JP5045020B2 - モータ駆動用インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。

汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図１０に示すようなものがよく知られている（例えば、非特許文献１参照）。

図１０において、従来のモータ駆動用インバータ制御装置の主回路１１５は、直流電源装置１１３と、インバータ２とモータ３とから構成されており、前記直流電源装置１１３は、交流電源１と、整流回路７と、インバータ２の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。

一方、制御演算部１１６では、外部から与えられたモータ３の速度指令に基づいてモータ３の各相電圧指令値を作成するＰＷＭ信号生成部９と、ＰＷＭ信号生成部９で作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ２をＰＷＭ制御するベースドライバ１０から構成されている。

ここで、交流電源１が２２０Ｖ（電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ２の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を図１１に示す。

図１１は、ＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。

そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、モータ駆動用インバータ制御装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。

そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、例えば、図１２に示すような直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１２において、交流電源１の電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路１２０の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。

この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。

また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミ
ー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ電源電圧のゼロクロス点を検出する回路（図示せず）と、ゼロクロス点の検出から電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路（図示せず）とで構成されている。

ここで、パルス発生回路Ｉ１は電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。

なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。

上記の構成によって、電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部において、トランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる。
特開平９−２６６６７４号公報 インバータドライブハンドブック編集委員会編「インバータドライブハンドブック」日刊工業新聞社出版、１９９５年初版

しかしながら、上記従来のモータ駆動用インバータ制御装置の直流電源装置の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣと、トランジスタＱ１と、ベース駆動回路Ｇ１と、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍと、逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、モータ駆動用インバータ制御装置の大型化や部品点数の増加に伴うコストＵＰを招くという課題を有していた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電源電流の高調波成分を抑制した小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、交流
電源を入力とする整流回路と、前記整流回路で得られた直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータで駆動されるモータと前記インバータの動作を制御する制御部と、前記インバータの母線に流れる電流を検出する母線電流検出器と、前記インバータの母線間に接続された極めて小容量のコンデンサと、前記インバータの印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部とを設け、前記整流回路は、ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続された極めて小容量のリアクタで構成され、前記制御部には、前記インバータの印加電圧値がゼロ付近まで落ち込んで前記モータの相電流が誤認識しないように設定値が２０Ｖ以上のときに前記母線電流検出器で検出された電流値を基に前記モータの各相の電流値を再現する相電流変換部と、前記相電流変換部で得られた前記モータの各相の電流値と前記インバータ入力電圧検出部で得られた印加電圧値から前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを設けたモータ駆動用インバータ制御装置であって、前記相電流変換部で、前記インバータへの印加電圧値が設定値２０Ｖ未満のときのモータの各相の電流値を、前記印加電圧値が前記設定値以上のときの前記モータの各相の電流値の時系列変化量から推定することを特徴とするもので、小容量のコンデンサ、リアクタを用いることで小型・軽量・低コストでありながら、モータ相電流を誤認識することなく、正確にコントロールできる高性能なモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量のリアクタおよび小容量のコンデンサを用いることで、小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、さらに高価な電流センサなどを用いなくてもモータ相電流を正確に認識できるため、ブラシレスモータのセンサレスベクトル制御が可能になり、モータ電流を正弦波状に通電させることでシステムの低騒音・低振動化が図れるという効果を奏する。

第１の発明は、交流電源を入力とする整流回路と、前記整流回路で得られた直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータで駆動されるモータと前記インバータの動作を制御する制御部と、前記インバータの母線に流れる電流を検出する母線電流検出器と、前記インバータの母線間に接続された極めて小容量のコンデンサと、前記インバータの印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部とを設け、前記整流回路は、ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続された極めて小容量のリアクタで構成され、前記制御部には、前記インバータの印加電圧値がゼロ付近まで落ち込んで前記モータの相電流が誤認識しないように設定値が２０Ｖ以上のときに前記母線電流検出器で検出された電流値を基に前記モータの各相の電流値を再現する相電流変換部と、前記相電流変換部で得られた前記モータの各相の電流値と前記インバータ入力電圧検出部で得られた印加電圧値から前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを設けたモータ駆動用インバータ制御装置であって、前記相電流変換部で、前記インバータへの印加電圧値が設定値２０Ｖ未満のときのモータの各相の電流値を、前記印加電圧値が前記設定値以上のときの前記モータの各相の電流値の時系列変化量から推定することを特徴とするもので、小容量のコンデンサ、リアクタを用いることで小型・軽量・低コストでありながら、モータ相電流を正確に誤認識することなくコントロールできる高性能なモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができ、またインバータへの印加電圧値が非常に小さく、母線電流検出器でモータ相電流が検出できないような場合においてもモータ相電流を再現し、高品位の駆動を維持することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明の相電流変換部で、モータの各相の電流値のフィルタ演算を行うもので、インバータの印加電圧値にノイズ成分が発生し、任意の設定値判定を誤ったとしてもモータ相電流を再現し、高品位の駆動を維持することができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明の小容量のリアクタと小容量のコンデンサとの共振周波数を交流電源の周波数の４０倍よりも大きくなるように前記リアクタおよび前記コンデンサの組み合わせを決定するもので、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格を確実にクリアすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図である。

本実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源１からの交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７と２ｍＨ以下の小容量のリアクタ１１からなる整流回路７と、１００μＦ以下の小容量のコンデンサ１２と、ブラシレス型のモータ３
に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を備えている。

モータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ、４ｖ、４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗがそれぞれ接続されている。

インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなり、Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子１３ｖ及び低圧側のスイッチング素子１３ｙよりなり、Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子１３ｗ及び低圧側のスイッチング素子１３ｚよりなる。

また、各スイッチング素子（１３ｕ〜１３ｚ）と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚが接続されている。

インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点に、モータ３の端子８ｕ、８ｖ、８ｗがそれぞれ接続される。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子１３ｕ〜１３ｚのスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりモータ３が駆動される。

また、インバータ２の母線には、その母線に流れる電流を検出する母線電流検出器１５が配されている。

制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、相電流変換部２０と、モータ位相推定部１７と、回転子速度検出部１８と、電流指令演算部１９からなる。

相電流変換部２０は、母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をモータ３の相電流に変換する。相電流変換部２０は、実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。

モータ位相推定部１７は、相電流変換部２０により変換されたモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、モータ３の位相を推定する。

さらに、回転子速度検出部１８は、推定された位相からモータ３の速度を推定する。

電流指令演算部１９では、推定されたモータ３の回転子５の速度と、外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令実行値をＰＩ演算などを用いて導出し、ＰＷＭ信号生成部９がモータ３を駆動するため
のＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ信号は、ベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ、１３ｘ、１３ｙ、１３ｚはＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。

このように本実施の形態では、正弦波状の相電流を流すことによりモータ３の正弦波駆動を実現している。

次に、図２〜図６を用いてインバータ母線に流れる電流においてモータ３の相電流が現れる様子を説明する。

図２は、モータ３の各相巻線に流る相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。

図２において、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端８ｕ、８ｗから中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端８ｖに向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端８ｕから中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端８ｖ、８ｗに向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図２において、電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。

ここで、図３において、信号「Ｕ」は、上アームのスイッチング素子１３ｕを、信号「Ｖ」は上アームのスイッチング素子１３ｖを、信号「Ｗ」は、上アームのスイッチング素子１３ｗを、信号「Ｘ」は、下アームのスイッチング素子１３ｘを、信号「Ｙ」は、下アームのスイッチング素子１３ｙを、信号「Ｚ」は、下アームのスイッチング素子１３ｚを動作させる信号を示す。

これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線には、タイミング（１）では、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング（２）では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング（３）では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

別の例として、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線にはタイミング（１）では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング（２）ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング（３）ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。

以上のように、インバータ母線上にインバータ２のスイッチング素子１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ、１３ｘ、１３ｙ、１３ｚの状態に応じてブラシレスモータ３の相電流が現れることがわかる。

具体的には、上アームのスイッチング素子１３ｕ、１３ｖ、１３ｗのいずれか一つがオンしている状態のときにそのオンした相のモータ電流が、あるいは、下アームのスイッチング素子１３ｘ、１３ｙ、１３ｚのいずれか一つがオンしている状態のときにそのオンした相のモータ電流がインバータ母線上に現れるという関係性が成り立つ。

上述のようにキャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが求められることは明らかである。

ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ …（式１）
なお、タイミング（４）とタイミング（５）は、スイッチング素子（１３ｕ〜１３ｚ）の動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間においてインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。

図７は、本実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果であり、モータ３の駆動時におけるインバータ印加電圧と実際のＵ相電流と相電流変換部２０により変換されたＵ相電流、さらに母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流の波形を示している。

本実施の形態におけるコンデンサ１２は、極めて容量が小さいため、モータ３に電流が流れるとインバータ印加電圧は、電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周波数で大きく脈動している。相電流変換部２０により変換されたＵ相電流は、上述したインバータ２のスイッチング素子の状態とインバータ母線上に現れる相電流の関係性に基づいて求めたものであるが、インバータ印加電圧が大きく落ち込んだタイミング（図中Ｔ１）において実際のＵ相電流とは異なった値で誤認識してしまっているのがわかる。

この時のインバータ２のスイッチング素子１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの動作状態と母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流の波形を示したのが図８である。

「Ｕ」は、上アームのスイッチング素子１３ｕを、「Ｖ」は、上アームのスイッチング素子１３ｖを、「Ｗ」は、上アームのスイッチング素子１３ｗを、アクティブ・ハイで動作しているものである。

通常「Ｕ」のみがオンしているタイミング（図中Ｔ２）においては、母線電流検出器１５にはＵ相電流が現れているが、インバータ印加電圧が大きく落ち込んだタイミング（図中Ｔ１）においては「Ｕ」のみがオンしていても、母線電流検出器１５にＵ相電流が現れていない様子がわかる。

これは、本来であれば図６（ｂ）に示すような状態であり、母線電流検出器１５にはＵ相電流が現れるべきところであるが、インバータ印加電圧がゼロ付近まで落ち込むとインバータ２のスイッチング素子にオン信号を与えても実際には導通しないため、母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流がどの相の電流であるか特定できない状態となっている。

このため、インバータ印加電圧が大きく落ち込んだタイミングにおいて実際の相電流とは異なった値で誤認識していた。

そこで、本実施の形態における相電流変換部２０では、上述したモータ相電流の誤認識を解消すべく、インバータ２の印加電圧値が任意の設定値以上のときにのみ母線電流検出器１５から得られる母線電流を基にモータ３の各相の電流値を再現するようにしている。

具体的に任意の設定値を、例えば２０Ｖに設定したときの動作結果を図９に示す。
インバータ２の印加電圧値が２０Ｖ未満のタイミング（図中Ｔ１）においては、母線電流
検出器１５から得られる電流値を基にモータ３の各相の電流値を再現することをキャンセルしたため、図７に示したような実際のＵ相電流との大きな誤差発生を回避することができた。

以上のように本実施の形態によれば、小容量のコンデンサ１２および小容量のリアクタ１１を用いたモータ駆動用インバータ制御装置において、高価な電流センサを用いないセンサレス正弦波駆動を適用することが可能である。

なお、インバータ２の印加電圧値が２０Ｖ未満のときにおけるモータ３の各相の電流値については、相電流変換部２０で、インバータ２の印加電圧値が２０Ｖ以上のときのモータ３の各相の電流値の時系列変化量から推定して求めるようにしてもよい。

具体的には、インバータ２の印加電圧値が２０Ｖ以上のときに検出された前回のモータ３のＵ相の電流値をＩｕ（ｎ−１）、前々回の電流値をＩｕ（ｎ−２）と記憶しておき、今回インバータ２の印加電圧値が２０Ｖ未満であった場合、Ｕ相の電流推定値Ｉｕを、
Ｉｕ ＝ Ｉｕ（ｎ−１）×２ − Ｉｕ（ｎ−２）
として求めるようにする。

この方法によれば、インバータ２の印加電圧値が任意の設定値以上確保されていたときの最新の値に、その一つ前の検出値からの変化量を加えた演算としているため、記憶しておくデータ量も少なくマイコンなどのメモリ量を多く確保しなくてもそれまでの時系列変化を加味した推定値が得られる。

逆に、マイコンなどのメモリ量を多く確保できれば、近似式演算により高精度の推定演算も実現できる。

このように、インバータ２の印加電圧値が非常に小さく、母線電流検出器１５にモータ３の相電流が現れないような場合においても、モータ相電流をそれまでの時系列変化を加味した推定演算によって精度よく再現することで、高品位のセンサレス正弦波駆動を維持することが可能となった。

さらに、上記実施の形態に加え、相電流変換部２０で、ブラシレスモータ３の各相の電流値のフィルタ演算を行うようにしても良い。

具体的な演算式は、
Ｉｕ［ｆ］（ｎ） ＝ Ｋ×Ｉｕ ＋ （１−Ｋ）×Ｉｕ［ｆ］（ｎ−１）
とした。ここでＫはフィルタ係数を表し、０以上１未満の値を選択する。

このフィルタ演算を施すことによって、例えば、母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流がどの相の電流であるか特定できない状態であったときに、インバータ２の印加電圧値にノイズ成分が発生し、任意の設定値以上と誤判定したとしてもモータ相電流を大きく誤認識することなく、高品位の駆動を維持することができる。

次に、上記実施の形態で述べた小容量のコンデンサ１２および小容量のリアクタ１１の仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、コンデンサ１２とリアクタ１１との共振周波数ｆ_ＬＣ（ＬＣ共振周波数）を、交流電源の周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるようにコンデンサ１２とリアクタ１１の組み合わせを決定するようにしている。

ここで、コンデンサ１２の容量をＣ［Ｆ］、リアクタ１１のインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆ_ＬＣは次式のように表される。

即ち、ｆ_ＬＣ＞４０ｆｓを満たすようにコンデンサ１２とリアクタ１１の組み合わせを決定するものである（ＩＥＣ規格では電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）。

以上のように、コンデンサ１２およびリアクタ１１の組み合わせを決定することで、電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格を確実にクリアすることができる。

以上のように、上記実施の形態１を例に説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。

例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等の製品である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量のリアクタおよび小容量のコンデンサを用いることで小型・軽量・低コスト化を図ることができると共に、インバータ印加電圧に大きなリプルがある場合でも、位置検出センサを用いずに駆動でき、高効率を維持しつつ安定した電流供給が可能となるもので、小型のモータ起動装置を必要とするＡＶ機器（特に小型機器）等にも広く用いることができる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 同モータ駆動用インバータ制御装置で駆動されるモータの相電流状態の時間的変化の一例、及び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を表す図 同モータ駆動用インバータ制御装置での半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図 （ａ）〜（ｃ）同ＰＷＭ信号による駆動時のモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 同モータ駆動用インバータ制御装置での半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の他の例を表す図 （ａ）〜（ｃ）同ＰＷＭ信号による駆動時のモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 同モータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果を示す図 同モータ駆動用インバータ制御装置のスイッチング素子の動作状態を表す図 同モータ駆動用インバータ制御装置の第２の動作結果を示す図 従来のモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 同モータ駆動用インバータ装置における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を示した線図 モータ駆動用インバータ制御装置用の従来の直流電源装置の回路図

符号の説明

１ 交流電源
２ インバータ
３ ブラシレスモータ
４ 固定子
４ｕ、４ｖ、４ｗ 巻線
５ 回転子
６ 制御部
７ 整流回路
７ａ ダイオードブリッジ
８ｕ、８ｖ、８ｗ 端子
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ リアクタ
１２ コンデンサ
１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ、１３ｘ、１３ｙ、１３ｚ スイッチング素子
１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚ フリーホイールダイオード
１５ 母線電流検出器
１６ インバータ入力電圧検出部
１７ モータ位相推定部
１８ 回転子速度検出部
１９ 電流指令演算部
２０ 相電流変換部

Claims (3)

1. 交流電源を入力とする整流回路と、前記整流回路で得られた直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータで駆動されるモータと前記インバータの動作を制御する制御部と、前記インバータの母線に流れる電流を検出する母線電流検出器と、前記インバータの母線間に接続された極めて小容量のコンデンサと、前記インバータの印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部とを設け、前記整流回路は、ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続された極めて小容量のリアクタで構成され、前記制御部には、前記インバータの印加電圧値がゼロ付近まで落ち込んで前記モータの相電流が誤認識しないように設定値が２０Ｖ以上のときに前記母線電流検出器で検出された電流値を基に前記モータの各相の電流値を再現する相電流変換部と、前記相電流変換部で得られた前記モータの各相の電流値と前記インバータ入力電圧検出部で得られた印加電圧値から前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを設けたモータ駆動用インバータ制御装置であって、前記相電流変換部で、前記インバータへの印加電圧値が設定値２０Ｖ未満のときのモータの各相の電流値を、前記印加電圧値が前記設定値以上のときの前記モータの各相の電流値の時系列変化量から推定することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置。
2. 相電流変換部で、モータの各相の電流値のフィルタ演算を行うことを特徴とした請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
3. 小容量のリアクタと小容量のコンデンサとの共振周波数を交流電源の周波数の４０倍よりも大きくなるように前記リアクタおよび前記コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とする請求項１または２に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。