSPWM with odd voltage vectors (for NSPWM);
  • FIG. 10 shows PWM patterns for IRSPWM with odd voltage vectors (for NSPWM);
  • FIG. 10 shows PWM patterns for IRSPWM with odd voltage vectors (for NSPWM);
  • FIG. 10 is a diagram showing modulated waveforms at a low modulation factor of IRSPWM with odd voltage vectors;
  • FIG. 10 is a diagram showing modulated waveforms at a high modulation factor of IRSPWM with odd voltage vectors;
  • FIG. 4 is a diagram representing a voltage space for explaining IRSPWM with even voltage vectors;
  • FIG. 19 is a diagram showing values taken by the output regions and functions of FIG. 18;
  • FIG. 11 illustrates the linear output region of IRSPWM with even voltage vectors;
  • FIG. 10 is a diagram showing output vectors and output times of RSPWM with even voltage vectors;
  • FIG. 10 is a diagram showing output vectors and output times of NSPWM with even voltage vectors;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of an IRSPWM output vector with an even voltage vector (in the case of RSPWM);
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of output vectors of IRSPWM with even voltage vectors (in the case of NSPWM);
  • Fig. 12 shows a PWM pattern for IRSPWM with even voltage vectors (for RSPWM);
  • FIG. 11 shows PWM patterns for IRSPWM with even voltage vectors (for NSPWM);
  • FIG. 10 is a diagram showing modulated waveforms at a low modulation factor of IRSPWM with even voltage vectors;
  • FIG. 10 is a diagram showing a modulated waveform at a high modulation factor of IRSPWM with an even voltage vector; It is a figure which shows the operation
  • FIG. 11 shows the linear output region of IRSPWM with full voltage vector; It is a figure which shows the correspondence of RSPWM of IRSPWM by all voltage vectors, and each phase.
  • FIG. 10 is a diagram showing modulation waveforms at a low modulation factor of IRSPWM by all voltage vectors;
  • FIG. 10 is a diagram showing modulation waveforms at a high modulation rate of IRSPWM with all voltage vectors;
  • FIG. 12 is a diagram showing a PWM pattern of pulse width modulation that matches the rise and fall timings of a specific phase with the fall and rise timings of other phases (Embodiment 3);
  • Figure 35 shows the linear output region of Figure 34;
  • a power converter 1 of an embodiment to which the present invention is applied drives a motor 8 (load) of a so-called inverter-integrated electric compressor that constitutes a refrigerant circuit of a vehicle air conditioner mounted on a vehicle such as an electric vehicle. It is.
  • the power converter 1 of the embodiment includes a three-phase inverter circuit 28 and a control device 21 .
  • the inverter circuit 28 is a circuit that converts the DC voltage of a DC power supply (vehicle battery: for example, 350 V) 29 into a three-phase AC voltage and applies it to the motor 8 .
  • the motor 8 of the embodiment is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor).
  • the inverter circuit 28 has a U-phase half-bridge circuit 19U, a V-phase half-bridge circuit 19V, and a W-phase half-bridge circuit 19W. and lower arm switching elements 18D to 18F. Further, a flywheel diode 31 is connected in anti-parallel to each of the switching elements 18A-18F.
  • Each of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F is composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) in which a MOS structure is incorporated in the gate portion in the embodiment.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the collectors of the upper arm switching elements 18A to 18C of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the upper arm power supply line (positive bus line) 10 of the smoothing capacitor 32 .
  • the emitters of the lower arm switching elements 18D to 18F of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the lower arm power supply line (negative bus line) 15 of the smoothing capacitor 32 .
  • the emitter of the upper arm switching element 18A and the collector of the lower arm switching element 18D are connected in series, and the emitter of the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element of the V phase half bridge circuit 19V are connected in series.
  • 18E are connected in series, and the emitter of the upper arm switching element 18C and the collector of the lower arm switching element 18F of the W-phase half bridge circuit 19W are connected in series.
  • a connection point (U-phase voltage Vu) between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U is connected to the U-phase armature coil of the motor 8, and the V-phase half-bridge circuit 19V is connected to the U-phase armature coil.
  • a connection point (V-phase voltage Vv) between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E is connected to the V-phase armature coil of the motor 8, and the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18C of the W-phase half-bridge circuit 19W are connected to the V-phase armature coil of the motor 8.
  • a connection point (W-phase voltage Vw) of the arm switching element 18F is connected to a W-phase armature coil of the motor 8 .
  • the control device 21 is composed of a microcomputer having a processor. are input, and based on these, the ON/OFF state (switching) of each of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is controlled. Specifically, it controls the gate voltage applied to the gates of the switching elements 18A to 18F.
  • the control device 21 of the embodiment includes a command value calculation unit 30, a PWM signal generation unit 36, a gate driver 37, a U-phase current iu which is a motor current (phase current) of each phase flowing through the motor 8, a V-phase current It has current sensors 26A, 26B, and 26C consisting of current transformers for measuring iv and W-phase currents iw.
  • the command value calculation unit 30 of the embodiment includes a phase voltage command calculation unit 33, a first modulation unit 34, a second modulation unit 35, a selection unit 40, and a determination unit 45. Each current The sensors 26A-26C are connected to the phase voltage command calculator 33. FIG.
  • the current sensor 26A measures the U-phase current iu
  • the current sensor 26B measures the V-phase current iv
  • the current sensor 26C measures the W-phase current iw. may be measured
  • the V-phase current iv may be measured by the current sensor 26B
  • the W-phase current iw may be calculated from these.
  • the method of detecting the motor current of each phase in addition to measuring with the current sensors 26A to 26C as in the embodiment, the current value of the lower arm power supply line 15 is detected by a shunt resistor, and the current value and the motor 8 Since there is a method of estimating by the phase voltage command calculation unit 33 from the operating state of the motor, the method of detecting and estimating each phase current is not particularly limited.
  • Phase voltage command calculator 33 The phase voltage command calculation unit 33 of the embodiment applies to the armature coil of each phase of the motor 8 by vector control based on the d-axis current and the q-axis current obtained from the electrical angle of the motor 8, the current command value, and the phase current.
  • Phase voltage command value Vu ref (hereinafter referred to as U-phase voltage command value Vu ref ), Vv ref (hereinafter referred to as V-phase voltage A command value Vv ref ) and Vw ref (hereinafter referred to as a W-phase voltage command value Vw ref ) are calculated and output.
  • the phase voltage command calculation unit 33 uses the d-axis voltage command value Vd ref and the q-axis voltage command value Vq ref obtained from the d-axis current and the q-axis current to calculate the ⁇ -axis voltage command using the following formula (I).
  • a value V ⁇ ref and a ⁇ -axis voltage command value V ⁇ ref are calculated, and from these ⁇ -axis voltage command value V ⁇ ref and ⁇ -axis voltage command value V ⁇ ref , the voltage command values Vu ref and Vv for each phase of the UVW are obtained using Equation (II). ref and Vw ref (phase voltage command value) are calculated.
  • FIG. 2 shows the waveforms of the voltage command values Vu ref , Vv ref and Vw ref for each phase calculated by Equation (III), and FIG. 3 shows the linear output region kH.
  • the linear output region is the maximum value of the amplitude at which the voltage vector can perfectly rotate (draw a circle) in the diagram representing the voltage space in FIG. Since the voltage space of the three-phase inverter is hexagonal as shown in FIG. 3, theoretically, the linear output region is the inscribed circle of the hexagon.
  • the linear output region kH in general three-phase modulation is expressed as 1, and the linear output regions of other modulation schemes are normalized for discussion.
  • V1 the states of the U-phase voltage Vu, the V-phase voltage Vv, and the W-phase voltage Vw are summarized
  • V1 the states of eight voltage vectors (output basic vectors) V0 to V7 as shown in FIG. 4 are expressed. be able to.
  • V1, V3 and V5 are odd voltage vectors
  • V2, V4 and V6 are even voltage vectors
  • V0 and V7 are zero voltage vectors.
  • the phase voltage command calculation unit 33 of the embodiment further calculates the voltage command values Vu ref2 , Vv ref2 , and Vw ref2 for two-phase modulation of each phase using the following formulas (IV) and (V).
  • Vmod in each of formulas (IV) and (V) calculates voltage command values Vu ref2 , Vv ref2 , and Vw ref2 for two-phase modulation from voltage command values Vu ref , Vv ref , and Vw ref for three-phase modulation.
  • the minimum value (min) of the three-phase voltage command values Vu ref , Vv ref , and Vw ref is added to Vdc/2, and in equation (V) It is a value obtained by subtracting the maximum value (max) among the phase voltage command values Vu ref , Vv ref and Vw ref from Vdc/2.
  • the amplitude is determined to be the maximum using the formula (V).
  • Two-phase modulation is performed in which the upper arm switching element of each phase is fixed ON, and if the sign of the phase with the largest amplitude among the voltage command values Vu ref , Vv ref , and Vw ref is negative, the expression (IV) is used to Two-phase modulation is employed in which the lower arm switching element of the phase with the maximum amplitude is fixed ON.
  • the first modulation section 34 of the embodiment performs pulse width modulation to output only the odd voltage vectors V1, V3, and V5 among the voltage vectors described above during one control period, and the voltage command values V ⁇ ref and V ⁇ ref to directly generate the ON times tu, tv, and tw of the upper arm switching elements of each phase, and output voltage vectors (V1, V3, V5) and their output times.
  • this pulse width modulation is hereinafter referred to as RSPWM (Remote State PWM) with odd voltage vectors.
  • RSPWM Remote State PWM
  • Such pulse width modulation is based on the concept of instantaneous space vector modulation, in which space vector modulation is performed without waiting for the next sampling point.
  • the first modulation unit 34 further performs pulse width modulation to output only the even voltage vectors V2, V4, and V6 among the voltage vectors described above during one control period, and directly from the voltage command values V ⁇ ref and V ⁇ ref .
  • ON times tuv, tvw, and twu of two-phase upper arm switching elements are generated, and voltage vectors (V2, V4, V6) and their output times are output.
  • this pulse width modulation is hereinafter referred to as RSPWM with even voltage vectors.
  • the first modulation section 34 performs pulse width modulation to switch between RSPWM using the odd voltage vector and RSPWM using the even voltage vector according to the electrical angle phase.
  • This pulse width modulation is hereinafter referred to as RSPWM with full voltage vectors in the present application.
  • the pulse width modulation by the first modulation section 34 as described above will be described in detail later.
  • Second modulation section 35 performs pulse width modulation that achieves a modulation rate higher than that of the pulse width modulation by the first modulation section 34 and that can reduce common mode noise.
  • the second modulation section 35 of the embodiment performs pulse width modulation to output only adjacent voltage vectors in FIG. 5 during one control period.
  • NSPWM Near State PWM
  • the determination unit 45 of the embodiment determines the zero voltage output times t0 and t7, which are the times for outputting the zero voltage vector obtained from the calculation by the first modulation unit 34, for each control cycle. The operation of this determination unit 45 will also be described in detail later.
  • the selection unit 40 of the embodiment Based on the zero voltage output times t0 and t7 determined by the determination unit 45, the selection unit 40 of the embodiment performs pulse width modulation by the first modulation unit 34 and pulse width modulation by the second modulation unit 35 within one electrical angle cycle. Pulse width modulation is selected every control period. Then, the selected voltage vector and the output time are output to the PWM signal generator 36 . The operation of this selector 40 will also be described in detail later.
  • the PWM signal generator 36 receives the voltage vector and the output time output from the selector 40 and compares the magnitudes of the voltage vector and the carrier signal to determine the U-phase inverter 19U, the V-phase inverter 19V, and the W-phase inverter of the inverter circuit 28 .
  • a PWM signal which is a 19 W drive command signal, is generated and output.
  • the gate driver 37 Based on the PWM signal output from the PWM signal generator 36, the gate driver 37 generates the gate voltage of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U, the gate voltage of the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V, and the W Gate voltages for the switching elements 18C and 18F of the phase inverter 19W are generated.
  • Each of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is turned ON/OFF based on the gate voltage output from the gate driver 37. That is, when the gate voltage is turned on (predetermined voltage value), the switching element is turned on, and when the gate voltage is turned off (zero), the switching element is turned off.
  • This gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBT based on the PWM signal when the switching elements 18A to 18F are the aforementioned IGBTs, and is composed of a photocoupler, a logic IC, a transistor, and the like. be.
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half bridge circuit 19V is applied (output) to the V-phase armature coil of the motor 8 as the V-phase voltage Vv (phase voltage)
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half bridge circuit 19W is applied (output) to the W-phase armature coil of the motor 8 as the W-phase voltage Vw (phase voltage).
  • FIG. 6 is a flow chart for explaining the overall flow of pulse width modulation (hereinafter referred to as IRSPWM (Instantaneous Remote State PWM) in the present application) performed by the command value calculation unit 30 .
  • Step S1 is the calculation of the above-described formulas (I) to (V ) . , Vv ref , Vw ref , and two-phase modulation voltage command values Vu ref2 , Vv ref2 , Vw ref2 are calculated.
  • step S2 among the voltage command values Vu ref , Vv ref , and Vw ref (phase voltage command values) of the three-phase modulation described above, it is determined whether the sign of the phase having the maximum amplitude is positive or negative. discriminate. This determination is performed by the first modulating section 34 and the second modulating section 35 in the embodiment. If the sign of the phase having the maximum amplitude among the voltage command values Vu ref , Vv ref and Vw ref of the three-phase modulation is negative, the process proceeds to step S3 to execute IRSPWM using odd voltage vectors.
  • step S3 of IRSPWM using this odd voltage vector the first modulation unit 34 uses the following equations (VI) and (VII) to convert the upper arm switching element 18A of each phase from the voltage command values V ⁇ ref and V ⁇ ref . , 18B and 18C are calculated.
  • V1, V3, and V5 in Equation (VI) are odd voltage vectors, and Ts is one control cycle. This control period Ts may be one carrier period. However, this one control cycle Ts is set to be sufficiently shorter than one electrical angle cycle.
  • Su, Sv, and Sw are functions corresponding to the output regions (Sectors) A to C of the voltage space shown in FIG.
  • step S4 the zero voltage output time t0, which is the time to output the zero voltage vector V0, is calculated using the formula (VIII), and whether or not this zero voltage output time t0 is a value equal to or greater than zero. judge. This determination is made by the determination unit 45 for each control cycle.
  • step S5 selects RSPWM based on the odd voltage vector of the first modulation section 34. If the zero voltage output time t0 is a negative value, the process proceeds to step S7. NSPWM with an odd voltage vector by the modulating unit 35 of No. 2 is selected. This selection is performed by the selection unit 40 for each control cycle based on the determination by the determination unit 45 . The determination in step S4 may proceed to step S5 if the zero voltage output time t0 has a positive value, and to step S7 if it has a value equal to or less than zero.
  • the first modulation unit 34 in step S5 determines the ON time of the upper arm switching element of each phase using the following formula (IX). fix it. This is done by adding t0/3 to all of the ON times tu, tv and tw. As a result, the zero voltage output time is eliminated, and the fluctuation of the common mode voltage Vc of the motor 8 is eliminated.
  • step S6 using FIG. 10, the first modulation unit 34 determines the odd voltage vectors (V1, V3, V5) for each output region (Sector) and their output times. These values are finally output to the PWM signal generator 36 in step S14.
  • FIG. 10 shows the relationship between the RSPWM output region (Sector), voltage vector, and output time using odd voltage vectors.
  • FIG. 9 shows the linear output region (inner circle) of RSPWM (odd RSPWM) by this odd voltage vector.
  • FIG. 12 also shows odd voltage vectors V1, V3 and V5 in the output region A and their output times.
  • FIG. 14 shows the output pattern of the odd voltage vectors V1, V3, V5 of the RSPWM in the output region A (when kH ⁇ 2/3).
  • FIG. 11 shows the relationship between the output area (Sector) of NSPWM with odd voltage vectors, the voltage vector, and the output time.
  • the output region A only the odd voltage vectors V1 and V3 and the even voltage vector V2 between them are output, and in the output region B only the odd voltage vectors V3 and V5 and the even voltage vector V4 between them are output.
  • the output region C only the odd voltage vectors V5 and V1 and the even voltage vector V6 between them are output.
  • Fig. 9 also shows the linear output region of NSPWM with this odd voltage vector (outer circle).
  • the common mode voltage Vc of the motor 8 fluctuates twice, but it can be seen that the linear output region is expanded more than in RSPWM with odd voltage vectors.
  • FIG. 13 shows the odd voltage vector V1, the even voltage vector V2, the odd voltage vector V5 and their output times in the output region A, for example.
  • FIG. 15 shows the output pattern of each voltage vector V1, V2, V3 of NSPWM by the odd voltage vector in the output region A (in the case of kH ⁇ 2/3).
  • the RSPWM using the odd voltage vector of the first modulating section 34 and the NSPWM using the odd voltage vector of the second modulating section 35 are performed within one electrical angle cycle. selected for each This selection is made in step S4 based on the zero voltage output time t0 obtained from the formula (VIII). The fact that this zero voltage output time t0 is a value equal to or greater than zero indicates a control state with a low modulation factor. 16, there is no change in the common mode voltage Vc (modulation waveform at low modulation rate).
  • the zero voltage output time t0 is a negative value, it means that the control state has a high modulation rate. 17 from the state to the state of FIG. 17, the number of cases where NSPWM with odd voltage vectors is selected (the phase region surrounded by a square in FIG. 17) increases, and variations in the common mode voltage Vc also occur (high modulation modulation waveform).
  • the IRSPWM using the odd-numbered voltage vectors of the embodiment it is possible to realize the RSPWM using the odd-numbered voltage vectors having a high common-mode noise suppression effect within one period of the electrical angle, and the higher modulation rate than that, but the suppression of the common-mode noise.
  • the effect is that the lesser NSPWM rate is switched linearly, ie seamlessly.
  • it is possible to achieve both an improvement in the effect of suppressing common mode noise and an expansion of the operating range while minimizing the switching shock. In some cases, it is extremely effective.
  • step S8 the first modulation unit 34 uses the following equations (X) and (XI) to convert the two-phase upper arm switching element from the voltage command values V ⁇ ref and V ⁇ ref . ON times tuv, tvw, and twu are calculated.
  • tuv is the ON time of the U-phase and V-phase upper arm switching elements 18A and 18B
  • tvw is the ON time of the V-phase and W-phase upper arm switching elements 18B and 18C
  • twu is the W-phase and U-phase upper arm switching elements. This is the ON time of the switching elements 18C and 18A.
  • V2, V4, and V6 in Equation (X) are even voltage vectors
  • Suv, Svw, and Swu are functions corresponding to the output regions (Sectors) A to C of the voltage space shown in FIG. The correspondence of Suv, Svw and Swu is shown in FIG. These functions Suv, Svw and Swu select voltage vectors in space vector modulation.
  • the first modulating section 34 calculates the OFF times tu (upper bar), tv (upper bar), tw (upper bar ) is calculated. Since the calculation result of formula (XII) is the same as that of formula (V), either can be used in step S8.
  • step S9 the zero voltage output time t7, which is the time for outputting the zero voltage vector V7, is calculated using the formula (XIII), and whether or not the zero voltage output time t7 is a value equal to or greater than zero. judge. This determination is made by the determination unit 45 for each control cycle.
  • step S10 selects the RSPWM by the even voltage vector of the first modulation section 34. If it is a negative value, the process proceeds to step S12 to select the NSPWM with an even voltage vector by the modulating section 35 of No. 2 is selected. This selection is performed by the selection unit 40 for each control cycle based on the determination by the determination unit 45 . The determination in step S9 may proceed to step S10 if the zero voltage output time t7 is a positive value, and to step S12 if it is less than or equal to zero.
  • the first modulation unit 34 in step S10 uses the following equations (XIV) and (XV) to calculate the upper arm switching element of each phase. Correct the OFF time of This is done by adding t7/3 to all of the OFF times tu (upper bar), tv (upper bar), and tw (upper bar). As a result, the zero voltage output time is eliminated, and the fluctuation of the common mode voltage Vc of the motor 8 is eliminated.
  • the first modulation unit 34 determines the even voltage vectors (V2, V4, V6) for each output region (Sector) and their output times. These values are finally output to the PWM signal generator 36 in step S14.
  • FIG. 21 shows the relationship between the RSPWM output region (Sector), voltage vector, and output time using even-numbered voltage vectors.
  • FIG. 20 shows the linear output region of RSPWM (even RSPWM) by this even voltage vector (inner circle).
  • FIG. 23 shows even voltage vectors V2, V4, V6 and their output times in the output region A, for example.
  • FIG. 25 shows the output pattern of each voltage vector V4, V2, V6 of RSPWM with even voltage vectors in the output region C (in the case of kH ⁇ 2/3).
  • the second modulation unit 35 uses the following formula (XVI) in step S12 to determine the ON times tu, tv, and Calculate tw.
  • the second modulation section 35 determines three adjacent voltage vectors and their output times for each output region (Sector). These values are finally output to the PWM signal generator 36 in step S14.
  • FIG. 22 shows the relationship between the output region (Sector) of NSPWM with even voltage vectors, the voltage vector, and the output time.
  • the output region A only the even voltage vectors V6 and V2 and the odd voltage vector V1 between them are output, and in the output region B only the even voltage vectors V2 and V4 and the odd voltage vector V3 between them are output.
  • the output region C only the even voltage vectors V4 and V6 and the odd voltage vector V5 between them are output.
  • Fig. 20 also shows the linear output region of NSPWM with this even voltage vector (outer circle).
  • the common mode voltage Vc of the motor 8 fluctuates twice, but it can be seen that the linear output region is expanded more than in RSPWM with even voltage vectors.
  • FIG. 24 shows the even voltage vector V6, the odd voltage vector V1, the even voltage vector V2 and their output times in the output area A, for example.
  • FIG. 26 shows the output patterns of the voltage vectors V4, V5, and V6 of the NSPWM with even-numbered voltage vectors in the output region C (when kH ⁇ 2/3).
  • the RSPWM using the even voltage vector of the first modulating section 34 and the NSPWM using the even voltage vector of the second modulating section 35 are performed within one electrical angle cycle. selected for each This selection is made in step S9 based on the zero voltage output time t7 obtained from the formula (XIII). The fact that this zero voltage output time t7 is a value equal to or greater than zero indicates a control state with a low modulation factor. 27, there is no change in the common mode voltage Vc (modulation waveform at low modulation factor).
  • the control state has a high modulation rate. 28 from the state to the state of FIG. 28, the number of cases where NSPWM with even voltage vectors is selected (the phase region surrounded by a square in FIG. 28) increases, and variations in the common mode voltage Vc also occur (high modulation modulation waveform).
  • the first modulation unit 34 performs either RSPWM using an odd voltage vector or RSPWM using an even voltage vector, and modulates the three-phase modulation voltage command values Vu ref , Vv ref , Of Vw ref (phase voltage command value), the sign of the phase with the maximum amplitude is switched between negative and positive. It is also possible to switch between vector-based RSPWM and even-numbered voltage vector-based RSPWM.
  • RSPWM pulse width modulation that selects between this RSPWM based on all voltage vectors and the aforementioned NSPWM for each control cycle within one electrical angle cycle
  • IRPWM pulse width modulation that selects between this RSPWM based on all voltage vectors and the aforementioned NSPWM for each control cycle within one electrical angle cycle
  • FIG. 29 shows the operating region of IRSPWM with all voltage vectors
  • FIG. 30 shows the linear output region of IRSPWM with all voltage vectors
  • FIG. 31 shows the correspondence relationship between RSPWM and each phase based on all voltage vectors.
  • odd IRSPWM is the IRSPWM in this case with odd voltage vectors
  • even IRSPWM is the operating region of IRSPWM in this case with even voltage vectors.
  • one period of the electrical angle has six regions (330° ⁇ m ⁇ 30°, 30° ⁇ m ⁇ 90°, 90° ⁇ m ⁇ 150°, 150° ⁇ m ⁇ 210°, 210° ⁇ m ⁇ 270°, 270° ⁇ m ⁇ 330°), and RSPWM using odd voltage vectors and RSPWM using even voltage vectors are alternately switched.
  • the linear output region of RSPWM is expanded as shown by the second innermost circle in FIG. 30, compared to the case where each is performed alone (the innermost circle in FIG. 30).
  • RSPWM and NSPWM are selected at the zero voltage output times t0 and t7 described above.
  • RSPWM and NSPWM are selected at the zero voltage output times t0 and t7 described above.
  • the modulated waveforms of the UVW phases are as shown in FIG.
  • the common mode voltage Vc fluctuates when switching between odd and even RSPWM (modulation waveform at low modulation rate).
  • the pulse width modulation by the second modulating section 35 is not limited to the NSPWM of the above-described embodiment. Pulse width modulation that synchronizes the fall timing and rise timing of the phase voltage of the other phase with the timing may be used.
  • the PWM turns in this case are shown in FIG. 34, and the linear output region is shown in FIG.
  • the falling timing of the U-phase voltage Vu and the rising timing of the W-phase voltage Vw are synchronized, and the rising timing of the U-phase voltage Vu and the falling timing of the V-phase voltage Vv are synchronized.
  • the fluctuation of the common mode voltage Vc can be reduced to twice during one control period, and the linear output region kH can also be 2/(route 3).
  • the odd voltage vector and even-numbered voltage vector IRSPWM are switched, but the inventions of claims 1 to 4 are not limited to this, and switching is performed using another control state that can determine whether an odd-numbered voltage vector or an even-numbered voltage vector is appropriate. You may do so.
  • the flowchart of FIG. 6 shows a flow in which the calculations of the first modulation unit 34 and the second modulation unit 35 are performed after the selection by the selection unit 40, but not limited to this, the first modulation
  • the calculations of the unit 34 and the second modulation unit 35 are always performed, and the output thereof may be selected by the selection unit 40 and sent to the PWM signal generation unit 36.
  • the determination unit 45 and the selection unit 40 determine the zero voltage output time and select the RSPWM and NSPWM for each control cycle. It may be performed for a period sufficiently shorter than one period of the angle).
  • the driving of the motor (load) of the electric compressor has been described as an example.
  • the present invention can be applied to various power converters in which a DC voltage is converted into an AC voltage by an inverter and applied to a load.

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Abstract

【課題】ノイズ抑制効果は高いが変調率が限られるパルス幅変調と、ノイズ抑制効果は劣るものの高い変調率を実現可能なパルス幅変調とを線形的に切り換え可能な電力変換装置を提供する。 【解決手段】奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行してコモンモードノイズを低減する第１の変調部３４と、それによるパルス幅変調よりも高い変調率を実現し、且つ、コモンモードノイズを低減可能なパルス幅変調を実行する第２の変調部３５と、零電圧ベクトルを出力する零電圧出力時間を判定する判定部４５と、判定部が判定した零電圧出力時間に基づき、電気角一周期内において第１の変調部によるパルス幅変調と、第２の変調部によるパルス幅変調を選択する選択部４０を備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置に関するものである。
　従来より電源に伝搬する伝導ノイズを抑制するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）は種々提案されているが、その手法は大きく二つに分けられる。一つはコモンモードノイズの要因となるコモンモード電圧の変動を完全に抑制する手法であり、もう一つはコモンモード電圧の変動を許容しながら部分的に抑制する手法である。
　前者の手法としては奇数電圧ベクトルのみ、或いは、偶数電圧ベクトルのみを出力するパルス幅変調が挙げられる。この手法によれば、キャリア周期内におけるコモンモード電圧の変動を完全に抑制することが可能である。また、電気角位相に応じて奇数電圧ベクトルのみを出力するか、偶数電圧ベクトルのみを出力するかを切り換えるパルス幅変調もある。この手法によっても、コモンモード電圧の変動を大きく抑制することができる（例えば、特許文献１参照）。
　後者の手法としてはＰＷＭパターンにおいて特定の相の相電圧の立ち上がりと立ち下がりに他の相の相電圧の立ち下がりと立ち上がりのタイミングを合わせるパルス幅変調が挙げられる（例えば、特許文献２参照）。更に、一相のスイッチングを固定し、他の二相をスイッチングする二相変調のパルス幅変調によってもコモンモード電圧の変動を抑制することができる（例えば、特許文献３参照）。
特許第５３９７４４８号公報 ＷＯ２０１９／１８０７６３ 特許第５２９８００３号公報
　前者の手法（特許文献１）はコモンモード電圧変動抑制の方法として最も有効であるものの、使用する電圧ベクトルに制限があるため、線形出力領域（電圧ベクトルが一定の半径で一回転することができる振幅の最大値）が限られ、出力可能な変調率が制限される欠点がある。そのため、コンプレッサのモータを駆動する場合などには適用が困難であるか、或いは、回転数・変調率が高い場合には特許文献３の如く変調方式を切り換える必要がある。
　これに対して後者の手法（特許文献２、特許文献３）は、線形出力領域を通常の最大まで利用可能であり、高い変調率を実現できるものの、やはりコモンモード電圧の変動抑制効果は前者の手法よりも劣る。
　ここで、特許文献３では、二相変調と三相変調を運転領域によって切り換えており、これと同様に前述した前者の手法と後者の手法を切り換えることが考えられるが、パルス幅変調方式の切り換えショックが発生する問題が生じる。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、ノイズ抑制効果は高いが変調率が限られるパルス幅変調と、ノイズ抑制効果は劣るものの高い変調率を実現可能なパルス幅変調を線形的に切り換え可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
　本発明の電力変換装置は、直流電圧を交流電圧に変換するものであって、各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を負荷に印加するインバータ回路と、各スイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、この制御装置が、奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調、又は、偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調、若しくは、電気角位相に応じて奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調と偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を切り換えるパルス幅変調、のうちの何れかを実行してコモンモードノイズを低減する第１の変調部と、この第１の変調部によるパルス幅変調よりも高い変調率を実現し、且つ、コモンモードノイズを低減可能なパルス幅変調を実行する第２の変調部と、零電圧ベクトルを出力する零電圧出力時間を判定する判定部と、この判定部が判定した零電圧出力時間に基づき、電気角一周期内において第１の変調部によるパルス幅変調と、第２の変調部によるパルス幅変調を選択する選択部を備えたことを特徴とする。
　請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明において選択部は、零電圧出力時間が零以上の値の場合、又は、正の値の場合、第１の変調部によるパルス幅変調を選択し、零電圧出力時間が負の値の場合、又は、零以下の値の場合、第２の変調部によるパルス幅変調を選択することを特徴とする。
　請求項３の発明の電力変換装置は、上記各発明において第１の変調部は、奇数電圧ベクトル、又は、偶数電圧ベクトルを修正することにより、零電圧ベクトルを出力する零電圧出力時間を実現することを特徴とする。
　請求項４の発明の電力変換装置は、上記各発明において第１の変調部は、制御状態に応じて奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調と偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を切り換えて実行することを特徴とする。
　請求項５の発明の電力変換装置は、上記発明において各相の相電圧指令値を演算する相電圧指令演算部を備え、第１の変調部は、相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が正の場合、偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行し、相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が負の場合、奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行することを特徴とする。
　請求項６の発明の電力変換装置は、請求項１乃至請求項５の発明において第２の変調部は、隣り合う電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行することを特徴とする。
　請求項７の発明の電力変換装置は、上記発明において各相の相電圧指令値を演算する相電圧指令演算部を備え、第２の変調部は、相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が正の場合、二つの偶数電圧ベクトルとそれらで挟まれる奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行し、相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が負の場合、二つの奇数電圧ベクトルとそれらで挟まれる偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行することを特徴とする。
　請求項８の発明の電力変換装置は、請求項１乃至請求項５の発明において第２の変調部は、特定の相の相電圧の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングに、他の相の相電圧の立ち下がりタイミングと立ち上がりタイミングを同期させるパルス幅変調を実行することを特徴とする。
　請求項９の発明の電力変換装置は、請求項１乃至請求項５の発明において第２の変調部は、所定の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させ、他の二相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させるパルス幅変調を実行することを特徴とする。
　請求項１０の発明の電力変換装置は、上記各発明においてインバータ回路は、各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧をモータに印加して駆動することを特徴とする。
　本発明によれば、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置において、各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を負荷に印加するインバータ回路と、各スイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、この制御装置が、奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調、又は、偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調、若しくは、電気角位相に応じて奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調と偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を切り換えるパルス幅変調、のうちの何れかを実行してコモンモードノイズを低減する第１の変調部と、この第１の変調部によるパルス幅変調よりも高い変調率を実現し、且つ、コモンモードノイズを低減可能なパルス幅変調を実行する第２の変調部と、零電圧ベクトルを出力する零電圧出力時間を判定する判定部と、この判定部が判定した零電圧出力時間に基づき、電気角一周期内において第１の変調部によるパルス幅変調と、第２の変調部によるパルス幅変調を選択する選択部を備えているので、コモンモードノイズ抑制効果の高い第１の変調部によるパルス幅変調と、コモンモードノイズを低減可能であるが、第１の変調部によるパルス幅変調よりも高い変調率を実現可能な第２の変調部によるパルス幅変調を、線形的（シームレス）に切り換えることができるようになる。
　これにより、切り換えショックの最小化を図りながら、コモンモードノイズの抑制効果の改善と運転範囲の拡大を両立させることができるようになるので、例えば請求項１０の発明の如く、負荷としてモータを駆動する場合に極めて有効なものとなる。
　この場合、請求項２の発明の如く選択部が、零電圧出力時間が零以上の値の場合、又は、正の値の場合、第１の変調部によるパルス幅変調を選択し、零電圧出力時間が負の値の場合、又は、零以下の値の場合、第２の変調部によるパルス幅変調を選択するようにすれば、要求される変調率に応じて第１の変調部によるパルス幅変調と第２の変調部によるパルス幅変調を円滑に切り換えることが可能となる。
　また、請求項３の発明の如く第１の変調部が、奇数電圧ベクトル、又は、偶数電圧ベクトルを修正することにより、零電圧ベクトルを出力する零電圧出力時間を実現するようにすれば、第１の変調部のパルス幅変調により、コモンモード電圧の変動を完全に抑制することができるようになる。
　また、請求項４の発明の如く第１の変調部が、制御状態に応じて奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調と偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を切り換えて実行するようにすれば、制御状態に応じて第１の変調部による最適なパルス幅変調を実現することが可能となる。
　この場合、例えば請求項５の発明の如く第１の変調部が、相電圧指令演算部が演算する相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が正の場合、偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行し、相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が負の場合、奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行することで、偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調と奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を適切に切り換えることができる。
　ここで、第２の変調部が実行するパルス幅変調としては、請求項６の発明の如く隣り合う電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調が挙げられる。この場合、請求項７の発明の如く第２の変調部が、相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が正の場合、二つの偶数電圧ベクトルとそれらで挟まれる奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行し、相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が負の場合、二つの奇数電圧ベクトルとそれらで挟まれる偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行することで、第２の変調部による円滑なパルス幅変調を実現することができるようになる。
　また、第２の変調部が実行するパルス幅変調には上記の他、請求項８の発明の如く特定の相の相電圧の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングに、他の相の相電圧の立ち下がりタイミングと立ち上がりタイミングを同期させるパルス幅変調や、請求項９の発明の如く所定の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させ、他の二相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させるパルス幅変調を採用することができる。
本発明を適用した一実施例の電力変換装置の電気回路図である。 三相交流電圧指令値を示す図である。 線形出力領域を説明するための電圧空間を表す図である。 電圧ベクトルと相電圧の関係を示す図である。 電圧ベクトル（出力基本ベクトル）を示す図である。 図１の制御装置の一実施例の動作を説明するフローチャートである（実施例１）。 奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭを説明するための電圧空間を表す図である。 図７の出力領域と関数のとる値を示す図である。 奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの線形出力領域を説明する図である。 奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭの出力ベクトルと出力時間を示す図である。 奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭの出力ベクトルと出力時間を示す図である。 奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの出力ベクトルの例を示す図である（ＲＳＰＷＭの場合）。 奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの出力ベクトルの例を示す図である（ＮＳＰＷＭの場合）。 奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭのＰＷＭパターンを示す図である（ＲＳＰＷＭの場合）。 奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭのＰＷＭパターンを示す図である（ＮＳＰＷＭの場合）。 奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの低変調率時の変調波形を示す図である。 奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの高変調率時の変調波形を示す図である。 偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭを説明するための電圧空間を表す図である。 図１８の出力領域と関数のとる値を示す図である。 偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの線形出力領域を説明する図である。 偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭの出力ベクトルと出力時間を示す図である。 偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭの出力ベクトルと出力時間を示す図である。 偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの出力ベクトルの例を示す図である（ＲＳＰＷＭの場合）。 偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの出力ベクトルの例を示す図である（ＮＳＰＷＭの場合）。 偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭのＰＷＭパターンを示す図である（ＲＳＰＷＭの場合）。 偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭのＰＷＭパターンを示す図である（ＮＳＰＷＭの場合）。 偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの低変調率時の変調波形を示す図である。 偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの高変調率時の変調波形を示す図である。 全電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの動作領域を示す図である（実施例２）。 全電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの線形出力領域を示す図である。 全電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭのＲＳＰＷＭと各位相の対応関係を示す図である。 全電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの低変調率時の変調波形を示す図である。 全電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの高変調率時の変調波形を示す図である。 特定の相の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに他の相の立ち下がりと立ち上がりのタイミングを合わせるパルス幅変調のＰＷＭパターンを示す図である（実施例３）。 図３４の線形出力領域を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。
　本発明を適用した実施例の電力変換装置１は、電気自動車等の車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路を構成する所謂インバータ一体型電動圧縮機のモータ８（負荷）を駆動するものである。
　（１）電力変換装置１の回路構成
　図１において実施例の電力変換装置１は、三相のインバータ回路２８と、制御装置２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（車両のバッテリ：例えば、３５０Ｖ）２９の直流電圧を三相の交流電圧に変換してモータ８に印加する回路である。この場合、実施例のモータ８はＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）である。
　インバータ回路２８は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相のハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）から構成されている。
　そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタは、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の上アーム電源ライン（正極側母線）１０に接続されている。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタは、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の下アーム電源ライン（負極側母線）１５に接続されている。
　この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａのエミッタと下アームスイッチング素子１８Ｄのコレクタが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂのエミッタと下アームスイッチング素子１８Ｅのコレクタが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃのエミッタと下アームスイッチング素子１８Ｆのコレクタが直列に接続されている。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点（Ｕ相電圧Ｖｕ）は、モータ８のＵ相の電機子コイルに接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点（Ｖ相電圧Ｖｖ）は、モータ８のＶ相の電機子コイルに接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点（Ｗ相電圧Ｖｗ）は、モータ８のＷ相の電機子コイルに接続されている。
　（２）制御装置２１の構成
　次に、制御装置２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両のＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８からモータ電流（相電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲートに印加するゲート電圧を制御する。
　実施例の制御装置２１は、指令値演算部３０と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７と、モータ８に流れる各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを測定するためのカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃを有している。
　（２－１）指令値演算部３０
　実施例の指令値演算部３０は、相電圧指令演算部３３と、第１の変調部３４と、第２の変調部３５と、選択部４０と、判定部４５を有しており、各電流センサ２６Ａ～２６Ｃは相電圧指令演算部３３に接続されている。
　尚、実施例では電流センサ２６ＡはＵ相電流ｉｕを測定し、電流センサ２６ＢはＶ相電流ｉｖを測定し、電流センサ２６ＣはＷ相電流ｉｗを測定するが、電流センサ２６ＡによりＵ相電流ｉｕを測定し、電流センサ２６ＢによりＶ相電流ｉｖを測定して、Ｗ相電流ｉｗはこれらから計算により求めてもよい。また、各相のモータ電流を検出する方法については実施例のように電流センサ２６Ａ～２６Ｃで測定する以外に、下アーム電源ライン１５の電流値をシャント抵抗により検出し、その電流値とモータ８の運転状態から相電圧指令演算部３３が推定する方法などがあることから、各相電流を検出・推定する方法に関しては、特に限定しない。
　（２－２）相電圧指令演算部３３
　実施例の相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流から得られるｄ軸電流、ｑ軸電流に基づくベクトル制御により、モータ８の各相の電機子コイルに印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを生成するための三相変調の相電圧指令値Ｖｕref（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕref）、Ｖｖref（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖref）、Ｖｗref（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗref）を演算し、出力する。
　この場合、相電圧指令演算部３３は、ｄ軸電流及びｑ軸電流から得られるｄ軸電圧指令値Ｖｄref及びｑ軸電圧指令値Ｖｑrefにより、下記数式（Ｉ）を用いてα軸電圧指令値Ｖαref及びβ軸電圧指令値Ｖβrefを算出し、これらα軸電圧指令値Ｖαref及びβ軸電圧指令値Ｖβrefから数式（ＩＩ）を用いてＵＶＷ各相の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗref（相電圧指令値）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記数式（ＩＩ）をα軸を基準とした位相θｍと、α軸電圧指令値Ｖαref及びβ軸電圧指令値Ｖβrefから構成される電圧ベクトルＶｍで書き直すと下記数式（ＩＩＩ）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図２は数式（ＩＩＩ）で算出された各相の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗrefの波形を示し、図３は線形出力領域ｋＨを示している。線形出力領域とは、図３の電圧空間を表す図において、電圧ベクトルが綺麗に一回転する（円を描く）ことができる振幅の最大値である。三相インバータの電圧空間は図３のように六角形となるため、理論上、線形出力領域は六角形の内接円となる。この出願では一般的な三相変調における線形出力領域ｋＨを１として表記し、他の変調方式の線形出力領域を正規化して論ずる。
　また、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧ＶｗのＨｉｇｈ、Ｌｏｗの状態を纏めると、図４に示すようなＶ０～Ｖ７の８つの電圧ベクトル（出力基本ベクトル）の状態に表現することができる。このうち、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５が奇数電圧ベクトル、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ６が偶数電圧ベクトル、Ｖ０、Ｖ７が零電圧ベクトルであり、各電圧ベクトルを電圧空間で示すと図５のようになる。
　実施例の相電圧指令演算部３３は、更に下記数式（ＩＶ）と数式（Ｖ）を用いて各相の二相変調の電圧指令値Ｖｕref2、Ｖｖref2、Ｖｗref2を算出している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　尚、各数式（ＩＶ）、（Ｖ）中のＶｍｏｄは、三相変調の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗrefから二相変調の電圧指令値Ｖｕref2、Ｖｖref2、Ｖｗref2を算出するための補正値であり、数式（ＩＶ）では三相の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗrefのうち最小の値（ｍｉｎ）をＶｄｃ／２に加算した値となり、数式（Ｖ）では三相の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗrefのうち最大の値（ｍａｘ）をＶｄｃ／２から減算した値となる。
　そして、三相変調の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗref（相電圧指令値）のうち振幅が最大となる相の符号が正の場合、数式（Ｖ）を用いて当該振幅が最大となる相の上アームスイッチング素子をＯＮ固定する二相変調とし、電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗrefのうち振幅が最大となる相の符号が負の場合、数式（ＩＶ）を用いて当該振幅が最大となる相の下アームスイッチング素子をＯＮ固定する二相変調とするものである。
　（２－３）第１の変調部３４
　実施例の第１の変調部３４は、前述した電圧ベクトルのうちの奇数電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５のみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行し、電圧指令値Ｖαref及びＶβrefから直接各相の上アームスイッチング素子のＯＮ時間ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを生成し、電圧ベクトル（Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５）とそれらの出力時間を出力する。本出願ではこのパルス幅変調を以下、奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭ（Ｒｅｍｏｔｅ　Ｓｔａｔｅ　ＰＷＭ）と称する。尚、係るパルス幅変調は、次のサンプリング点を待たずに空間ベクトル変調を行う瞬時空間ベクトル変調の考え方に基づくものである。
　第１の変調部３４は、更に前述した電圧ベクトルのうちの偶数電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６のみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行し、電圧指令値Ｖαref及びＶβrefから直接二相の上アームスイッチング素子のＯＮ時間ｔｕｖ、ｔｖｗ、ｔｗｕを生成し、電圧ベクトル（Ｖ２、Ｖ４、Ｖ６）とそれらの出力時間を出力する。本出願ではこのパルス幅変調を以下、偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと称する。
　また、第１の変調部３４は、電気角位相に応じて上記奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭを切り換えるパルス幅変調を実行する。本出願ではこのパルス幅変調を以下、全電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと称する。上記ような第１の変調部３４によるパルス幅変調については後に詳述する。
　（２－４）第２の変調部３５
　第２の変調部３５は、第１の変調部３４によるパルス幅変調よりも高い変調率を実現し、且つ、コモンモードノイズを低減可能なパルス幅変調を実行する。実施例の第２の変調部３５は、図５において隣り合う電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行する。
　例えば、二つの奇数電圧ベクトルＶ１、Ｖ３と、図５においてそれらに挟まれる偶数電圧ベクトルＶ２、又は、二つの奇数電圧ベクトルＶ３、Ｖ５と、図５においてそれらに挟まれる偶数電圧ベクトルＶ４、或いは、二つの奇数電圧ベクトルＶ５、Ｖ１と、図５においてそれらに挟まれる偶数電圧ベクトルＶ６の組み合わせの電圧ベクトルと出力時間を出力する。本出願ではこのパルス幅変調を以下、奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭ（Ｎｅａｒ　Ｓｔａｔｅ　ＰＷＭ）と称する。
　また、例えば、二つの偶数電圧ベクトルＶ２、Ｖ４と、図５においてそれらに挟まれる奇数電圧ベクトルＶ３、又は、二つの偶数電圧ベクトルＶ４、Ｖ６と、図５においてそれらに挟まれる奇数電圧ベクトルＶ５、或いは、二つの偶数電圧ベクトルＶ６、Ｖ２と、図５においてそれらに挟まれる奇数電圧ベクトルＶ１の組み合わせの電圧ベクトルと出力時間を出力する。本出願ではこのパルス幅変調を以下、偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭと称する。この第２の変調部３５によるパルス幅変調についても後に詳述する。
　（２－５）判定部４５
　実施例の判定部４５は、第１の変調部３４による演算から得られる零電圧ベクトルを出力する時間である零電圧出力時間ｔ０、ｔ７について一制御周期毎に判定する。この判定部４５の動作についても後に詳述する。
　（２－６）選択部４０
　実施例の選択部４０は、判定部４５が判定した零電圧出力時間ｔ０、ｔ７に基づいて、電気角一周期内において第１の変調部３４によるパルス幅変調と、第２の変調部３５によるパルス幅変調を一制御周期毎に選択する。そして、選択された方の電圧ベクトルと出力時間がＰＷＭ信号生成部３６に出力される。この選択部４０の動作についても後に詳述する。
　（２－７）ＰＷＭ信号生成部３６
　ＰＷＭ信号生成部３６は、選択部４０が出力する電圧ベクトルと出力時間を入力し、キャリア信号との大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。
　ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号に基づき、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧と、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧と、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧を発生させる。
　そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（相電圧）としてモータ８のＵ相の電機子コイルに印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（相電圧）としてモータ８のＶ相の電機子コイルに印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（相電圧）としてモータ８のＷ相の電機子コイルに印加（出力）される。
　（３）指令値演算部３０の動作
　次に、図６～図２８を参照しながら、この実施例における指令値演算部３０の動作について説明する。図６は指令値演算部３０が行うパルス幅変調（本出願では以下、ＩＲＳＰＷＭ（Ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ　Ｒｅｍｏｔｅ　Ｓｔａｔｅ　ＰＷＭ）と称する）の全体の流れを説明するフローチャートである。ステップＳ１は前述した数式（Ｉ）～（Ｖ）の演算であり、相電圧指令演算部３３がα軸電圧指令値Ｖαref及びβ軸電圧指令値Ｖβref、三相変調の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗref、二相変調の電圧指令値Ｖｕref2、Ｖｖref2、Ｖｗref2を算出する。
　そして、ステップＳ２では前述した三相変調の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗref（相電圧指令値）のうち、振幅が最大となる相の符号が正であるか、負であるかを判別する。この判別は実施例では第１の変調部３４及び第２の変調部３５が行うことになる。そして、三相変調の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗrefのうち、振幅が最大となる相の符号が負の場合、ステップＳ３に進み、奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭを実行する。
　（３－１）奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭ
　この奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭのステップＳ３で、第１の変調部３４は、下記数式（ＶＩ）と数式（ＶＩＩ）を用いて、電圧指令値Ｖαref及びＶβrefから各相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８ＣのＯＮ時間ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを算出する。尚、数式（ＶＩ）のＶ１、Ｖ３、Ｖ５は奇数電圧ベクトル、Ｔｓは一制御周期である。この制御周期Ｔｓは一キャリア周期であってもよい。但し、この一制御周期Ｔｓは、電気角一周期よりも十分に短い期間とする。また、Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは、図７に示す電圧空間の出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）Ａ～Ｃに対応する関数であり、各出力領域と関数Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの対応は図８に示される。これら関数Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは空間ベクトル変調における電圧ベクトルを選択するものである。尚、数式（ＶＩＩ）の演算結果は数式（ＩＶ）と同じになるため、ステップＳ３ではどちらを使用してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　次に、ステップＳ４では、数式（ＶＩＩＩ）を用いて、零電圧ベクトルＶ０を出力する時間である零電圧出力時間ｔ０を算出し、この零電圧出力時間ｔ０が零以上の値であるか否かを判定する。この判定は一制御周期毎に判定部４５が行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　そして、零電圧出力時間ｔ０が零以上の値である場合、ステップＳ５に進んで第１の変調部３４の奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭを選択し、負の値である場合、ステップＳ７に進んで第２の変調部３５による奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭを選択する。この選択は判定部４５の判定に基づいて一制御周期毎に選択部４０が行う。尚、ステップＳ４の判定は零電圧出力時間ｔ０が正の値の場合にステップＳ５に進み、零以下の値の場合にステップＳ７に進むようにしてもよい。
　（３－１－１）奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭ
　零電圧出力時間ｔ０が零以上の値の場合の奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭでは、第１の変調部３４がステップＳ５で、下記数式（ＩＸ）を用いて各相の上アームスイッチング素子のＯＮ時間を修正する。これはＯＮ時間ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの全てにｔ０／３を加算することで行われる。これにより、零電圧出力時間が無くなり、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃの変動が解消されることになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　そして、ステップＳ６で図１０を用い、第１の変調部３４が各出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）毎の奇数電圧ベクトル（Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５）とそれらの出力時間を判別する。そして、これらの値がステップＳ１４で最終的にＰＷＭ信号生成部３６に出力される。尚、図１０は奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭの出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）と電圧ベクトル、出力時間の関係を示している。
　図９にはこの奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭ（ｏｄｄ　ＲＳＰＷＭ）の線形出力領域（内側の円）を示している。また、図１２には例えば出力領域Ａでの奇数電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５とそれらの出力時間を示している。更に、図１４には出力領域Ａでの奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭの奇数電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５の出力パターン（ｋＨ＜２／３の場合）を示している。
　（３－１－２）奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭ
　一方、零電圧出力時間ｔ０が負の値の場合の奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭでは、第２の変調部３５がステップＳ７で図１１を用い、各出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）毎に隣り合う三つの電圧ベクトルとそれらの出力時間を判別する。そして、これらの値がステップＳ１４で最終的にＰＷＭ信号生成部３６に出力される。尚、図１１は奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭの出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）と電圧ベクトル、出力時間の関係を示している。出力領域Ａでは奇数電圧ベクトルＶ１とＶ３、及び、それらで挟まれる偶数電圧ベクトルＶ２のみを出力し、出力領域Ｂでは奇数電圧ベクトルＶ３とＶ５、及び、それらで挟まれる偶数電圧ベクトルＶ４のみを出力し、出力領域Ｃでは奇数電圧ベクトルＶ５とＶ１、及び、それらで挟まれる偶数電圧ベクトルＶ６のみを出力する。
　図９にはこの奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭの線形出力領域も示している（外側の円）。奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭでは、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃが２回変動するが、奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭよりも線形出力領域が拡大しているのが分かる。また、図１３には例えば出力領域Ａでの奇数電圧ベクトルＶ１、偶数電圧ベクトルＶ２、奇数電圧ベクトルＶ５とそれらの出力時間を示している。更に、図１５には出力領域Ａでの奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭの各電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ３の出力パターン（ｋＨ≧２／３の場合）を示している。
　このステップＳ３～Ｓ７の奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭでは、第１の変調部３４の奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと、第２の変調部３５の奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭが電気角一周期内において、一制御周期毎に選択される。そして、この選択はステップＳ４で数式（ＶＩＩＩ）から求められる零電圧出力時間ｔ０に基づいて行われる。この零電圧出力時間ｔ０が零以上の値ということは、変調率が低い制御状態であり、その状態が続く場合には、奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭのみが選択され、ＵＶＷ各相の変調波形は図１６に示すようになって、コモンモード電圧Ｖｃの変動は無い（低変調率時の変調波形）。
　一方、零電圧出力時間ｔ０が負の値ということは、変調率が高い制御状態になっていることであり、零電圧出力時間ｔ０が負の値となる制御周期が多くなる程、図１６の状態から図１７の状態に示すように奇数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭが選択される場合（図１７に四角で囲んだ位相領域）が多くなって、コモンモード電圧Ｖｃの変動も発生してくる（高変調率時の変調波形）。
　即ち、実施例の奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭによれば、電気角一周期内において、コモンモードノイズ抑制効果の高い奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと、それよりも高い変調率を実現できるがコモンモードノイズの抑制効果はそれよりも劣るＮＳＰＷＭの割合が線形的、即ち、シームレスに切り換えられることになる。これにより、切り換えショックの最小化を図りながら、コモンモードノイズの抑制効果の改善と運転範囲の拡大を両立させることができるようになるので、実施例のように電動圧縮機のモータ８を駆動する場合には極めて有効なものとなる。
（３－２）偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭ
　一方、ステップＳ２で三相変調の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗref（相電圧指令値）のうち、振幅が最大となる相の符号が正の場合、ステップＳ８に進み、偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭを実行する。この偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭのステップＳ８で、第１の変調部３４は、下記数式（Ｘ）と数式（ＸＩ）を用いて、電圧指令値Ｖαref及びＶβrefから二相の上アームスイッチング素子のＯＮ時間ｔｕｖ、ｔｖｗ、ｔｗｕを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　尚、ｔｕｖはＵ相とＶ相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８ＢのＯＮ時間、ｔｖｗはＶ相とＷ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣのＯＮ時間、ｔｗｕはＷ相とＵ相の上アームスイッチング素子１８Ｃ、１８ＡのＯＮ時間である。また、数式（Ｘ）のＶ２、Ｖ４、Ｖ６は偶数電圧ベクトル、Ｓｕｖ、Ｓｖｗ、Ｓｗｕは図１８に示す電圧空間の出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）Ａ～Ｃに対応する関数であり、各出力領域と関数Ｓｕｖ、Ｓｖｗ、Ｓｗｕの対応は図１９に示される。これら関数Ｓｕｖ、Ｓｖｗ、Ｓｗｕは空間ベクトル変調における電圧ベクトルを選択するものである。
　更に、第１の変調部３４は、下記数式（ＸＩＩ）を用いて、各相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８ＣのＯＦＦ時間ｔｕ（アッパーバー）、ｔｖ（アッパーバー）、ｔｗ（アッパーバー）を算出する。尚、数式（ＸＩＩ）の演算結果は数式（Ｖ）と同じになるため、ステップＳ８ではどちらを使用してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　次に、ステップＳ９では、数式（ＸＩＩＩ）を用いて、零電圧ベクトルＶ７を出力する時間である零電圧出力時間ｔ７を算出し、この零電圧出力時間ｔ７が零以上の値であるか否かを判定する。この判定は一制御周期毎に判定部４５が行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　そして、零電圧出力時間ｔ７が零以上の値である場合、ステップＳ１０に進んで第１の変調部３４の偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭを選択し、負の値である場合、ステップＳ１２に進んで第２の変調部３５による偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭを選択する。この選択は判定部４５の判定に基づいて一制御周期毎に選択部４０が行う。尚、ステップＳ９の判定は零電圧出力時間ｔ７が正の値の場合にステップＳ１０に進み、零以下の値の場合にステップＳ１２に進むようにしてもよい。
　（３－２－１）偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭ
　零電圧出力時間ｔ７が零以上の値の場合の偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭでは、第１の変調部３４がステップＳ１０で、下記数式（ＸＩＶ）、（ＸＶ）を用いて各相の上アームスイッチング素子のＯＦＦ時間を修正する。これはＯＦＦ時間ｔｕ（アッパーバー）、ｔｖ（アッパーバー）、ｔｗ（アッパーバー）の全てにｔ７／３を加算することで行われる。これにより、零電圧出力時間が無くなり、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃの変動が解消されることになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　そして、ステップＳ１１で図２１を用い、第１の変調部３４が各出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）毎の偶数電圧ベクトル（Ｖ２、Ｖ４、Ｖ６）とそれらの出力時間を判別する。そして、それらの値がステップＳ１４で最終的にＰＷＭ信号生成部３６に出力される。尚、図２１は偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭの出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）と電圧ベクトル、出力時間の関係を示している。
　図２０にはこの偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭ（ｅｖｅｎ　ＲＳＰＷＭ）の線形出力領域を示している（内側の円）。また、図２３には例えば出力領域Ａでの偶数電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６とそれらの出力時間を示している。更に、図２５には出力領域Ｃでの偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭの各電圧ベクトルＶ４、Ｖ２、Ｖ６の出力パターン（ｋＨ＜２／３の場合）を示している。
　（３－２－２）偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭ
　一方、零電圧出力時間ｔ７が負の値の場合の偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭでは、第２の変調部３５がステップＳ１２で下記数式（ＸＶＩ）を用い、上アームスイッチング素子のＯＮ時間ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　次に、ステップＳ１３で図２２を用い、第２の変調部３５が各出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）毎に隣り合う三つの電圧ベクトルとそれらの出力時間を判別する。そして、それらの値がステップＳ１４で最終的にＰＷＭ信号生成部３６に出力される。尚、図２２は偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭの出力領域（Ｓｅｃｔｏｒ）と電圧ベクトル、出力時間の関係を示している。出力領域Ａでは偶数電圧ベクトルＶ６とＶ２、及び、それらで挟まれる奇数電圧ベクトルＶ１のみを出力し、出力領域Ｂでは偶数電圧ベクトルＶ２とＶ４、及び、それらで挟まれる奇数電圧ベクトルＶ３のみを出力し、出力領域Ｃでは偶数電圧ベクトルＶ４とＶ６、及び、それらで挟まれる奇数電圧ベクトルＶ５のみを出力する。
　図２０にはこの偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭの線形出力領域も示している（外側の円）。偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭでは、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃが２回変動するが、偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭよりも線形出力領域が拡大しているのが分かる。また、図２４には例えば出力領域Ａでの偶数電圧ベクトルＶ６、奇数電圧ベクトルＶ１、偶数電圧ベクトルＶ２とそれらの出力時間を示している。更に、図２６には出力領域Ｃでの偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭの各電圧ベクトルＶ４、Ｖ５、Ｖ６の出力パターン（ｋＨ≧２／３の場合）を示している。
　このステップＳ８～Ｓ１３の偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭでは、第１の変調部３４の偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと、第２の変調部３５の偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭが電気角一周期内において、一制御周期毎に選択される。そして、この選択はステップＳ９で数式（ＸＩＩＩ）から求められる零電圧出力時間ｔ７に基づいて行われる。この零電圧出力時間ｔ７が零以上の値ということは、変調率が低い制御状態であり、その状態が続く場合には、偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭのみが選択され、ＵＶＷ各相の変調波形は図２７に示すようになって、コモンモード電圧Ｖｃの変動は無い（低変調率時の変調波形）。
　一方、零電圧出力時間ｔ７が負の値ということは、変調率が高い制御状態になっていることであり、零電圧出力時間ｔ７が負の値となる制御周期が多くなる程、図２７の状態から図２８の状態に示すように偶数電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭが選択される場合（図２８に四角で囲んだ位相領域）が多くなって、コモンモード電圧Ｖｃの変動も発生してくる（高変調率時の変調波形）。
　即ち、実施例の偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭによっても、電気角一周期内において、コモンモードノイズ抑制効果の高い偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと、それよりも高い変調率を実現できるがコモンモードノイズの抑制効果は劣るＮＳＰＷＭの割合が線形的、即ち、シームレスに切り換えられることになる。これにより、切り換えショックの最小化を図りながら、コモンモードノイズの抑制効果の改善と運転範囲の拡大を両立させることができるようになる。
　（４）全電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭ
　ここで、上記実施例では第１の変調部３４が奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと、偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭのうちの何れかを実行し、それを三相変調の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗref（相電圧指令値）のうち、振幅が最大となる相の符号が負の場合と正の場合とで切り換えるようにしたが、それに限らず、α軸を基準とした位相θｍによって奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭを切り換えるようにしてもよい。これを本出願では全電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと称し、この全電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと前述したＮＳＰＷＭを電気角一周期内で一制御周期毎に選択するパルス幅変調を全電圧ベクトルによるＩＲＰＷＭと称する。
　図２９は全電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの動作領域を示し、図３０は全電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭの線形出力領域を示す。また、図３１は全電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと各位相の対応関係を示している。尚、図２９でｏｄｄ　ＩＲＳＰＷＭは奇数電圧ベクトルによるこの場合のＩＲＳＰＷＭ、ｅｖｅｎ　ＩＲＳＰＷＭは偶数電圧ベクトルによるこの場合のＩＲＳＰＷＭの動作領域である。
　図３１に示すように、電気角一周期を六つの領域（３３０°＜θｍ≦３０°、３０°＜θｍ≦９０°、９０°＜θｍ≦１５０°、１５０°＜θｍ≦２１０°、２１０°＜θｍ≦２７０°、２７０°＜θｍ≦３３０°）に分け、交互に奇数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと偶数電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭを切り換える。これにより、ＲＳＰＷＭによる線形出力領域は、それぞれを単体で行う場合（図３０の最も内側の円）に比して、図３０に内側から２番目の円で示すように拡大することになる。
　この場合も前述した零電圧出力時間ｔ０、ｔ７でＲＳＰＷＭとＮＳＰＷＭを選択するものとする。それにより、変調率が低い制御状態では全電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭのみが選択され、ＵＶＷ各相の変調波形は図３２に示すようになる。この場合、奇数と偶数のＲＳＰＷＭの切り換え時にコモンモード電圧Ｖｃは変動する（低変調率時の変調波形）。
　一方、変調率が高い制御状態になってくると図３２の状態から図３３の状態に示すように全電圧ベクトルによるＮＳＰＷＭが選択される場合（図３３の四角で囲んだ位相領域）が多くなって、コモンモード電圧Ｖｃの変動は更に多くなるが（高変調率時の変調波形）、ＲＳＰＷＭの線形出力領域が拡大しているため、その分ＮＳＰＷＭの割合が減ることになり、総じて前述した実施例１の場合よりもコモンモードノイズは低減されることになる。
　そして、この場合も全電圧ベクトルによるＲＳＰＷＭと、それよりも高い変調率を実現できるがコモンモードノイズ抑制効果は劣るＮＳＰＷＭの割合が線形的、即ち、シームレスに切り換えられることになるので、切り換えショックの最小化を図りながら、コモンモードノイズの抑制効果の改善と運転範囲の拡大を両立させることができるようになる。
　（５）第２の変調部３５の他の例
　また、第２の変調部３５によるパルス幅変調も前述した実施例のＮＳＰＷＭに限らず、例えば、特定の相の相電圧の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングに、他の相の相電圧の立ち下がりタイミングと立ち上がりタイミングを同期させるパルス幅変調でもよい。
　この場合のＰＷＭターンを図３４に示し、線形出力領域を図３５に示す。この例ではＵ相電圧Ｖｕの立ち下がりタイミングとＷ相電圧Ｖｗの立ち上がりタイミングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの立ち上がりタイミングとＶ相電圧Ｖｖの立ち下がりタイミングを同期させている。
　このようなパルス幅変調によってもコモンモード電圧Ｖｃの変動を一制御期間中に２回に低減でき、更に、線形出力領域ｋＨも２／（ルート３）とすることができる。
　（６）第２の変調部３５の更に他の例
　更に、第２の変調部３５によるパルス幅変調として、前述した数式（ＶＩ）、（Ｖ）を用いた二相変調によるパルス幅変調を採用してもよい。二相変調によっても、コモンモード電圧Ｖｃの変動を制御期間中に４回に低減することができる。
　尚、前述した実施例のＩＲＳＰＷＭでは、三相変調の電圧指令値Ｖｕref、Ｖｖref、Ｖｗrefのうち、振幅が最大となる相の符号が負であるか、正であるかで奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭと偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭを切り換えるようにしたが、請求項１～請求項４の発明ではそれに限らず、奇数電圧ベクトルと偶数電圧ベクトルの適否を判別可能な他の制御状態を用いて切り換えるようにしてもよい。
　また、請求項１～請求項３の発明では、奇数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭと偶数電圧ベクトルによるＩＲＳＰＷＭを切り換えること無く、何れか一方のみを実行するようにしてもよい。
　更に、図６のフローチャートは、選択部４０による選択後に第１の変調部３４や第２の変調部３５の演算が行われるような流れで示されているが、それに限らず、第１の変調部３４や第２の変調部３５の演算は常時行われていて、それらの出力を選択部４０が選択してＰＷＭ信号生成部３６に送出する方式でもよく、何れの場合にも本発明に含まれるものとする。また、実施例では判定部４５及び選択部４０が一制御周期毎に零電圧出力時間の判定とＲＳＰＷＭ及びＮＳＰＷＭの選択を行うようにしたが、それに限らず、複数の制御周期毎（但し、電気角一周期よりも十分に短い期間）に行うようにしてもよい。
　更にまた、上記各実施例では電動圧縮機のモータ（負荷）の駆動を例に説明したが、それに限らず、電動圧縮機のモータ以外のモータを駆動する場合も有効である。また、請求項１０以外の発明では、インバータにより直流電圧を交流電圧に変換して負荷に印加する各種電力変換装置に本発明は適用可能である。
　１　電力変換装置
　８　モータ
　１８Ａ～１８Ｆ　上下アームスイッチング素子
　１９Ｕ　Ｕ相インバータ
　１９Ｖ　Ｖ相インバータ
　１９Ｗ　Ｗ相インバータ
　２１　制御装置
　２８　インバータ回路
　３０　指令値演算部
　３３　相電圧指令演算部
　３４　第１の変調部
　３５　第２の変調部
　３６　ＰＷＭ信号生成部
　３７　ゲートドライバ
　４０　選択部
　４５　判定部

Claims (10)

  1. 　直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置において、
    　各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を負荷に印加するインバータ回路と、
    　前記各スイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備え、
    　該制御装置は、
    　奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調、又は、偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調、若しくは、電気角位相に応じて前記奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調と前記偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を切り換えるパルス幅変調、のうちの何れかを実行してコモンモードノイズを低減する第１の変調部と、
    　該第１の変調部によるパルス幅変調よりも高い変調率を実現し、且つ、コモンモードノイズを低減可能なパルス幅変調を実行する第２の変調部と、
    　零電圧ベクトルを出力する零電圧出力時間を判定する判定部と、
    　該判定部が判定した前記零電圧出力時間に基づき、電気角一周期内において前記第１の変調部によるパルス幅変調と、前記第２の変調部によるパルス幅変調を選択する選択部を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記選択部は、前記零電圧出力時間が零以上の値の場合、又は、正の値の場合、前記第１の変調部によるパルス幅変調を選択し、前記零電圧出力時間が負の値の場合、又は、零以下の値の場合、前記第２の変調部によるパルス幅変調を選択することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１の変調部は、前記奇数電圧ベクトル、又は、前記偶数電圧ベクトルを修正することにより、前記零電圧ベクトルを出力する零電圧出力時間を実現することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１の変調部は、制御状態に応じて前記奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調と前記偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を切り換えて実行することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  5. 　前記各相の相電圧指令値を演算する相電圧指令演算部を備え、
    　前記第１の変調部は、前記相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が正の場合、前記偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行し、前記相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が負の場合、前記奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第２の変調部は、隣り合う電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行することを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  7. 　前記各相の相電圧指令値を演算する相電圧指令演算部を備え、
    　前記第２の変調部は、前記相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が正の場合、二つの偶数電圧ベクトルとそれらで挟まれる奇数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行し、前記相電圧指令値の振幅が最大となる相の符号が負の場合、二つの奇数電圧ベクトルとそれらで挟まれる偶数電圧ベクトルのみを一制御周期中に出力するパルス幅変調を実行することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第２の変調部は、特定の相の相電圧の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングに、他の相の相電圧の立ち下がりタイミングと立ち上がりタイミングを同期させるパルス幅変調を実行することを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  9. 　前記第２の変調部は、所定の一相の前記上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させ、他の二相の前記上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させるパルス幅変調を実行することを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  10. 　前記インバータ回路は、各相の前記上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧をモータに印加して駆動することを特徴とする請求項１乃至請求項９のうちの何れかに記載の電力変換装置。
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