JP7394619B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
図1においてインバータ装置1は、三相のインバータ回路28と、制御装置21を備えている。インバータ回路28は、直流電源(車両のバッテリ:例えば、300V)29の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ8に印加する回路である。このインバータ回路28は、U相ハーフブリッジ回路19U、V相ハーフブリッジ回路19V、W相ハーフブリッジ回路19Wを有しており、各相ハーフブリッジ回路19U~19Wは、それぞれ上アームスイッチング素子18A~18Cと、下アームスイッチング素子18D~18Fを個別に有している。更に、各スイッチング素子18A~18Fには、それぞれフライホイールダイオード31が逆並列に接続されている。
制御装置21はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ECUから回転数指令値を入力し、モータ8からモータ電流(相電流)を入力して、これらに基づき、インバータ回路28の各スイッチング素子18A~18FのON/OFF状態(スイッチング)を制御する。具体的には、各スイッチング素子18A~18Fのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。
次に、図2~図18を参照しながら、制御装置21の実際の制御動作について説明する。実施例のインバータ装置1の制御装置21を構成するPWM信号生成部36は、相電圧指令演算部33が前述した如く演算し、出力するU相電圧指令値Vu’、V相電圧指令値Vv’、及び、W相電圧指令値Vw’(三相変調電圧指令値)を、前記各スイッチング素子18A~18Fをスイッチングする際のデッドタイム及びPWM信号生成部36の指令から実際に各スイッチング素子18A~18Fがスイッチングするまでの遅延時間(各スイッチング素子18A~18Fの遅延時間)を考慮しながら補正することにより、モータ8の中性点電位Vcの変動が無くなる(ゼロとなる)ようなU相電圧指令補正値Cu、V相電圧指令補正値Cv、及び、W相電圧指令補正値Cw(電圧指令補正値)を演算する。
次に、図2、図3を用いてPWM信号生成部36の実際の動作の一例について図21、図22と対比させて説明する。即ち、ここでは前述した図21、図22の問題を解決するためにPWM信号生成部36が実行する第1の変更制御の一例を概説する。基本的には図21や図22の場合と同様にこの実施例のPWM信号生成部36も、相電圧指令演算部33が出力する各相の電圧指令値Vu’、Vv’Vw’に補正を加えて電圧指令補正値Cu、Cv、Cwとし、各相の上下アームスイッチング素子18A~18Fのスイッチングタイミングを同期させ、モータ8に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことで、中性点電位Vcを変動しないように制御している。尚、図3は図2の枠Z2部分の連続する2回のキャリア周期を拡大したものである。また、この場合の条件も、キャリア周波数20kHz、電気角周波数800Hzの場合である。
次に、図4~図6を用いてPWM信号生成部36が実行する第1の変更制御を他の例を用いて詳述する。
(3-2-1)相電流(モータ電流)が反転しない場合
図4は連続する2回のキャリア周期を示しており、図4の最上段は制御装置21のPWM信号生成部36が生成するU相電圧指令補正値Cuの立ち上げ指令値Cuup、立ち下げ指令値Cudown、V相電圧指令補正値Cwの立ち上げ指令値Cvup、Cvdown、及び、W相電圧指令補正値Cwの立ち上げ指令値Cwup、立ち下げ指令値Cwdownとキャリア信号(鋸波キャリア)X1、X2を示し、上から二段目は各相の上下アームスイッチング素子18A~18FのON/OFF状態、下から二段目はモータ8に印加されるU相電圧Vu、V相電圧Vv、W相電圧Vw、最下段はモータ8の中性点電位Vcをそれぞれ示している。
通常の一般的なインバータ装置では、PWM信号生成部は、相電圧指令演算部の三相変調電圧指令値を、1キャリア周期内で実現するように、PWM信号を生成するが、実施例のインバータ装置1では、PWM信号生成部36が、連続する複数のキャリア周期内でモータ8の中性点電位Vcの変動がゼロとなり、且つ、当該連続する複数のキャリア周期全体でのU相-V相の線間電圧、V相-W相の線間電圧、W相-U相の線間電圧が変化しないように三相変調電圧指令値Vu’、Vv’、Vw’を補正して電圧指令補正値Cu、Cv、Cwを演算し、PWM信号を生成する。
数式的に表現すると、1回目のU相電圧指令値をVu’1、2回目のU相電圧指令値をVu’2として、1回目のU相PWM信号でモータ8に印加できる電圧をPU1、2回目のU相PWM信号でモータ8に印加できる電圧をPU2とすると、
PU1+PU2+α=Vu’1+Vu’2 ・・・(i)
となる。
PV1+PV2+α=Vv’1+Vv’2 ・・・(ii)
PW1+PW2+α=Vw’1+Vw’2 ・・・(iii)
となる。
尚、Vv’1は1回目のV相電圧指令値、Vv’2は2回目のV相電圧指令値、PV1は1回目のV相PWM信号でモータ8に印加できる電圧、PV2は2回目のV相PWM信号でモータ8に印加できる電圧である。また、Vw’1は1回目のW相電圧指令値、Vw’2は2回目のW相電圧指令値、PW1は1回目のW相PWM信号でモータ8に印加できる電圧、PW2は2回目のW相PWM信号でモータ8に印加できる電圧である。
PU1+PU2+α=2×Vu’1 ・・・(iv)
PV1+PV2+α=2×Vv’1 ・・・(v)
PW1+PW2+α=2×Vw’1 ・・・(vi)
PU1+α=Vu’1 ・・・(vii)
PV1+α=Vv’1 ・・・(viii)
PW1+α=Vw’1 ・・・(ix)
また、前述した特許文献の方式でも上記式(vii)~(ix)と同じ式で表現できる。
PU1+PU2+α―(PV1+PV2+α)=Vu’1+Vu’2―(Vv’1+Vv’2) ・・・(x)
そして、この式(x)は下記式(xi)となる。
PU1―PV1+PU2―PV2=Vu’1―Vv’1+Vu’2―Vv’2 ・・・(xi)
PU1+α+PU2+α=Vu’1+Vu’2 ・・・(xii)
PV1+α+PV2+α=Vv’1+Vv’2 ・・・(xiii)
これら式(xii)、(xiii)を式(x)の場合と同様に加算すると、以下のように同じ結果が得られる。
PU1+α+PU2+α―(PV1+α+PV2+α)=Vu’1+Vu’2―(Vv’1+Vv’2) ・・・(xiv)
そして、この式(xiv)は下記式(xv)となり、式(xi)と同じとなる。
PU1―PV1+PU2―PV2=Vu’1―Vv’1+Vu’2―Vv’2 ・・・(xv)
しかしながら、図5に示す如く最初のキャリア周期でW相電流iwがゼロクロスし、モータ8に流入する向き(>0)から流出する向き(<0)に反転した場合、図4と同じタイミングでスイッチング制御を行うと、W相電圧VwはW相の下アームスイッチング素子18FがONするタイミングで立ち下がることになるので、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Vcが上がる方向に変動してしまうことになる。
次に、図7~図8を用いてPWM信号生成部36が実行する第2の変更制御の一例を詳述する。
例えば、図7に示す如く連続する2回のキャリア周期の最初のキャリア周期でU相電流iuがゼロクロスし、モータ8に流入する向き(>0)から流出する向き(<0)に反転し、U相の下アームスイッチング素子18DがOFFするタイミングでU相電圧Vuが立ち上がってしまい、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分位相が遅れてV相の下アームスイッチング素子18EがONするタイミングでV相電圧Vvが立ち下がった場合にも、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Vcが上がる方向に変動してしまうことになる。
また、PWM信号生成部36は上記の如く説明した第1の変更制御(図3、図6)と、第2の変更制御(図8)のうち、各相の上下アームスイッチング素子18A~18Fのスイッチング動作を変更する前(図6の場合には図5。図8の場合には図7)のスイッチング動作に近似する方を選択して実行する。これにより、スイッチング動作の変更がモータ8の運転に与える悪影響を最小限に抑えることが可能となる。
次に、図9~図10を用いてPWM信号生成部36が実行する第3の変更制御の一例を詳述する。
例えば、図9に示す如く連続する2回のキャリア周期の最初のキャリア周期でU相とV相の下アームスイッチング素子19D、19EがONし、W相の上アームスイッチング素子18CがONした状態でスイッチングの規定区間が開始(キャリア周期が開始)する場合に、V相電流ivがゼロクロスし、モータ8に流入する向き(>0)から流出する向き(<0)に反転したときには、V相の下アームスイッチング素子18EがOFFするタイミングでV相電圧Vvが立ち上がってしまい、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分位相が遅れてU相の上アームスイッチング素子18AがOFFするタイミングでU相電圧Vuが立ち下がっても、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Vcが立ち上がる。即ち、中性点電位Vcが立ち上がり、その後立ち下がるので、中性点電位Vcは2回変動することになる。
次に、図11~図12を用いてPWM信号生成部36が実行する第4の変更制御の一例を詳述する。
例えば、図11に示す如く連続する2回のキャリア周期の最初のキャリア周期でU相とV相の下アームスイッチング素子19D、19EがONし、W相の上アームスイッチング素子18CがONした状態でスイッチングの規定区間が開始(キャリア周期が開始)する場合に、W相電流iwがゼロクロスし、モータ8に流入する向きが反転すると予測されるが、W相電流iwの向きが不明であり、U相の上アームスイッチング素子18AがONするタイミングでU相電圧Vuが立ち上がってしまい、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分位相が遅れてW相の下アームスイッチング素子18FがONし、W相電圧Vwが立ち下がっても、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Vcが立ち上がる。即ち、中性点電位Vcが立ち上がり、その後立ち下がるので、中性点電位Vcは2回変動することになる。
ここで、図13は以上詳述した各変更制御と従来の制御によるモータ8の中性点電位Vcの変動を比較して示している。図中の最上段は図20で説明した従来の通常の三相変調方式の場合の中性点電位Vcを示しており、上から二段目は図21、図22で説明した如く相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すように電圧指令値を補正するが、相電流(モータ電流)の反転(ゼロクロス)を考慮しない場合の中性点電位Vcを示している。
また、図14は図20で説明した従来の通常の三相変調方式によるモータの線間電圧を示し、図15は図21、図22で説明した相電流の反転(ゼロクロス)を考慮しない場合のモータの線間電圧を示している。そして、図16は上述した各変更制御によるモータの線間電圧を示している。
次に、図17は前述した第1の変更制御と第2の変更制御による最大相電圧時の相電圧Vu、Vv、Vwと、U相-V相、V相-W相、W相-U相の各線間電圧を示している。また、図18は前述した第3の変更制御と第4の変更制御による最大相電圧時の相電圧Vu、Vv、Vwと、U相-V相、V相-W相、W相-U相の各線間電圧を示している。尚、何れも-1~1に補正して正規化した値である。
8 モータ
10 上アーム電源ライン
15 下アーム電源ライン
18A~18F 上下アームスイッチング素子
19U U相ハーフブリッジ回路
19V V相ハーフブリッジ回路
19W W相ハーフブリッジ回路
21 制御装置
26A、26B 電流センサ
28 インバータ回路
33 相電圧指令演算部
36 PWM信号生成部
37 ゲートドライバ
Claims (4)
- 上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、
前記制御装置は、
前記各相の上下アームスイッチング素子をスイッチングする際のデッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間を考慮して前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、前記モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すスイッチング動作を実行すると共に、
前記モータに流れる電流の向きが反転するキャリア周期では、当該電流の向きが反転する相の前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止し、他の二相の前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを同期させることにより、前記モータに印加される相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すスイッチング動作に変更することを特徴とするインバータ装置。 - 前記制御装置は、何れか一相の前記下アームスイッチング素子がONし、他の二相の前記上アームスイッチング素子がONしている状態からキャリア周期を開始することを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。
- 前記制御装置は、何れか二相の前記下アームスイッチング素子がONし、他の一相の前記上アームスイッチング素子がONしている状態からキャリア周期を開始することを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。
- 前記制御装置は、前記モータに流れる電流の向きが反転するキャリア周期とそれに連続するキャリア周期全体での線間電圧の変化を解消、若しくは、抑制する方向で前記連続するキャリア周期におけるスイッチング動作を変更することを特徴とする請求項1乃至請求項3のうちの何れかに記載のインバータ装置。
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