JP3610897B2 - インバータ装置、圧縮機駆動装置、冷凍・空調装置、インバータ装置の制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、瞬時電流制御を行うことにより、モータを駆動するインバータ装置および制御方法、このインバータ装置により駆動される圧縮機駆動装置およびこのインバータ装置を搭載した冷凍・空調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は一般的な従来のインバータの構成を表す図である。図において、１は直流電源部、２はインバータ、３ａはインバータ２内に構成されるＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子、４はスイッチング素子３と並列に接続された還流ダイオード、５は複数のスイッチング素子３および複数の還流ダイオード４ａ〜４ｆからなるインバータ主回路、６は直流ブラシレスモータ、７ａは直流ブラシレスモータに流入する電流のうちの一相の電流を検出する電流検出手段Ａ、７ｂは電流検出手段７ａと異なる相の電流を検出する電流検出手段Ｂ、８はインバータ主回路５内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するインバータ制御手段、９はインバータ制御手段８内に備えられ、スイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段である。
【０００３】
上記のように構成されたインバータおよび直流ブラシレスモータにおける動作について図１６を用いて説明する。図において、インバータ２は直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流のうち２相分の瞬時電流を電流検出手段７ａおよび電流検出手段７ｂより検出し、検出した２相分の瞬時電流、例えばＵ相瞬時電流ＩｕおよびＶ相瞬時電流Ｉｖをもとに、インバータ制御手段８内の相電流演算手段１０により３相分の電流値を演算により求める。そして電圧指令値演算手段１１により、直流ブラシレスモータ６を駆動するためにインバータ主回路５が出力する電圧値および電圧位相等の出力電圧指令を演算により求める。
【０００４】
その後、出力電圧ベクトル演算手段１２は、求められた出力電圧指令をもとに、電圧ベクトルを演算により求める。この電圧ベクトルをもとにインバータ制御手段８内のＰＷＭ発生手段９により各相のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを発生させ、このＰＷＭ信号をもとにスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ動作させる。スイッチング素子のオン・オフ動作により、インバータ主回路５より直流ブラシレスモータ６に電力が供給され、直流ブラシレスモータが駆動される。
【０００５】
また、図１７は、一般的な従来のインバータの制御手段におけるＰＷＭ信号と電流検出のタイミングを表す図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸はキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の大きさ、各スイッチング素子の制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態およびＵ相電流の大きさを表す。
【０００６】
Ｔｍａｘはキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の最大値でＰＷＭ信号のタイマの設定できる最大値、Ｔ０はキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の最小値でＰＷＭ信号のタイマの設定できる最小値である。また、ＵＰはＵ相上側スイッチング素子３ａの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＶＰはＶ相上側スイッチング素子３ｂの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＷＰはＷ相上側スイッチング素子３ｃの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＵＮはＵ相下側スイッチング素子３ｄの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＶＮはＶ相下側スイッチング素子３ｅの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＷＮはＷ相下側スイッチング素子３ｆの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態を表している。
【０００７】
ここで、ＴｕはＵ相ＰＷＭタイマ値、ＴｖはＶ相ＰＷＭタイマ値、ＴｗはＷ相ＰＷＭタイマ値であり、三角波変調用基準信号を基準にしてタイマ値が三角波変調用基準信号より大きい場合は、上側スイッチング素子３ａ〜３ｃの制御用ＰＷＭ信号はＯＮ状態になり、下側スイッチング素子３ｄ〜３ｆの制御用ＰＷＭ信号はＯＦＦ状態になる。逆にタイマ値が三角波変調用基準信号より小さい場合は、上側スイッチング素子３ａ〜３ｃの制御用ＰＷＭ信号はＯＦＦ状態になり、下側スイッチング素子３ｄ〜３ｆの制御用ＰＷＭ信号はＯＮ状態になる。Ｉｕは上記スイッチング素子３ａから３ｆのスイッチング動作により電流検出手段７ａから検出される直流ブラシレスモータ６に流入するＵ相電流を示している。
【０００８】
従来は、図１６のように、各相に電圧を発生するために求められた電圧指令値より得られる各相のＰＷＭタイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを三角波比較変調用基準信号とを比較してＵ、Ｖ、Ｗ各相に接続されたスイッチング素子群３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得ている。
【０００９】
このとき電流検出を行うタイミングは図１６に示すように、三角波変調用基準信号の山あるいは谷のタイミングである。すなわち、三角波変調用基準信号が最大値および最小値の時である。このタイミングで、電流検出手段７ａおよび７ｂにより直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流の２相分を検出する。その後、得られた２相分の相瞬時電流情報をもとに、相電流演算手段１０により相電流が演算され、直流ブラシレスモータ６を駆動するための電圧指令が電圧指令知演算手段１１により演算され求められる。そして、ベクトル演算手段１２により出力電圧のベクトル演算が行われ、ＰＷＭ発生手段９によりＰＷＭ信号が生成され、スイッチング素子群３ａ〜３ｆをＯＮ・ＯＦＦ制御する。
【００１０】
また、従来は、検出された２相分の瞬時電流を回転直行座標系であるｄ−ｑ軸の２相座標系に変換して、インバータの制御を行っている場合も少なくない。この場合の制御ブロック図の一例を図１８に示す。図１８はｄ−ｑ軸変換によるインバータ制御ブロックの一例を表す図である。図において、２０は瞬時電流情報を３相交流座標系から、ｄ−ｑ軸２相回転直行座標系に変換する３相―２相座標変換手段、２１は２相瞬時電流から２相電圧指令値を演算する電圧指令演算手段、２３は２相電圧指令を２相回転座標系から３相交流座標系に変換する２相−３相座標変換手段、９は３相電圧指令値をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号発生手段である。
【００１１】
図１８における制御ブロックの動作を以下に説明する。２つの電流検出手段７ａおよび７ｂにより２相分の瞬時電流情報Ｉｕ、Ｉｖを同時に検出し、２相分の瞬時電流情報Ｉｕ、Ｉｖと２相分の瞬時電流を取得したときの電気角位相θを用いて、３相−２相座標変換手段２０によりｄ−ｑ軸２相座標系の電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換される。
【００１２】
電圧指令演算手段２１では、ｄ−ｑ軸２相座標系の電流値Ｉｄ、Ｉｑを用いてインバータ主回路５が直流ブラシレスモータ６を駆動するために必要な電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算により求める。電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は２相−３相座標変換手段２２によりｄ−ｑ軸２相座標系からＵ−Ｖ−Ｗ軸３相座標系に変換され電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が求められる。電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊はＰＷＭ発生手段９によりスイッチング素子群３をオン・オフ制御するためのＰＷＭ制御信号ＵＰ、ＶＰ、 ＷＰ、 ＵＮ、ＶＮ、 ＷＮに変換される。
【００１３】
図１９は、特開平８−１２６３７９号公報に示された従来の一般的な直流ブラシレスモータ駆動用のインバータを表す構成図である。図において、１は直流電源、３ａはＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子、４ａ〜４ｆはスイッチング素子３ａ〜３ｆと並列に接続された還流ダイオード、６は直流ブラシレスモータ、１３は直流ブラシレスモータ６のＵ相固定子巻き線、１４は直流ブラシレスモータ６のＶ相固定子巻き線、１５は直流ブラシレスモータ６のＷ相固定子巻き線、１６は直流ブラシレスモータ６の回転子である。
【００１４】
７０は直流電源１と各スイッチング素子３ａ〜３ｆとの間に設けられた電流検出手段であり、オペアンプ７１、負帰還抵抗７２、電流検出抵抗７３より構成される。７４はマイクロコンピュータ、７５はマイクロコンピュータ７４内に設けられたＡ／Ｄ変換器、７６はマイクロコンピュータ７４内に設けられた演算手段、７７はスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するドライブ回路である。
【００１５】
次に、図１９に示す特開平８−１２６３７９号公報に示された従来の一般的な直流ブラシレスモータ駆動用のインバータの動作について以下に説明する。電流検出手段７０により検出された電流をＡ／Ｄ変換器７５によりデジタル信号に変換する。演算機７６はＡ／Ｄ変換器７５によりデジタル化した電流値をもとにしてモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータのスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのスイッチング信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを出力する。ドライブ回路７７は演算機７６から出力されるスイッチング信号に基づいてスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆをそれぞれ１２０度毎に通電ＯＮ／ＯＦＦして駆動する。
【００１６】
上記従来のインバータは、直流電源１より出力される電流を電流検出手段７０により検出し、その電流の時間に対する変化率の極性を検出し、検出信号に基づいて極性の反転時刻を計測し、時刻を直流ブラシレスモータ６の回転子１６の磁極位置推定情報として得て、その情報をもとに直流ブラシレスモータの電流の相転流のタイミングを得ている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来技術では、直流ブラシレスモータに流入する相瞬時電流を検出するための電流検出手段、例えば直流電流トランスおよび電流検出回路などが最低２相分必要となるため、電流検出手段が複雑で大きくかつ高コストとなる。一般に、家庭用電化製品などに搭載されるインバータは小型化、低コスト化が望まれており、可能な限り簡単な構成にすることが望ましい。
【００１８】
また、電流検出を簡素化するために電流検出手段を一つとした場合には、電流情報が１つしか得られないので、直流ブラシレスモータを駆動するための電圧指令を求めるための必要な瞬時電流情報が得られず、直流ブラシレスモータを駆動することができない。
【００１９】
また、図１９に示す特開平８−１２６３７９号公報に示された従来の一般的な直流ブラシレスモータ駆動用のインバータでは、インバータの非通電区間に生じる誘起電圧より直流ブラシレスモータの回転子の磁極位置を推定する矩形波通電方式で制御している。このインバータでは直流電流情報により直流ブラシレスモータの電流の転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号を得るものである。したがって、この方式では、矩形波通電しか対応できず、効率および騒音の面で矩形波通電よりも有効な１８０度通電（正弦波通電）を行うことはできない。
【００２０】
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、電流検出手段を簡単な構成で信頼性の高いインバータ装置を得るものである。また、小型のインバータ装置を得るものである。また、高効率のインバータ装置を得るものである。また、低騒音のインバータ装置を得るものである。また、１つの電流検出手段によってモータを１８０度通電で制御することができるインバータやインバータ制御方法を提供するものである。また、小型で信頼性の高い圧縮機駆動装置や冷凍空調装置を得るものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明のインバータ装置は、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ主回路と、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、直流電源とインバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半 に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、瞬時電流検出後に電圧ゼロベクトルを発生させるか、または瞬時電流検出前に電圧ゼロベクトルを発生させるようにして、瞬時電流検出時には電圧ゼロベクトルが発生しないようにしたものである。
【００２２】
また、本発明のインバータ装置は、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、前記直流電源に接続されたインバータ主回路と、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、直流電源とインバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、電圧ゼロベクトルを発生させるタイミングの所定時間前に瞬時電流を検出するようにしたものである。
【００２３】
また、本発明のインバータ装置は、瞬時電流のサンプリング間隔をキャリアの半周期と同じ時間間隔に設定したものである。
【００２４】
また、本発明のインバータ装置は、インバータ主回路の出力側に同期電動機あるいは誘導電動機を接続して駆動するようにしたものである。
【００２５】
また、本発明の圧縮機駆動装置は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載するようにしたものである。
【００２６】
また、本発明の冷凍・空調装置は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載するようにしたものである。
【００２７】
また、本発明のインバータ装置の制御方法は、複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ装置において、１つの電流検出手段により１キャリア周期中に２つの瞬時電流を検出する瞬時電流検出ステップと、瞬時電流検出ステップにより検出された１キャリア周期中の２つの瞬時電流の大きさおよび位相の情報をもとに回転直交座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流を演算により求めるｄ−ｑ軸電流演算ステップと、ｄ−ｑ軸電流演算ステップにより求められたｄ軸電流およびｑ軸電流をもとに交流座標系の電圧値を演算により求める交流電圧演算ステップと、を備え、交流電圧演算ステップにより求められた電圧値をもとに複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するようにしたものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を表すインバータの構成図である。図において、１は直流電源部、２はインバータ、３ａはインバータ２内に構成されるＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子、４ａ〜４ｆはスイッチング素子３ａ〜３ｆとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード、５は複数のスイッチング素子３ａ〜３ｆおよび複数の還流ダイオード４ａ〜４ｆにより構成されるインバータ主回路、６は直流ブラシレスモータ、７はインバータの直流部を流れる電流を検出する電流検出手段である。
【００２９】
８はインバータ主回路５内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するインバータ制御手段、９はインバータ制御手段８内に設けられ、スイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段、１０Ａはインバータ制御手段８内に設けられ、電流検出手段７により検出された瞬時電流情報をもとに、直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流を演算により求める相瞬時電流演算手段である。
【００３０】
１０Ｂは相電流演算手段により演算された２相の電流をもとに３相分の電流を演算により求める３相電流演算手段、１１は３相電流演算手段よりの３相分の電流をもとにモータを駆動するための出力電圧指令値を演算により求める電圧指令値演算手段、１２は電圧指令値演算手段１１により求められた電圧指令値をもとに出力電圧ベクトルを演算する出力電圧ベクトル演算手段、１２Ａは出力電圧ベクトル演算手段により求められた出力電圧ベクトルよりスイッチング素子のＯＮ時間タイマ値を演算により求めるタイマ値演算手段である。３０はＰＷＭ信号のキャリアを発生させるキャリア生成手段、３１はキャリア生成手段３０より発生したキャリアの情報をもとに現在１キャリア周期のうちの前半なのか、あるいは後半なのかを判断するキャリア前・後半判断手段である。
【００３１】
図２は本発明のインバータの制御手段におけるＰＷＭ信号と電流検出のタイミングを表す図であり、１キャリア周期内に２相分の瞬時電流情報を検出する検出方法及び検出タイミングを示したものである。図において、横軸は時間を表し、縦軸はキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の大きさ、各スイッチング素子の制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態および検出される電流の大きさを表す。
【００３２】
Ｔｍａｘはキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の最大値でＰＷＭ信号のタイマの設定できる最大値、Ｔ０はキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の最小値でＰＷＭ信号のタイマの設定できる最小値である。また、ＵＰはＵ相上側スイッチング素子３ａの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＶＰはＶ相上側スイッチング素子３ｂの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＷＰはＷ相上側スイッチング素子３ｃの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＵＮはＵ相下側スイッチング素子３ｄの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＶＮはＶ相下側スイッチング素子３ｅの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＷＮはＷ相下側スイッチング素子３ｆの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態を表している。
【００３３】
ここで、ＴｕはＵ相ＰＷＭタイマ値、ＴｖはＶ相ＰＷＭタイマ値、ＴｗはＷ相ＰＷＭタイマ値であり、三角波変調用基準信号を基準にしてタイマ値が三角波変調用基準信号より大きい場合は、上側スイッチング素子３ａ〜３ｃの制御用ＰＷＭ信号はＯＮ状態になり、下側スイッチング素子３ｄ〜３ｆの制御用ＰＷＭ信号はＯＦＦ状態になる。逆にこのタイマ値が三角波変調用基準信号より小さい場合は、上側スイッチング素子３ａ〜３ｃの制御用ＰＷＭ信号はＯＦＦ状態になり、下側スイッチング素子３ｄ〜３ｆの制御用ＰＷＭ信号はＯＮ状態になる。Ｉｄｃは上記スイッチング素子３ａから３ｆのスイッチング動作により電流検出手段７から検出される直流ブラシレスモータ６に流入する電流を示している。
【００３４】
また、Ｖ０〜Ｖ７は出力電圧ベクトル演算手段１２により出力される電圧ベクトルであり、図３、図４を用いて説明する。図３はインバータの出力するベクトルパターンを示す説明図である。図において、Ｖ４はＵ相に電圧を印加する状態、Ｖ３はＷ相とＶ相に電圧を印加する状態、Ｖ２はＶ相へ電圧を印加する状態、Ｖ５はＵ相とＷ相に電圧を印加する状態、Ｖ１はＷ相に電圧を印加する状態、Ｖ６はＵ相とＶ相に電圧を印加する状態を表す。また、Ｖ０、Ｖ７はゼロベクトルであり、Ｖ０はどの相にも電圧を印加しない状態で、Ｖ７はＵ相、Ｖ相、Ｗ相に電圧を印加する状態であり、Ｖ０、Ｖ７とも相関に電圧は発生しない。
【００３５】
ここで、Ｖ４およびＶ６の状態のときの各スイッチング素子３ａ殻ｆのＯＮ／ＯＦＦ状態と電流の流れる方向について図４、図５にて説明する。図４はベクトルパターンがＶ４の時のインバータ２内のスイッチング素子３ａ〜３ｆの状態と電流の流れる経路を示す説明図である。また、図５はベクトルパターンがＶ６の時のインバータ２内のスイッチング素子３ａ〜３ｆの状態と電流の流れる経路を示す説明図である。
【００３６】
図４および図５において、図１と同一または相当部分は同一の番号を付して説明は省略する。６は直流ブラシレスモータ、１３は直流ブラシレスモータ６のＵ相固定子巻き線、１４は直流ブラシレスモータ６のＶ相固定子巻き線、１５は直流ブラシレスモータ６のＷ相固定子巻き線、１６は直流ブラシレスモータ６の回転子を示す。
【００３７】
図４はベクトルパターンがＶ４のときであり、Ｕ相の上側スイッチング素子３ａとＶ相およびＷ相の下側スイッチング素子３ｅ、３ｆがＯＮとなる状態である。このときインバータ２を流れる電流は、直流電源１の正側からＵ相上側スイッチング素子３ａを介して直流ブラシレスモータ６のＵ相巻き線１３に至る。そしてＶ相巻き線１４およびＷ相巻き線１５を通過しＶ相およびＷ相下側スイッチング素子３ｅ、３ｆを介して直流電源の負側に流れる。したがって、電流検出手段７において検出される電流は、Ｕ相巻き線１３より流入してＶ相巻き線１４とＷ相巻き線１５に分かれて流出するため、Ｕ相に流入する電流、すなわち＋Ｉｕが検出されることになる。ここで、モータ６に流入する場合を正（＋）、モータ６より流出する場合を負（−）とする。この＋Ｉｕの電流状態をベクトルＶ４として表す。
【００３８】
同様に、図５はベクトルパターンＶ６の場合を表しており、Ｕ相およびＶ相の上側スイッチング素子３ａ、３ｂとＷ相の下側スイッチング素子３ｆがＯＮとなる状態である。このときインバータ２に流れる電流は、直流電源１の正側からＵ相およびＶ相上側スイッチング素子３ａ、３ｂを介して、Ｕ相巻き線１３およびＶ相巻き線１４に至る。そしてＷ相巻き線１５を通りＷ相下側スイッチング素子３ｆを介して直流電源の負側に至る。このとき、電流検出手段７において検出される電流は、Ｕ相巻き線１３およびＶ相巻き線１４より流入してＷ相巻き線１５より流出するため、Ｗ相より流出する電流、すなわち−Ｉｗが検出されることになり、この状態をベクトルＶ６で表すようにしている。
【００３９】
これらの関係を図８に示した。図８はインバータの出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に対応する各スイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦの状態と検出される相電流を表した図である。すなわち、上述したベクトルパターンＶ４、Ｖ６以外の他のベクトルパターンにおいてもＶ４、Ｖ６と同様であり、各ベクトルパターン時のスイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦの状態は図８のとおりであり、ベクトルパターンＶ１の時に検出される電流はＷ相に流入する電流＋Ｉｗであり、ベクトルパターンＶ２の時に検出される電流はＶ相に流入する電流＋Ｉｖであり、ベクトルパターンＶ３の時に検出される電流はＵ相より流出する電流−Ｉｕであり、ベクトルパターンＶ５の時に検出される電流はＶ相より流出する電流−Ｉｖとなる。
【００４０】
図２に示すように、１キャリア周期内に発生するＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮのゼロベクトルＶ０、Ｖ７、つまり、ＵＰ、ＶＰ、ＷＰが同時にＯＮまたはＵＰ、ＶＰ、ＷＰが同時にＯＦＦとなる区間が１キャリア周期内に２回発生する。本実施の形態では、この２つのゼロベクトルＶ０、Ｖ７のうちどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、他方を後半に発生させるようにしている。図では、Ｖ０を前半に、Ｖ７を後半に発生させた場合を示してある。
【００４１】
図１６に示したように従来は、電流検出を行うことのできるタイミングである三角波変調用基準信号の最大値および最小値のポイントの前後が無通電区間すなわちゼロベクトルになっており、電流を検出することができない。そこで、本実施の形態では、ゼロベクトルの発生タイミングをずらして、電流検出を行うことのできるタイミングである三角波変調用基準信号の最大値および最小値のポイントの前後のうちのどちらかがゼロベクトルでないようにして、ゼロ電流を検出せずゼロベクトル以外のベクトルでの電流検出ができるようにしている。すなわち、電流検出後にゼロベクトルを発生させるか、または電流検出前にゼロベクトルを発生させるようにして、電流検出時はゼロベクトルでないようにしている。
【００４２】
ここでゼロベクトルの発生タイミングをずらす手段の１例について説明する。図１６に示すように従来の一般的なインバータにおけるＰＷＭ信号と電流検出のタイミングにおいて、たとえば、キャリアの後半に発生するゼロベクトルＶ０の発生するタイミングをＴｖ０２時間だけ遅らせて電流検出タイミングである三角波変調用基準信号が最大値となるタイミングよりゼロベクトルＶ０が発生するように場合について説明する。
【００４３】
この場合、Ｔｖ０２時間分をキャリア前半では各相のタイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから減じ、キャリア後半ではタイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに加える。これにより、キャリア前半の各相スイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦタイミングがＴｖ０２時間分だけ遅くなり、また、キャリア後半の各相スイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦタイミングがＴｖ０２分遅くなる。したがって、ゼロベクトルの発生タイミングをＴｖ０２時間分だけずらすことが可能となる。このようにすれば、ゼロベクトルＶ０とＶ７をそれぞれキャリア１周期の前半と後半に振り分けることが可能となる。このゼロベクトルの発生タイミングをＴｖ０２時間だけ遅らせた（ずらした）状態のタイミングチャートが図２である。
【００４４】
次に、２つのゼロベクトル発生タイミングの所定時間前に電流検出手段７の電流サンプリング時刻を同期させることで、1キャリア周期内に発生するゼロベクトルＶ０、Ｖ７以外のベクトルの時に発生する２つの直流瞬時電流Ｉｄｃを検出することが可能となる。図２ではキャリア周期の前半ではインバータの出力するベクトルパターンがびＶ６のときに、また、キャリア周期の後半ではインバータの出力するベクトルパターンがびＶ４のときにそれぞれ直流瞬時電流情報を検出することができる。
【００４５】
ここで、所定時間とは、ゼロベクトルが発生する前に発生する電圧ベクトルのうちの発生時間の短い方の電圧ベクトルが発生する発生時間よりも短い時間を表している。この所定時間は、図２においてはキャリア前半のゼロベクトルＶ０の発生前の電圧ベクトルＶ４およびキャリア後半のゼロベクトルＶ７の発生前の電圧ベクトルＶ６のうちの発生時間の短い方の電圧ベクトルであるＶ４の発生している時間よりも短い時間を表す。ここで、所定時間をＶ４の発生している時間よりも短い時間に設定したのは、所定時間がＶ４の発生している時間よりも長ければ、たとえば図２の場合には１キャリア周期の前半と後半で同一の電圧ベクトル（Ｖ６）のときあるいはゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）のときに瞬時電流を検出することになり、ゼロベクトルでない異なる電圧ベクトルのときの瞬時電流を検出できなくなり、３相分の電流を推定できなくなるためである。また、瞬時電流サンプリング間隔はキャリアの半周期と同じ時間間隔に設定されている。
【００４６】
ここで、得られた２つの直流瞬時電流と、直流瞬時電流をサンプリングしたタイミングにインバータが出力していたベクトルパターンとから、直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流がどの相のものかを図８より求めることができる。
【００４７】
また、モータ６に流入する相電流と電流検出手段７で検出される直流電流との関係を図示すると図６のようになる。図６は相電流と直流電流の関係を示した概念図である。図において、横軸は時間を、縦軸は各相を流れる相電流波形および電流検出手段７により検出される直流電流波形を表している。直流電流波形は、相電流波形の負側（−側）の部分が反転した形で全ての相が＋側で連なった曲線として表される。
【００４８】
ベクトルパターンがＶ０、Ｖ７のゼロベクトル時は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上側スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃが全てオン、あるいはＵ、Ｖ、Ｗ相の下側スイッチング素子３ｄ、３ｅ、３ｆが全てオフとなるため直流電源部１に電流が流れない。したがって、電流検出手段７では相電流を検出できないため、ゼロベクトルＶ０、Ｖ７を発生する直前に同期させて直流瞬時電流のサンプリングを行うようにしている。ただし、電流サンプリングのタイミングが自由に設定でき、ゼロベクトルでないベクトル時にサンプリングすることが可能なマイコンなどの手段を使用すれば、ゼロベクトル発生直前にサンプリングを行う必要はなく、ゼロベクトルでない２つのベクトルのときであればサンプリングをいつ行っても良い。
【００４９】
通常は以上説明したように、図１における電流検出手段７で検出される電流は、直流電源１の＋側から−側に流れる方向を正として検出される。しかしながら、直流ブラシレスモータ６の回生動作時には、電流検出手段７で検出される電流は、上記とは反対方向、すなわち、直流電源１の−側から＋側に流れることとなるが、この回生動作時においても同様の相電流検出が可能なことは言うまでもない。
【００５０】
上記の本発明によるインバータの制御動作の流れを図７を用いて説明する。図７は本発明のインバータの制御の流れを表すフローチャート図である。図において、ＳＴ１はキャリアの前後半を判断するキャリア前後半判断処理ステップ、ＳＴ２はＳＴ１にてキャリア前半と判断した場合における直流電流検出ステップ、ＳＴ３はＳＴ２にて検出した直流電流情報および後述するＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８よりの電圧ベクトル情報によりキャリア前半における相電流を演算して求める相電流演算処理ステップである。
【００５１】
ＳＴ１０はＳＴ１にてキャリア後半と判断した場合における直流電流検出ステップ、ＳＴ１１はＳＴ１０にて検出した直流電流情報および後述するＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８よりの電圧ベクトル情報によりキャリア後半における相電流を演算して求める相電流演算処理ステップ、ＳＴ４はＳＴ３およびＳＴ１１にて求められた２相分の相電流より３相分の電流を演算して求める３相電流演算ステップである。
【００５２】
ＳＴ５は電圧指令値演算処理ステップ、ＳＴ６は出力電圧ベクトル演算処理ステップ、ＳＴ７はＰＷＭタイマ値演算処理ステップ、ＳＴ８はＰＷＭ発生処理ステップ、ＳＴ９はキャリアの半周期が終了したかどうかを判断するキャリア半周期判断ステップである。
【００５３】
まず、電流検出手段７により検出された電流値をＡ／Ｄ変換手段（図示せず）によりデジタル値に変換した直後、キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１により、キャリア周期の前半か後半かを判断する。キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１の結果が前半であった場合、キャリア前半処理における直流電流検出処理ステップＳＴ２においてＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ１を検出する。
【００５４】
相電流演算ステップＳＴ３では、ＳＴ２で得られた直流電流値Ｉｄｃ１により得ることのできる相電流をＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８において出力済の電圧ベクトルＶａ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのどれかに相当）に基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと相電流の関係より、電圧ベクトルがＶａ時の検出可能な相電流情報より所定の１相の電流を求める。ここで、図８はインバータ出力ベクトルと得られる相電流の関係を表した図であり、インバータの出力する電圧ベクトルがＶａ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのどれか１つ）のときの検出した直流電流Ｉｄｃから得ることのできる電流情報がどの相のものに相当するかを知ることができる。
【００５５】
また、キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１の結果が後半であった場合、キャリア後半処理における直流電流検出処理ステップＳＴ１０においてＡ／Ｄ変換手段によりディジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ２を検出する。
【００５６】
そして、相電流演算ステップＳＴ１１では、ＳＴ１０で得られた直流電流値Ｉｄｃ２により得ることのできる相電流をＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８において出力済の電圧ベクトルＶｂ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのＶａとは異なるどれか１つに相当）に基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと相電流の関係より、電圧ベクトルがＶｂ時の検出可能な相電流情報より所定の１相の電流を求める。そして、ＳＴ３およびＳＴ１１で得られた２相分の電流を用いて、ＳＴ４にて直流ブラシレスモータ６の３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算により求める。
【００５７】
電圧指令値演算処理ステップＳＴ５では、求められた直流ブラシレスモータ６の３相分電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗより、ＤＣブラシレスモータ駆動のための出力電圧指令値Ｖｕ＊、 Ｖｖ＊、 Ｖｗ＊を演算により求める。出力電圧ベクトル演算処理ステップＳＴ６では、ＳＴ５で求められた出力電圧指令値Ｖｕ＊、 Ｖｖ＊、 Ｖｗ＊より出力電圧ベクトルＶｘ＊を演算により求める。タイマ値演算ステップＳＴ７では、ＳＴ６で求められた出力電圧ベクトルＶｘ＊より各相の上側スイッチング素子のオン時間タイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを演算により求める。ＰＷＭ発生手段ＳＴ８では、三角波変調比較用基準信号とＳＴ７で求められた各相のオン時間タイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗとを比較し、各スイッチング素子３ａ〜３ｆのオン・オフ制御のためのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮをもとめる。
【００５８】
ここで、各相オン時間タイマ値演算処理ステップＳＴ７では、図９に示すように出力電圧指令より求められたＶｘ＊を図３に示すＶ０〜Ｖ７ベクトルのうちＶｘ＊に近い２つのベクトルＶａ、ＶｂおよびゼロベクトルＶ０、Ｖ７に分解する。図９はインバータの出力電圧ベクトルを説明するための図である。この出力電圧ベクトルの関係は図１６に示した従来のインバータのタイミングチャートと同等である。図１７のように、分割された各出力ベクトルＶ０、Ｖａ（図中ではＶ４）、Ｖｂ（図中ではＶ６）、Ｖ７は三角波変調基準信号の谷あるいは山の部分を中心にしてキャリアの前半部と後半部に分割される。
【００５９】
しかしながら、従来のように電流検出タイミングの前後ともゼロベクトルであれば、検出できる電流がゼロとなり、相電流を得ることができない。したがって、本発明では、ゼロベクトルの発生タイミングをずらして、ゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）でないベクトル（Ｖ１〜Ｖ６）のときに電流を検出するようにしている。そのためには、キャリア後半の後半部に発生するゼロベクトルＶ０をキャリア前半の前半部に発生するＶ０に加えてキャリア前半の前半部にＶ０をまとめて発生させ、キャリア前半の後半部に発生するゼロベクトルＶ７をキャリア後半の前半部にまとめて発生させるようにタイマ値を変更して、ゼロベクトルの発生タイミングをずらしている。
【００６０】
ここで、ゼロベクトルをずらすためのタイマ値の変更について図２および図１７を用いて説明する。たとえば、図１７において、キャリア後半の後半部に発生するゼロベクトルＶ０をキャリア前半の前半部にずらすためには、上側スイッチング素子３ａのＯＦＦタイミングと下側スイッチング素子３ｄのＯＮタイミングをＴｖ０２時間だけ遅らせれば良く、そのためには図２に示したようにタイマ設定値Ｔｕをキャリア後半のみＴｖ０２時間だけ大きくし、キャリア前半のみＴｖ０２時間だけ小さくすれば良い。すなわち、従来はキャリアの前後半でタイマ設定値は同じであるが、本発明ではタイマ設定値をキャリアの前半と後半で異なるように設定している。
【００６１】
同様に、タイマ設定値Ｔｖ、Ｔｗもキャリアの前半と後半でタイマ設定値をキャリア後半のみＴｖ０２時間だけ大きくし、キャリア前半のみＴｖ０２時間だけ小さくするようにして、キャリアの前半と後半で設定値が異なるように設定すれば良い。そうすることによって、図２に示すようにゼロベクトルＶ０、Ｖ７の発生タイミングがＴ０ｖ２時間だけ遅れ、結果的にキャリア前半の前半部にＶ０は発生し、キャリア後半の前半部にＶ７が発生するようになるので、電流を検出した直後にゼロベクトルを発生させるようにすることが可能となり、１キャリア周期中にゼロベクトルでない２つの電流情報を得ることができる。ここで、電流検出手段により１キャリア周期中に検出する瞬時電流は別に２つでなくとも良く、２つ（２回）以上であれば良く、２つの瞬時電流のみしか必要でない場合はその中から選別して使用すれば良い。
【００６２】
以上より、1つの電流検出手段で、1キャリア周期中に直流ブラシレスモータに流入する相瞬時電流を少なくとも２回（２つ）検出することによって、構造が簡単でしかも検出装置の数を減らすことができるため信頼性の高いインバータ装置が得られる。さらに、２つの相瞬時電流のうちゼロベクトルでない異なる２つの相瞬時電流を検出し、２相分の相瞬時電流を演算し、その２相分の瞬時電流より演算（２相の瞬時電流の和の符号を反転させる）することにより、２相以外の他相の瞬時電流を求めることが可能となる。したがって、1つの電流検出手段による簡単構成で３相分の瞬時電流を求めることができるので、構成が簡単で電流検出手段を２つ以上備えたインバータ装置と同等以上の信頼性を有する低コストなインバータ装置が得られる。
【００６３】
実施の形態２．
図１０は実施の形態２におけるインバータ制御手段における制御ブロック図を示す。図において、２０は検出した瞬時電流情報をＵ−Ｖ−Ｗの３相交流座標系から、ｄ−ｑ軸の２相回転直行座標系に変換する３相-２相座標変換手段、２１は２相瞬時電流から２相電圧指令値を演算する電圧指令演算手段、２２は２相電圧指令値を２相座標系から３相座標系に変換する２相−３相座標変換手段、９は図１で説明したのと同様に電圧指令をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号発生手段である。
【００６４】
図１０に示す制御ブロックの動作を以下に説明する。図1における電流検出手段７により、図２に示したタイミングで検出された２つの瞬時電流値Ｉｄｃ１およびＩｄｃ２と、この２つの瞬時電流値を検出したときの電気角の位相θ１およびθ２とを用いて、３相-２相座標変換手段２０にて直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流情報をＵ−Ｖ−Ｗの３相座標系から、ｄ−ｑ軸の２相回転直行座標系の電流値ＩｄおよびＩｑに変換する。
【００６５】
そして、ｄ−ｑ軸２相座標系に変換された瞬時電流値ＩｄおよびＩｑを用いて、電圧指令演算手段２１により、直流ブラシレスモータ６を駆動するためにインバータ主回路５が出力する電圧指令値Ｖｄ＊およびＶｑ＊を演算により求める。そして電圧指令値Ｖｄ＊およびＶｑ＊は２相−３相座標変換手段２２により、ｄ−ｑ軸２相座標系からＵ−Ｖ−Ｗの３相座標系の相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換される。相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊はＰＷＭ発生手段９によりスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ制御信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに変換される。
【００６６】
ここで、実施の形態２におけるおけるインバータ制御手段の制御の流れについて、図１１に示すフローチャートを用いて説明する。図１１は本発明のインバータの制御の流れを表すフローチャート図である。
【００６７】
図において、ＳＴ２１はキャリアの前後半を判断するキャリア前後半判断処理ステップ、ＳＴ２２はキャリア前半処理における直流電流検出・電気角位相検出および出力電圧ベクトル検出処理ステップ、ＳＴ２３はキャリア前半処理における相電流変換処理ステップである。ＳＴ２５はキャリアの後半処理における、直流電流検出処理・電気角位相検出処理および出力電圧ベクトル検出処理ステップ、ＳＴ２６はキャリア後半処理における相電流変換処理ステップ、ＳＴ２４は３相座標系からｄ−ｑ軸２相座標系へ変換するｄ−ｑ座標変換処理ステップである。
【００６８】
ＳＴ３１はｄ−ｑ座標変換処理ステップＳＴ２４により求められたｄ−ｑ軸の電流値Ｉｄ、Ｉｑにより電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算により求める電圧指令値演算処理ステップ、ＳＴ３２はｄ−ｑ軸２相座標系の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊から３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する逆ｄ−ｑ軸変換処理ステップ、ＳＴ３３は３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊より出力電圧ベクトルＶｘ＊を演算により求める出力電圧ベクトル演算処理ステップ、ＳＴ３４はタイマ値演算処理ステップ、ＳＴ３５はＰＷＭ発生ステップである。
【００６９】
まず、電流検出手段７により検出された電流値をＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換した直後、キャリア前後半判断処理ステップＳＴ２１により、キャリア周期の前半か後半かを判断する。キャリア前後半判断処理ステップＳＴ２１の結果が前半であった場合、直流電流検出処理・電気角位相検出処理および出力電圧ベクトル検出処理ステップＳＴ２２においてＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ１と、電流検出時の電気角位相θ1と、電流をＡ／Ｄ変換した際に出力されていた出力電圧ベクトルＶａ（Ｖ１〜Ｖ６のうちの１つ）を保持する。相電流変換手段ステップＳＴ２３では、ＳＴ２２で得られた直流電流値Ｉｄｃ１および出力電圧ベクトルＶａに基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと直流電流の関係より、出力電圧ベクトルがＶａ時の検出可能な相電流情報より所定の1相の電流Ｉｘ１を求める。
【００７０】
キャリア前後半判断処理ステップＳＴ２１の結果が後半であった場合、直流電流検出処理・電気角位相検出処理および出力電圧ベクトル検出処理ステップＳＴ２５においてＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ２と、電流検出時の電気角位相θ２と、電流をＡ／Ｄ変換した際に出力されていた出力電圧ベクトルＶｂ（Ｖ１〜Ｖ６のうちのＶａで保持されたものを除く１つ）を保持する。相電流変換ステップＳＴ２６では、ＳＴ２５で得られた直流電流値Ｉｄｃ２および出力電圧ベクトルＶｂに基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと直流電流の関係より、出力電圧ベクトルがＶｂ時の検出可能な相電流情報より所定の1相の電流Ｉｘ２を求める。
【００７１】
そして、ｄ−ｑ座標変換処理ステップＳＴ２４では、ＳＴ２３とＳＴ２６により得られた２相相当の電流値Ｉｘ１、Ｉｘ２と電流検出時の電気角位相θ1、θ2を用いて、直流ブラシレスモータ６の相電流値を３相Ｕ−Ｖ−Ｗ座標系からｄ−ｑ軸で示される２相回転直行座標系に変換して、ｄ−ｑ座標系での電流値Ｉｄ、 Ｉｑを演算により求める。
【００７２】
次に電圧指令値演算処理ステップＳＴ３１ではｄ−ｑ座標系の電流値Ｉｄ、 Ｉｑより直流ブラシレスモータ６を駆動するためのｄ−ｑ座標系の電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を演算により求める。そして逆ｄ−ｑ変換処理ステップＳＴ３２で、ｄ−ｑ座標系の電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を３相座標系に変換し３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、 Ｖｖ＊、 Ｖｗ＊を演算により求める。
【００７３】
ここで、逆ｄ−ｑ座標変換処理ステップＳＴ３２では、電圧指令値の出力が、実際の出力電圧に反映されるまでの時間を考慮し、図１２に示すようにフィードフォワード出力とし、実際に出力電圧に反映される位相θ３を用いて２相―３相座標変換を行う。図８はインバータ制御ブロックにおける座標変換用電気角位相θとキャリアとの関係を示すタイミングチャート図である。図において、横軸は電流検出時と出力時の電気角のタイミングを、縦軸は基準信号の大きさを表している。
【００７４】
三角波変調用基準信号の谷部で１相分の電流を検出（そのときの電気角がθ１）し、また、三角波変調用基準信号の山部で１相分の電流を検出（そのときの電気角がθ２）したとすると、電圧指令値が実際の出力電圧に反映されるまでには演算時間などが必要であり、これらの時間を考慮して出力電圧に反映可能な電気角（θ３）を決定している。
【００７５】
出力電圧ベクトル演算処理ステップＳＴ３３は、ＳＴ３２で得られた電圧指令値Ｖｕ＊、 Ｖｖ＊、 Ｖｗ＊より出力電圧ベクトルＶｘ＊を演算により求める。タイマ値演算処理ステップＳＴ３４では、ＳＴ３３で得られた出力電圧ベクトルＶｘ＊より各相の上側スイッチング素子のオン時間タイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを演算により求める。ＰＷＭ発生ステップＳＴ３５では、三角波変調比較用基準信号と各相オン時間タイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗとを比較し、各スイッチング素子３ａ〜３ｆのオン・オフ制御のためのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮをもとめる。
【００７６】
ここで、タイマ値演算処理ステップＳＴ３４では、図９に示すように出力電圧指令より求められたＶｘ＊を図３に示したベクトルのうちＶｘ＊に近い２ベクトルＶａ（Ｖ１〜Ｖ６のうちの１つ）、Ｖｂ（Ｖ１〜Ｖ６のうちのＶａを除く１つ）およびゼロベクトルＶ０、Ｖ７に分解する。この関係は図１７に示した従来のインバータのタイミングチャートと同等である。図１７のように、分割された各出力ベクトルＶ０、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ７は三角波変調基準信号の谷あるいは山の部分を中心にキャリアの前半部と後半部に分割される。
【００７７】
このとき、キャリアの後半の後半部に発生するゼロベクトルＶ０をキャリア前半の前半部に発生するＶ０に加えて発生させ、さらに、キャリア前半の後半部に発生するゼロベクトルＶ７をキャリア後半の前半部に発生させるようにすることで、ゼロベクトルの発生タイミングをずらし電流検出タイミングの前後がゼロベクトルとなってゼロ電流を検出しないで１キャリア周期中に２つ相電流を検出することが可能となる。
【００７８】
ここで、相電流情報をもとに位置センサレスで電圧指令値を求める電圧指令値演算ステップＳＴ３１で用いられる演算手段の一実施例を図１３に示す。図１３は位置センサレス１８０度通電（正弦波通電）方式の電圧指令値演算ステップにおける構成の一例を表すブロック図である。図において、２０は３相−２相座標変換手段、２１は電圧指令値演算手段、２２はｄ−ｑ座標系から３相座標系に変換する２相−３相座標変換手段、５０は速度指令値ｆ＊と推定速度ｆとを比較し速度誤差ｆｅｒｒを求める速度比較手段、５１は速度比較手段５０で求められた誤差ｆｅｒｒを用いてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算により求め直流ブラシレスモータの速度制御を行う速度制御手段である。
【００７９】
５２はｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑとを比較しその誤差Ｉｑｅｒｒを求めるｑ軸電流比較手段、５３はｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流を比較しその誤差Ｉｄｅｒｒを求めるｄ軸電流比較手段、５４はｄ軸電流誤差Ｉｄｅｒｒおよびｑ軸電流誤差Ｉｑｅｒｒよりｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を演算により求め電流制御を行う電流制御手段、５５は３相−２相座標変換手段２０により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、 Ｉｑより直流ブラシレスモータ６の固定子１６の磁極位置θおよび回転速度ｆを推定する速度・位置推定手段である。
【００８０】
以上のように構成されたインバータの制御動作を図１３を用いて以下に説明する。まず、３相−２相座標変換手段２０によりｄ−ｑ座標系の電流Ｉｄ、Ｉｑを求める。速度・位置推定手段５５では、ｄ−ｑ軸電流値Ｉｄ、Ｉｑより直流ブラシレスモータ６の固定子１６の磁極位置θおよび回転速度ｆを演算により推測する。
【００８１】
速度比較手段５０では、速度・位置推測手段５５より求められた回転子１６の回転速度ｆと予め外部より与えられている（インバータ装置を搭載する装置の制御装置などからあらかじめ与えられる）回転速度指令値ｆ＊とを比較し、その誤差ｆｅｒｒを求める。速度制御手段５１では速度誤差ｆｅｒｒから比例積分制御によりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。ｑ軸電流比較手段５２ではｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとを比較しその誤差Ｉｑｅｒｒを求める。ｄ軸電流比較手段５３ではｄ軸電流Ｉｄと予め外部より与えられている（インバータ装置を搭載する装置の制御装置などからあらかじめ与えられる）ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とを比較しその誤差Ｉｄｅｒｒを求める。
【００８２】
電流制御手段５４はＩｄｅｒｒ及びＩｑｅｒｒからそれぞれ比例積分制御によりｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を求める。そして２相−３相座標変換手段２２では、ｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊をもとに３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算により求める。
【００８３】
ここで３相−２相座標変換手段２０では前述したように変換時に用いる電気角θとしてはθ１およびθ２を用いる。同様に、２相−３相座標変換手段２２では前述したように変換時に用いる電気角θとしてはθ３を用いるようにしている。
【００８４】
本発明による電流検出手段では、２つの瞬時電流を検出するタイミングが異なるため、３相−２相座標変換手段２０において、２つの瞬時電流Ｉｄｃ１およびＩｄｃ２を検出した電気角位相θ１およびθ２を使用し、座標変換を行う。また、２相−３相座標変換手段２２に用いる電気角位相θ３は、図１２に示すように、電圧指令値演算手段２１により求められた電圧指令が実際のインバータ主回路５の出力に反映されるまでの電気角位相を考慮した位相としている。このように、実際に反映可能な電気位相角で反映されるので、２つの瞬時電流検出時間の差および演算時間などの時間遅れによる直流ブラシレスモータの駆動へ与える悪影響を極力抑えることが可能となる。
【００８５】
本発明によるインバータでは、従来方式のインバータでは電流検出手段を２つ以上必要としていたものを直流電流部分に1つ設ければ良い構成としている。したがって、起動時は、直流ブラシレスモータ６の固定子巻き線に流入する電流が小さくなるため、電流検出手段７により検出される直流電流も小さい値となる。このため、電流の検出誤差が大きくなり、適正な制御が行われず、直流ブラシレスモータ６を適正に駆動することが困難となる場合がでてくる。
【００８６】
このような場合には、起動時電流検出手段７により検出される直流電流値を用いずに、オープンループにて直流ブラシレスモータを起動するようにする。起動後直流ブラシレスモータが所定の動作条件になった後に直流電流値をフィードバックすることで、起動時でも適正な制御が可能となる。
【００８７】
また、ＰＷＭ信号の状態として１キャリア周期に生じるゼロベクトルＶ０、Ｖ７以外の２つのベクトルＶａ、Ｖｂのうちどちらか一つのベクトルの発生時間が極端に短くなってしまうか、あるいはほとんど発生しない場合が起こることがある。このような状況では、発生時間の短いベクトル時に検出される電流値は、出力ベクトルが変化した際の過渡的な電流値を検出することとなり、この情報からは正確な相電流を求めることが困難となる。この不正確な検出結果は制御に対して外乱となり、直流ブラシレスモータの駆動に悪影響を与えることとなる。
【００８８】
したがって、本実施の形態では、発生時間の短いベクトル時に電流を検出した場合で、その電流値と前回の検出値との差が所定の値より大きい場合は、過渡的な電流値として取り扱い前回の検出値を用いるようにすることで適正な制御を行うことが可能となる。また、検出された電流値から求められる相電流値にフィルタを用いて、直流電流の検出誤差による外乱を除去するようにすればさらに有効となる。特に、直流電流から求められた相電流をｄ−ｑ軸座標系に変換して用いる場合、３相座標系での基本波交流分はｄ−ｑ軸座標系では直流として扱うことが可能となるため、よりフィルタを用いることが容易となる。
【００８９】
実施の形態３．
図１４に実施の形態３におけるインバータの構成図を示す。図１４において、図１と同等部分は同一の符号を付して説明を省略する。実施の形態１および実施の形態２では直流ブラシレスモータ６に適用した場合について説明したが、本実施の形態では誘導電動機に適用した場合について説明する。図１４において、５６は誘導電動機であり、誘導電動機５６を駆動するインバータの構成は、図１で説明した直流ブラシレスモータ６を駆動するインバータの構成と同等であり、直流ブラシレスモータ６の代わりに誘導電動機５６を駆動するようにしたものである。この場合の制御の流れは、実施の形態２で説明した図１１のフローチャートと同等であり、図１１と同一の部分の説明は省略する。
【００９０】
本実施の形態においては、図１１における電圧指令値演算処理ステップＳＴ３１の内容が異なる。誘導電動機５６の速度センサレス制御を行う場合の電圧指令演算処理ステップＳＴ３１の構成例を図１５に示す。図１５は本実施の形態３の１例を示す電圧指令値演算手段の構成を表す図である。
【００９１】
図１５において、２０は３相−２相座標変換手段、２１は電圧指令値演算手段、２２はｄ−ｑ座標系から３相座標系に変換する２相−３相座標変換手段、５７は推定回転速度ωｒと予め外部より与えられている（インバータ装置を搭載する装置の制御装置などからあらかじめ与えられる）回転速度指令値ωｒ＊とを比較し回転速度誤差ωｒｅｒｒを求める回転速度比較手段、５１は回転速度比較手段５７で求められた回転速度指令値ωｒ＊と推定回転速度ωrとの誤差ωｒｅｒｒを用いてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算により求め直流ブラシレスモータの速度制御を行う回転速度制御手段、５２はｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑとを比較しその誤差Ｉｑｅｒｒを求めるｑ軸電流比較手段である。
【００９２】
５３はｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流を比較しその誤差Ｉｄｅｒｒを求めるｄ軸電流比較手段、５４はｄ軸電流誤差およびｑ軸電流誤差よりｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を演算により求め電流制御を行う電流制御手段、５８はｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ及びｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊より誘導電動機５６の回転速度ωｒとすべり速度ωｓを推定する速度推定手段、５９は回転速度ωｒとすべり速度ωｓを加え電気角速度を求める加算器、６０は電気角速度を時間積分して電気角位相を得る積分器である。
【００９３】
以上のように構成された場合の動作を図１５にて説明する。まず、電気角位相θを用いて３相−２相座標変換手段２０によりｄ−ｑ座標系の電流Ｉｄ、Ｉｑを求める。速度推定手段５８にでは、ｄ−ｑ軸電流値Ｉｄ、Ｉｑおよびｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊より誘導電動機５６の回転速度ωｒとすべり速度ωｓを推定する。
【００９４】
速度比較手段５７では、速度推測手段５８より求められた回転速度ωｒと回転速度指令値ωｒ＊とを比較し、その誤差ωｒｅｒｒを求める。速度制御手段５１では速度誤差ωｒｅｒｒから比例積分制御によりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。ｑ軸電流比較手段５２ではｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとを比較しその誤差Ｉｑｅｒｒを求める。ｄ軸電流比較手段５３ではｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとを比較しその誤差Ｉｄｅｒｒを求める。
【００９５】
電流制御手段５４はＩｄｅｒｒ及びＩｑｅｒｒからそれぞれ比例積分制御によりｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を求める。加算器５９では回転速度ωｒとすべり速度ωｓを加えて１次電気角速度を求める。積分器６０では１次電気角速度を積分し電気角位相θを求める。２相−３相座標変換手段２２では、θを用いてｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算により求める。
【００９６】
誘導電動機を駆動するインバータにおいて、トルク制御を行う場合あるいは速度センサを用いて速度制御を行う場合あるいはセンサレスにて速度制御を行う場合は誘導電動機に流入する相電流を検出する必要があるため、従来は図１６に示すように直流ブラシレスモータ駆動用インバータのように相電流検出のための電流検出手段が２つ（７ａ、７ｂ）必要となっていた。しかし、本発明によるインバータを用いれば、直流電源１とインバータ２との間に電流検出手段７を1つ用いれば良く構造が簡単のため信頼性が高く低コストのインバータが得られる。
【００９７】
以上のように本発明では、モータの種類として直流ブラシレスモータあるいは誘導電動機について説明したが、モータに流入する相瞬時電流を検出して、その検出値をもとにモータに印加する電圧指令値を求めることで制御されるモータ（例えばスイッチドリラクタンスモータなど）であれば、本発明のインバータを適用することが可能となり、高信頼性でありながら低コスト化が図れる。
【００９８】
また、本実施の形態１〜３で説明したモータを使用した製品を本発明のインバータ装置で制御するようにすれば、インバータ装置自体の電流検出手段が１つで済むため安価でかつ小形にできるので、製品自体が小型・軽量化できる。また、設置場所を選ばない設置自由度の高い製品および圧縮機駆動装置を得ることができる。さらに、電流検出手段が１つで良くなるので、小形で部品の故障に対する信頼性の高い製品や圧縮機駆動装置を得ることができる。また、冷蔵庫や空気調和装置などの圧縮機やファンなどモータを有する冷凍・空調装置に搭載すれば、小形で設置場所を選ばない信頼性の高い製品が得られる。
【００９９】
【発明の効果】
以上のように、本発明のインバータ装置は、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ主回路と、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、直流電源とインバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、瞬時電流検出後に電圧ゼロベクトルを発生させるか、または瞬時電流検出前に電圧ゼロベクトルを発生させるようにして、瞬時電流検出時には電圧ゼロベクトルが発生しないようにしたので、一つの電流検出手段で、１キャリア周期に少なくとも２つの瞬時電流情報を検出することができ、構造が簡単で信頼性の高いインバータ装置が得られる。また、一つの電流検出手段で、電圧ゼロベクトル以外の２つの瞬時電流情報を検出できる。
【０１００】
本発明のインバータ装置は、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、前記直流電源に接続されたインバータ主回路と、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、直流電源とインバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、電圧ゼロベクトルを発生させるタイミングの所定時間前に瞬時電流を検出するようにしたので、一つの電流検出手段で、電圧ゼロベクトル以外の２つの瞬時電流情報を検出できるため、電流検出手段を２つ以上備えたインバータ装置と同等の信頼性を有し、簡単な構造でしかも低コストなインバータ装置が得られる。
【０１０１】
本発明のインバータ装置は、瞬時電流のサンプリング間隔をキャリアの半周期と同じ時間間隔に設定したので、２つの相瞬時電流のうちゼロベクトルでない異なる２つの相瞬時電流を検出し、２相分の相瞬時電流を演算し、その２相分の瞬時電流より演算（２相の瞬時電流の和の符号を反転させる）することにより、２相以外の他相の瞬時電流を求めることが可能となる。したがって、 1 つの電流検出手段による簡単構成で３相分の瞬時電流を求めることができるので、構成が簡単で電流検出手段を２つ以上備えたインバータ装置と同等以上の信頼性を有する低コストなインバータ装置が得られる。
【０１０２】
本発明のインバータ装置は、インバータ主回路の出力側に同期電動機あるいは誘導電動機を接続して駆動するようにしたので、モータ選定の自由度の高い低コストで信頼性の高いインバータ装置が得られる。
【０１０３】
本発明の圧縮機駆動装置は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載するようにしたので、小型で搭載場所の自由度の高い圧縮機駆動装置が得られる。
【０１０４】
本発明の冷凍・空調装置は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載するようにしたので、小型で設置場所の自由度の高い冷凍・空調装置が得られる。
【０１０５】
本発明のインバータ装置の制御方法は、複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ装置において、１つの電流検出手段により１キャリア周期中に２つの瞬時電流を検出する瞬時電流検出ステップと、瞬時電流検出ステップにより検出された１キャリア周期中の２つの瞬時電流の大きさおよび位相の情報をもとに回転直交座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流を演算により求めるｄ−ｑ軸電流演算ステップと、ｄ−ｑ軸電流演算ステップにより求められたｄ軸電流およびｑ軸電流をもとに交流座標系の電圧値を演算により求める交流電圧演算ステップと、を備え、交流電圧演算ステップにより求められた電圧値をもとに複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するようにしたので、一つの電流検出手段で1キャリア周期中に異なるタイミングで検出される２つの瞬時電流の位相差情報より、ｄ−ｑ軸２相座標系の瞬時電流を求めることができ、２つの瞬時電流の検出タイミングが異なることによるモータ駆動への悪影響を抑えることができるインバータ装置の制御方法が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態1を表すインバータの構成図である。
【図２】本発明の実施の形態1によるＰＷＭ信号と電流検出タイミングを表す図である。
【図３】本発明の実施の形態1によるインバータの出力するベクトルパターンを示す説明図である。
【図４】本発明の実施の形態1におけるベクトルパターンＶ４時のインバータのスイッチング素子の状態と電流経路を示す説明図である。
【図５】本発明の実施の形態1におけるベクトルパターンＶ６時のインバータのスイッチング素子の状態と電流経路を示す説明図である。
【図６】本発明の実施の形態１における相電流と直流電流の関係を示した概念図である。
【図７】本発明の実施の形態1におけるインバータ制御の流れを示すフローチャートである。
【図８】本発明の実施の形態1におけるインバータの出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に対応する各スイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦの状態と検出される相電流の関係を表した図である。
【図９】本発明の実施の形態1における出力ベクトルを説明するためのベクトル図である。
【図１０】本発明の実施の形態２におけるインバータ制御手段による制御ブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態２におけるインバータの制御の流れを表すフローチャート図である。
【図１２】本発明の実施の形態２における座標変換用電気角位相θとキャリアとの関係を示すタイミングチャート図である。
【図１３】本発明の実施の形態２における直流ブラシレスモータ駆動インバータにおける電圧指令値演算手段の構成の１例を表すブロック図である。
【図１４】本発明の実施の形態３におけるインバータの構成図である。
【図１５】本発明の実施の形態３における誘導電動機駆動インバータにおける電圧指令値演算手段の構成を表すブロック図である。
【図１６】従来の一般的なインバータの構成を表す図である。
【図１７】図１６に示す従来の一般的なインバータのＰＷＭ信号および電流検出タイミングを表すタイミング図である。
【図１８】図１６に示す従来の一般的なインバータのｄ−ｑ軸変換によるインバータ制御ブロックの一例を表す図である。
【図１９】従来の一般的な直流ブラシレスモータ駆動用インバータを表す構成図である。
【符号の説明】
１ 直流電源部、２ インバータ、３ａ Ｕ相上側スイッチング素子、３ｂ Ｖ相上側スイッチング素子、３ｃ Ｗ相上側スイッチング素子、３ｄ Ｕ相下側スイッチング素子、３ｅ Ｖ相下側スイッチング素子、３ｆ Ｗ相下側スイッチング素子、４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ 還流ダイオード、５ インバータ主回路、６ 直流ブラシレスモータ、７電流検出手段、８ インバータ制御手段、９ ＰＷＭ発生手段、１０Ａ 相瞬時電流演算手段、１０Ｂ ３相電流演算手段、１１ 電圧指令値演算手段、１２ 出力電圧ベクトル演算手段、１２Ａ タイマ値演算手段、１３ Ｕ相固定子巻き線、１４ Ｖ相固定子巻き線、１５ Ｗ相固定子巻き線、１６ 回転子、２０ ３相-２相座標変換手段、２１ 電圧指令値演算手段、２２ ２相−３相座標変換手段、５０ 速度比較手段、５１ 速度制御手段、５２ ｑ軸電流比較手段、５３ ｄ軸電流比較手段、５４ 電流制御手段、５５ 速度・位置推定手段、５６ 誘導電動機、５７ 速度比較手段、５８ 速度推定手段、５９ 加算器、６０ 積分器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、瞬時電流制御を行うことにより、モータを駆動するインバータ装置および制御方法、このインバータ装置により駆動される圧縮機駆動装置およびこのインバータ装置を搭載した冷凍・空調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は一般的な従来のインバータの構成を表す図である。図において、１は直流電源部、２はインバータ、３ａはインバータ２内に構成されるＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子、４はスイッチング素子３と並列に接続された還流ダイオード、５は複数のスイッチング素子３および複数の還流ダイオード４ａ〜４ｆからなるインバータ主回路、６は直流ブラシレスモータ、７ａは直流ブラシレスモータに流入する電流のうちの一相の電流を検出する電流検出手段Ａ、７ｂは電流検出手段７ａと異なる相の電流を検出する電流検出手段Ｂ、８はインバータ主回路５内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するインバータ制御手段、９はインバータ制御手段８内に備えられ、スイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段である。
【０００３】
上記のように構成されたインバータおよび直流ブラシレスモータにおける動作について図１６を用いて説明する。図において、インバータ２は直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流のうち２相分の瞬時電流を電流検出手段７ａおよび電流検出手段７ｂより検出し、検出した２相分の瞬時電流、例えばＵ相瞬時電流ＩｕおよびＶ相瞬時電流Ｉｖをもとに、インバータ制御手段８内の相電流演算手段１０により３相分の電流値を演算により求める。そして電圧指令値演算手段１１により、直流ブラシレスモータ６を駆動するためにインバータ主回路５が出力する電圧値および電圧位相等の出力電圧指令を演算により求める。
【０００４】
その後、出力電圧ベクトル演算手段１２は、求められた出力電圧指令をもとに、電圧ベクトルを演算により求める。この電圧ベクトルをもとにインバータ制御手段８内のＰＷＭ発生手段９により各相のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを発生させ、このＰＷＭ信号をもとにスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ動作させる。スイッチング素子のオン・オフ動作により、インバータ主回路５より直流ブラシレスモータ６に電力が供給され、直流ブラシレスモータが駆動される。
【０００５】
また、図１７は、一般的な従来のインバータの制御手段におけるＰＷＭ信号と電流検出のタイミングを表す図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸はキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の大きさ、各スイッチング素子の制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態およびＵ相電流の大きさを表す。
【０００６】
Ｔｍａｘはキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の最大値でＰＷＭ信号のタイマの設定できる最大値、Ｔ０はキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の最小値でＰＷＭ信号のタイマの設定できる最小値である。また、ＵＰはＵ相上側スイッチング素子３ａの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＶＰはＶ相上側スイッチング素子３ｂの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＷＰはＷ相上側スイッチング素子３ｃの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＵＮはＵ相下側スイッチング素子３ｄの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＶＮはＶ相下側スイッチング素子３ｅの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＷＮはＷ相下側スイッチング素子３ｆの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態を表している。
【０００７】
ここで、ＴｕはＵ相ＰＷＭタイマ値、ＴｖはＶ相ＰＷＭタイマ値、ＴｗはＷ相ＰＷＭタイマ値であり、三角波変調用基準信号を基準にしてタイマ値が三角波変調用基準信号より大きい場合は、上側スイッチング素子３ａ〜３ｃの制御用ＰＷＭ信号はＯＮ状態になり、下側スイッチング素子３ｄ〜３ｆの制御用ＰＷＭ信号はＯＦＦ状態になる。逆にタイマ値が三角波変調用基準信号より小さい場合は、上側スイッチング素子３ａ〜３ｃの制御用ＰＷＭ信号はＯＦＦ状態になり、下側スイッチング素子３ｄ〜３ｆの制御用ＰＷＭ信号はＯＮ状態になる。Ｉｕは上記スイッチング素子３ａから３ｆのスイッチング動作により電流検出手段７ａから検出される直流ブラシレスモータ６に流入するＵ相電流を示している。
【０００８】
従来は、図１６のように、各相に電圧を発生するために求められた電圧指令値より得られる各相のＰＷＭタイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを三角波比較変調用基準信号とを比較してＵ、Ｖ、Ｗ各相に接続されたスイッチング素子群３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得ている。
【０００９】
このとき電流検出を行うタイミングは図１６に示すように、三角波変調用基準信号の山あるいは谷のタイミングである。すなわち、三角波変調用基準信号が最大値および最小値の時である。このタイミングで、電流検出手段７ａおよび７ｂにより直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流の２相分を検出する。その後、得られた２相分の相瞬時電流情報をもとに、相電流演算手段１０により相電流が演算され、直流ブラシレスモータ６を駆動するための電圧指令が電圧指令知演算手段１１により演算され求められる。そして、ベクトル演算手段１２により出力電圧のベクトル演算が行われ、ＰＷＭ発生手段９によりＰＷＭ信号が生成され、スイッチング素子群３ａ〜３ｆをＯＮ・ＯＦＦ制御する。
【００１０】
また、従来は、検出された２相分の瞬時電流を回転直行座標系であるｄ−ｑ軸の２相座標系に変換して、インバータの制御を行っている場合も少なくない。この場合の制御ブロック図の一例を図１８に示す。図１８はｄ−ｑ軸変換によるインバータ制御ブロックの一例を表す図である。図において、２０は瞬時電流情報を３相交流座標系から、ｄ−ｑ軸２相回転直行座標系に変換する３相―２相座標変換手段、２１は２相瞬時電流から２相電圧指令値を演算する電圧指令演算手段、２３は２相電圧指令を２相回転座標系から３相交流座標系に変換する２相−３相座標変換手段、９は３相電圧指令値をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号発生手段である。
【００１１】
図１８における制御ブロックの動作を以下に説明する。２つの電流検出手段７ａおよび７ｂにより２相分の瞬時電流情報Ｉｕ、Ｉｖを同時に検出し、２相分の瞬時電流情報Ｉｕ、Ｉｖと２相分の瞬時電流を取得したときの電気角位相θを用いて、３相−２相座標変換手段２０によりｄ−ｑ軸２相座標系の電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換される。
【００１２】
電圧指令演算手段２１では、ｄ−ｑ軸２相座標系の電流値Ｉｄ、Ｉｑを用いてインバータ主回路５が直流ブラシレスモータ６を駆動するために必要な電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算により求める。電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は２相−３相座標変換手段２２によりｄ−ｑ軸２相座標系からＵ−Ｖ−Ｗ軸３相座標系に変換され電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が求められる。電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊はＰＷＭ発生手段９によりスイッチング素子群３をオン・オフ制御するためのＰＷＭ制御信号ＵＰ、ＶＰ、 ＷＰ、 ＵＮ、ＶＮ、 ＷＮに変換される。
【００１３】
図１９は、特開平８−１２６３７９号公報に示された従来の一般的な直流ブラシレスモータ駆動用のインバータを表す構成図である。図において、１は直流電源、３ａはＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子、４ａ〜４ｆはスイッチング素子３ａ〜３ｆと並列に接続された還流ダイオード、６は直流ブラシレスモータ、１３は直流ブラシレスモータ６のＵ相固定子巻き線、１４は直流ブラシレスモータ６のＶ相固定子巻き線、１５は直流ブラシレスモータ６のＷ相固定子巻き線、１６は直流ブラシレスモータ６の回転子である。
【００１４】
７０は直流電源１と各スイッチング素子３ａ〜３ｆとの間に設けられた電流検出手段であり、オペアンプ７１、負帰還抵抗７２、電流検出抵抗７３より構成される。７４はマイクロコンピュータ、７５はマイクロコンピュータ７４内に設けられたＡ／Ｄ変換器、７６はマイクロコンピュータ７４内に設けられた演算手段、７７はスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するドライブ回路である。
【００１５】
次に、図１９に示す特開平８−１２６３７９号公報に示された従来の一般的な直流ブラシレスモータ駆動用のインバータの動作について以下に説明する。電流検出手段７０により検出された電流をＡ／Ｄ変換器７５によりデジタル信号に変換する。演算機７６はＡ／Ｄ変換器７５によりデジタル化した電流値をもとにしてモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータのスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのスイッチング信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを出力する。ドライブ回路７７は演算機７６から出力されるスイッチング信号に基づいてスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆをそれぞれ１２０度毎に通電ＯＮ／ＯＦＦして駆動する。
【００１６】
上記従来のインバータは、直流電源１より出力される電流を電流検出手段７０により検出し、その電流の時間に対する変化率の極性を検出し、検出信号に基づいて極性の反転時刻を計測し、時刻を直流ブラシレスモータ６の回転子１６の磁極位置推定情報として得て、その情報をもとに直流ブラシレスモータの電流の相転流のタイミングを得ている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来技術では、直流ブラシレスモータに流入する相瞬時電流を検出するための電流検出手段、例えば直流電流トランスおよび電流検出回路などが最低２相分必要となるため、電流検出手段が複雑で大きくかつ高コストとなる。一般に、家庭用電化製品などに搭載されるインバータは小型化、低コスト化が望まれており、可能な限り簡単な構成にすることが望ましい。
【００１８】
また、電流検出を簡素化するために電流検出手段を一つとした場合には、電流情報が１つしか得られないので、直流ブラシレスモータを駆動するための電圧指令を求めるための必要な瞬時電流情報が得られず、直流ブラシレスモータを駆動することができない。
【００１９】
また、図１９に示す特開平８−１２６３７９号公報に示された従来の一般的な直流ブラシレスモータ駆動用のインバータでは、インバータの非通電区間に生じる誘起電圧より直流ブラシレスモータの回転子の磁極位置を推定する矩形波通電方式で制御している。このインバータでは直流電流情報により直流ブラシレスモータの電流の転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号を得るものである。したがって、この方式では、矩形波通電しか対応できず、効率および騒音の面で矩形波通電よりも有効な１８０度通電（正弦波通電）を行うことはできない。
【００２０】
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、電流検出手段を簡単な構成で信頼性の高いインバータ装置を得るものである。また、小型のインバータ装置を得るものである。また、高効率のインバータ装置を得るものである。また、低騒音のインバータ装置を得るものである。また、１つの電流検出手段によってモータを１８０度通電で制御することができるインバータやインバータ制御方法を提供するものである。また、小型で信頼性の高い圧縮機駆動装置や冷凍空調装置を得るものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明のインバータ装置は、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ主回路と、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、直流電源とインバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半 に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、瞬時電流検出後に電圧ゼロベクトルを発生させるか、または瞬時電流検出前に電圧ゼロベクトルを発生させるようにして、瞬時電流検出時には電圧ゼロベクトルが発生しないようにしたものである。
【００２２】
また、本発明のインバータ装置は、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、前記直流電源に接続されたインバータ主回路と、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、直流電源とインバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、電圧ゼロベクトルを発生させるタイミングの所定時間前に瞬時電流を検出するようにしたものである。
【００２３】
また、本発明のインバータ装置は、瞬時電流のサンプリング間隔をキャリアの半周期と同じ時間間隔に設定したものである。
【００２４】
また、本発明のインバータ装置は、インバータ主回路の出力側に同期電動機あるいは誘導電動機を接続して駆動するようにしたものである。
【００２５】
また、本発明の圧縮機駆動装置は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載するようにしたものである。
【００２６】
また、本発明の冷凍・空調装置は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載するようにしたものである。
【００２７】
また、本発明のインバータ装置の制御方法は、複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ装置において、１つの電流検出手段により１キャリア周期中に２つの瞬時電流を検出する瞬時電流検出ステップと、瞬時電流検出ステップにより検出された１キャリア周期中の２つの瞬時電流の大きさおよび位相の情報をもとに回転直交座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流を演算により求めるｄ−ｑ軸電流演算ステップと、ｄ−ｑ軸電流演算ステップにより求められたｄ軸電流およびｑ軸電流をもとに交流座標系の電圧値を演算により求める交流電圧演算ステップと、を備え、交流電圧演算ステップにより求められた電圧値をもとに複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するようにしたものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を表すインバータの構成図である。図において、１は直流電源部、２はインバータ、３ａはインバータ２内に構成されるＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子、４ａ〜４ｆはスイッチング素子３ａ〜３ｆとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード、５は複数のスイッチング素子３ａ〜３ｆおよび複数の還流ダイオード４ａ〜４ｆにより構成されるインバータ主回路、６は直流ブラシレスモータ、７はインバータの直流部を流れる電流を検出する電流検出手段である。
【００２９】
８はインバータ主回路５内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するインバータ制御手段、９はインバータ制御手段８内に設けられ、スイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段、１０Ａはインバータ制御手段８内に設けられ、電流検出手段７により検出された瞬時電流情報をもとに、直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流を演算により求める相瞬時電流演算手段である。
【００３０】
１０Ｂは相電流演算手段により演算された２相の電流をもとに３相分の電流を演算により求める３相電流演算手段、１１は３相電流演算手段よりの３相分の電流をもとにモータを駆動するための出力電圧指令値を演算により求める電圧指令値演算手段、１２は電圧指令値演算手段１１により求められた電圧指令値をもとに出力電圧ベクトルを演算する出力電圧ベクトル演算手段、１２Ａは出力電圧ベクトル演算手段により求められた出力電圧ベクトルよりスイッチング素子のＯＮ時間タイマ値を演算により求めるタイマ値演算手段である。３０はＰＷＭ信号のキャリアを発生させるキャリア生成手段、３１はキャリア生成手段３０より発生したキャリアの情報をもとに現在１キャリア周期のうちの前半なのか、あるいは後半なのかを判断するキャリア前・後半判断手段である。
【００３１】
図２は本発明のインバータの制御手段におけるＰＷＭ信号と電流検出のタイミングを表す図であり、１キャリア周期内に２相分の瞬時電流情報を検出する検出方法及び検出タイミングを示したものである。図において、横軸は時間を表し、縦軸はキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の大きさ、各スイッチング素子の制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態および検出される電流の大きさを表す。
【００３２】
Ｔｍａｘはキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の最大値でＰＷＭ信号のタイマの設定できる最大値、Ｔ０はキャリア周期を表す三角波変調用基準信号の最小値でＰＷＭ信号のタイマの設定できる最小値である。また、ＵＰはＵ相上側スイッチング素子３ａの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＶＰはＶ相上側スイッチング素子３ｂの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＷＰはＷ相上側スイッチング素子３ｃの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＵＮはＵ相下側スイッチング素子３ｄの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＶＮはＶ相下側スイッチング素子３ｅの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態、ＷＮはＷ相下側スイッチング素子３ｆの制御用ＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ状態を表している。
【００３３】
ここで、ＴｕはＵ相ＰＷＭタイマ値、ＴｖはＶ相ＰＷＭタイマ値、ＴｗはＷ相ＰＷＭタイマ値であり、三角波変調用基準信号を基準にしてタイマ値が三角波変調用基準信号より大きい場合は、上側スイッチング素子３ａ〜３ｃの制御用ＰＷＭ信号はＯＮ状態になり、下側スイッチング素子３ｄ〜３ｆの制御用ＰＷＭ信号はＯＦＦ状態になる。逆にこのタイマ値が三角波変調用基準信号より小さい場合は、上側スイッチング素子３ａ〜３ｃの制御用ＰＷＭ信号はＯＦＦ状態になり、下側スイッチング素子３ｄ〜３ｆの制御用ＰＷＭ信号はＯＮ状態になる。Ｉｄｃは上記スイッチング素子３ａから３ｆのスイッチング動作により電流検出手段７から検出される直流ブラシレスモータ６に流入する電流を示している。
【００３４】
また、Ｖ０〜Ｖ７は出力電圧ベクトル演算手段１２により出力される電圧ベクトルであり、図３、図４を用いて説明する。図３はインバータの出力するベクトルパターンを示す説明図である。図において、Ｖ４はＵ相に電圧を印加する状態、Ｖ３はＷ相とＶ相に電圧を印加する状態、Ｖ２はＶ相へ電圧を印加する状態、Ｖ５はＵ相とＷ相に電圧を印加する状態、Ｖ１はＷ相に電圧を印加する状態、Ｖ６はＵ相とＶ相に電圧を印加する状態を表す。また、Ｖ０、Ｖ７はゼロベクトルであり、Ｖ０はどの相にも電圧を印加しない状態で、Ｖ７はＵ相、Ｖ相、Ｗ相に電圧を印加する状態であり、Ｖ０、Ｖ７とも相関に電圧は発生しない。
【００３５】
ここで、Ｖ４およびＶ６の状態のときの各スイッチング素子３ａ殻ｆのＯＮ／ＯＦＦ状態と電流の流れる方向について図４、図５にて説明する。図４はベクトルパターンがＶ４の時のインバータ２内のスイッチング素子３ａ〜３ｆの状態と電流の流れる経路を示す説明図である。また、図５はベクトルパターンがＶ６の時のインバータ２内のスイッチング素子３ａ〜３ｆの状態と電流の流れる経路を示す説明図である。
【００３６】
図４および図５において、図１と同一または相当部分は同一の番号を付して説明は省略する。６は直流ブラシレスモータ、１３は直流ブラシレスモータ６のＵ相固定子巻き線、１４は直流ブラシレスモータ６のＶ相固定子巻き線、１５は直流ブラシレスモータ６のＷ相固定子巻き線、１６は直流ブラシレスモータ６の回転子を示す。
【００３７】
図４はベクトルパターンがＶ４のときであり、Ｕ相の上側スイッチング素子３ａとＶ相およびＷ相の下側スイッチング素子３ｅ、３ｆがＯＮとなる状態である。このときインバータ２を流れる電流は、直流電源１の正側からＵ相上側スイッチング素子３ａを介して直流ブラシレスモータ６のＵ相巻き線１３に至る。そしてＶ相巻き線１４およびＷ相巻き線１５を通過しＶ相およびＷ相下側スイッチング素子３ｅ、３ｆを介して直流電源の負側に流れる。したがって、電流検出手段７において検出される電流は、Ｕ相巻き線１３より流入してＶ相巻き線１４とＷ相巻き線１５に分かれて流出するため、Ｕ相に流入する電流、すなわち＋Ｉｕが検出されることになる。ここで、モータ６に流入する場合を正（＋）、モータ６より流出する場合を負（−）とする。この＋Ｉｕの電流状態をベクトルＶ４として表す。
【００３８】
同様に、図５はベクトルパターンＶ６の場合を表しており、Ｕ相およびＶ相の上側スイッチング素子３ａ、３ｂとＷ相の下側スイッチング素子３ｆがＯＮとなる状態である。このときインバータ２に流れる電流は、直流電源１の正側からＵ相およびＶ相上側スイッチング素子３ａ、３ｂを介して、Ｕ相巻き線１３およびＶ相巻き線１４に至る。そしてＷ相巻き線１５を通りＷ相下側スイッチング素子３ｆを介して直流電源の負側に至る。このとき、電流検出手段７において検出される電流は、Ｕ相巻き線１３およびＶ相巻き線１４より流入してＷ相巻き線１５より流出するため、Ｗ相より流出する電流、すなわち−Ｉｗが検出されることになり、この状態をベクトルＶ６で表すようにしている。
【００３９】
これらの関係を図８に示した。図８はインバータの出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に対応する各スイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦの状態と検出される相電流を表した図である。すなわち、上述したベクトルパターンＶ４、Ｖ６以外の他のベクトルパターンにおいてもＶ４、Ｖ６と同様であり、各ベクトルパターン時のスイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦの状態は図８のとおりであり、ベクトルパターンＶ１の時に検出される電流はＷ相に流入する電流＋Ｉｗであり、ベクトルパターンＶ２の時に検出される電流はＶ相に流入する電流＋Ｉｖであり、ベクトルパターンＶ３の時に検出される電流はＵ相より流出する電流−Ｉｕであり、ベクトルパターンＶ５の時に検出される電流はＶ相より流出する電流−Ｉｖとなる。
【００４０】
図２に示すように、１キャリア周期内に発生するＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮのゼロベクトルＶ０、Ｖ７、つまり、ＵＰ、ＶＰ、ＷＰが同時にＯＮまたはＵＰ、ＶＰ、ＷＰが同時にＯＦＦとなる区間が１キャリア周期内に２回発生する。本実施の形態では、この２つのゼロベクトルＶ０、Ｖ７のうちどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、他方を後半に発生させるようにしている。図では、Ｖ０を前半に、Ｖ７を後半に発生させた場合を示してある。
【００４１】
図１６に示したように従来は、電流検出を行うことのできるタイミングである三角波変調用基準信号の最大値および最小値のポイントの前後が無通電区間すなわちゼロベクトルになっており、電流を検出することができない。そこで、本実施の形態では、ゼロベクトルの発生タイミングをずらして、電流検出を行うことのできるタイミングである三角波変調用基準信号の最大値および最小値のポイントの前後のうちのどちらかがゼロベクトルでないようにして、ゼロ電流を検出せずゼロベクトル以外のベクトルでの電流検出ができるようにしている。すなわち、電流検出後にゼロベクトルを発生させるか、または電流検出前にゼロベクトルを発生させるようにして、電流検出時はゼロベクトルでないようにしている。
【００４２】
ここでゼロベクトルの発生タイミングをずらす手段の１例について説明する。図１６に示すように従来の一般的なインバータにおけるＰＷＭ信号と電流検出のタイミングにおいて、たとえば、キャリアの後半に発生するゼロベクトルＶ０の発生するタイミングをＴｖ０２時間だけ遅らせて電流検出タイミングである三角波変調用基準信号が最大値となるタイミングよりゼロベクトルＶ０が発生するように場合について説明する。
【００４３】
この場合、Ｔｖ０２時間分をキャリア前半では各相のタイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから減じ、キャリア後半ではタイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに加える。これにより、キャリア前半の各相スイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦタイミングがＴｖ０２時間分だけ遅くなり、また、キャリア後半の各相スイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦタイミングがＴｖ０２分遅くなる。したがって、ゼロベクトルの発生タイミングをＴｖ０２時間分だけずらすことが可能となる。このようにすれば、ゼロベクトルＶ０とＶ７をそれぞれキャリア１周期の前半と後半に振り分けることが可能となる。このゼロベクトルの発生タイミングをＴｖ０２時間だけ遅らせた（ずらした）状態のタイミングチャートが図２である。
【００４４】
次に、２つのゼロベクトル発生タイミングの所定時間前に電流検出手段７の電流サンプリング時刻を同期させることで、1キャリア周期内に発生するゼロベクトルＶ０、Ｖ７以外のベクトルの時に発生する２つの直流瞬時電流Ｉｄｃを検出することが可能となる。図２ではキャリア周期の前半ではインバータの出力するベクトルパターンがびＶ６のときに、また、キャリア周期の後半ではインバータの出力するベクトルパターンがびＶ４のときにそれぞれ直流瞬時電流情報を検出することができる。
【００４５】
ここで、所定時間とは、ゼロベクトルが発生する前に発生する電圧ベクトルのうちの発生時間の短い方の電圧ベクトルが発生する発生時間よりも短い時間を表している。この所定時間は、図２においてはキャリア前半のゼロベクトルＶ０の発生前の電圧ベクトルＶ４およびキャリア後半のゼロベクトルＶ７の発生前の電圧ベクトルＶ６のうちの発生時間の短い方の電圧ベクトルであるＶ４の発生している時間よりも短い時間を表す。ここで、所定時間をＶ４の発生している時間よりも短い時間に設定したのは、所定時間がＶ４の発生している時間よりも長ければ、たとえば図２の場合には１キャリア周期の前半と後半で同一の電圧ベクトル（Ｖ６）のときあるいはゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）のときに瞬時電流を検出することになり、ゼロベクトルでない異なる電圧ベクトルのときの瞬時電流を検出できなくなり、３相分の電流を推定できなくなるためである。また、瞬時電流サンプリング間隔はキャリアの半周期と同じ時間間隔に設定されている。
【００４６】
ここで、得られた２つの直流瞬時電流と、直流瞬時電流をサンプリングしたタイミングにインバータが出力していたベクトルパターンとから、直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流がどの相のものかを図８より求めることができる。
【００４７】
また、モータ６に流入する相電流と電流検出手段７で検出される直流電流との関係を図示すると図６のようになる。図６は相電流と直流電流の関係を示した概念図である。図において、横軸は時間を、縦軸は各相を流れる相電流波形および電流検出手段７により検出される直流電流波形を表している。直流電流波形は、相電流波形の負側（−側）の部分が反転した形で全ての相が＋側で連なった曲線として表される。
【００４８】
ベクトルパターンがＶ０、Ｖ７のゼロベクトル時は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上側スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃが全てオン、あるいはＵ、Ｖ、Ｗ相の下側スイッチング素子３ｄ、３ｅ、３ｆが全てオフとなるため直流電源部１に電流が流れない。したがって、電流検出手段７では相電流を検出できないため、ゼロベクトルＶ０、Ｖ７を発生する直前に同期させて直流瞬時電流のサンプリングを行うようにしている。ただし、電流サンプリングのタイミングが自由に設定でき、ゼロベクトルでないベクトル時にサンプリングすることが可能なマイコンなどの手段を使用すれば、ゼロベクトル発生直前にサンプリングを行う必要はなく、ゼロベクトルでない２つのベクトルのときであればサンプリングをいつ行っても良い。
【００４９】
通常は以上説明したように、図１における電流検出手段７で検出される電流は、直流電源１の＋側から−側に流れる方向を正として検出される。しかしながら、直流ブラシレスモータ６の回生動作時には、電流検出手段７で検出される電流は、上記とは反対方向、すなわち、直流電源１の−側から＋側に流れることとなるが、この回生動作時においても同様の相電流検出が可能なことは言うまでもない。
【００５０】
上記の本発明によるインバータの制御動作の流れを図７を用いて説明する。図７は本発明のインバータの制御の流れを表すフローチャート図である。図において、ＳＴ１はキャリアの前後半を判断するキャリア前後半判断処理ステップ、ＳＴ２はＳＴ１にてキャリア前半と判断した場合における直流電流検出ステップ、ＳＴ３はＳＴ２にて検出した直流電流情報および後述するＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８よりの電圧ベクトル情報によりキャリア前半における相電流を演算して求める相電流演算処理ステップである。
【００５１】
ＳＴ１０はＳＴ１にてキャリア後半と判断した場合における直流電流検出ステップ、ＳＴ１１はＳＴ１０にて検出した直流電流情報および後述するＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８よりの電圧ベクトル情報によりキャリア後半における相電流を演算して求める相電流演算処理ステップ、ＳＴ４はＳＴ３およびＳＴ１１にて求められた２相分の相電流より３相分の電流を演算して求める３相電流演算ステップである。
【００５２】
ＳＴ５は電圧指令値演算処理ステップ、ＳＴ６は出力電圧ベクトル演算処理ステップ、ＳＴ７はＰＷＭタイマ値演算処理ステップ、ＳＴ８はＰＷＭ発生処理ステップ、ＳＴ９はキャリアの半周期が終了したかどうかを判断するキャリア半周期判断ステップである。
【００５３】
まず、電流検出手段７により検出された電流値をＡ／Ｄ変換手段（図示せず）によりデジタル値に変換した直後、キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１により、キャリア周期の前半か後半かを判断する。キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１の結果が前半であった場合、キャリア前半処理における直流電流検出処理ステップＳＴ２においてＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ１を検出する。
【００５４】
相電流演算ステップＳＴ３では、ＳＴ２で得られた直流電流値Ｉｄｃ１により得ることのできる相電流をＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８において出力済の電圧ベクトルＶａ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのどれかに相当）に基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと相電流の関係より、電圧ベクトルがＶａ時の検出可能な相電流情報より所定の１相の電流を求める。ここで、図８はインバータ出力ベクトルと得られる相電流の関係を表した図であり、インバータの出力する電圧ベクトルがＶａ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのどれか１つ）のときの検出した直流電流Ｉｄｃから得ることのできる電流情報がどの相のものに相当するかを知ることができる。
【００５５】
また、キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１の結果が後半であった場合、キャリア後半処理における直流電流検出処理ステップＳＴ１０においてＡ／Ｄ変換手段によりディジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ２を検出する。
【００５６】
そして、相電流演算ステップＳＴ１１では、ＳＴ１０で得られた直流電流値Ｉｄｃ２により得ることのできる相電流をＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８において出力済の電圧ベクトルＶｂ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのＶａとは異なるどれか１つに相当）に基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと相電流の関係より、電圧ベクトルがＶｂ時の検出可能な相電流情報より所定の１相の電流を求める。そして、ＳＴ３およびＳＴ１１で得られた２相分の電流を用いて、ＳＴ４にて直流ブラシレスモータ６の３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算により求める。
【００５７】
電圧指令値演算処理ステップＳＴ５では、求められた直流ブラシレスモータ６の３相分電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗより、ＤＣブラシレスモータ駆動のための出力電圧指令値Ｖｕ＊、 Ｖｖ＊、 Ｖｗ＊を演算により求める。出力電圧ベクトル演算処理ステップＳＴ６では、ＳＴ５で求められた出力電圧指令値Ｖｕ＊、 Ｖｖ＊、 Ｖｗ＊より出力電圧ベクトルＶｘ＊を演算により求める。タイマ値演算ステップＳＴ７では、ＳＴ６で求められた出力電圧ベクトルＶｘ＊より各相の上側スイッチング素子のオン時間タイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを演算により求める。ＰＷＭ発生手段ＳＴ８では、三角波変調比較用基準信号とＳＴ７で求められた各相のオン時間タイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗとを比較し、各スイッチング素子３ａ〜３ｆのオン・オフ制御のためのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮをもとめる。
【００５８】
ここで、各相オン時間タイマ値演算処理ステップＳＴ７では、図９に示すように出力電圧指令より求められたＶｘ＊を図３に示すＶ０〜Ｖ７ベクトルのうちＶｘ＊に近い２つのベクトルＶａ、ＶｂおよびゼロベクトルＶ０、Ｖ７に分解する。図９はインバータの出力電圧ベクトルを説明するための図である。この出力電圧ベクトルの関係は図１６に示した従来のインバータのタイミングチャートと同等である。図１７のように、分割された各出力ベクトルＶ０、Ｖａ（図中ではＶ４）、Ｖｂ（図中ではＶ６）、Ｖ７は三角波変調基準信号の谷あるいは山の部分を中心にしてキャリアの前半部と後半部に分割される。
【００５９】
しかしながら、従来のように電流検出タイミングの前後ともゼロベクトルであれば、検出できる電流がゼロとなり、相電流を得ることができない。したがって、本発明では、ゼロベクトルの発生タイミングをずらして、ゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）でないベクトル（Ｖ１〜Ｖ６）のときに電流を検出するようにしている。そのためには、キャリア後半の後半部に発生するゼロベクトルＶ０をキャリア前半の前半部に発生するＶ０に加えてキャリア前半の前半部にＶ０をまとめて発生させ、キャリア前半の後半部に発生するゼロベクトルＶ７をキャリア後半の前半部にまとめて発生させるようにタイマ値を変更して、ゼロベクトルの発生タイミングをずらしている。
【００６０】
ここで、ゼロベクトルをずらすためのタイマ値の変更について図２および図１７を用いて説明する。たとえば、図１７において、キャリア後半の後半部に発生するゼロベクトルＶ０をキャリア前半の前半部にずらすためには、上側スイッチング素子３ａのＯＦＦタイミングと下側スイッチング素子３ｄのＯＮタイミングをＴｖ０２時間だけ遅らせれば良く、そのためには図２に示したようにタイマ設定値Ｔｕをキャリア後半のみＴｖ０２時間だけ大きくし、キャリア前半のみＴｖ０２時間だけ小さくすれば良い。すなわち、従来はキャリアの前後半でタイマ設定値は同じであるが、本発明ではタイマ設定値をキャリアの前半と後半で異なるように設定している。
【００６１】
同様に、タイマ設定値Ｔｖ、Ｔｗもキャリアの前半と後半でタイマ設定値をキャリア後半のみＴｖ０２時間だけ大きくし、キャリア前半のみＴｖ０２時間だけ小さくするようにして、キャリアの前半と後半で設定値が異なるように設定すれば良い。そうすることによって、図２に示すようにゼロベクトルＶ０、Ｖ７の発生タイミングがＴ０ｖ２時間だけ遅れ、結果的にキャリア前半の前半部にＶ０は発生し、キャリア後半の前半部にＶ７が発生するようになるので、電流を検出した直後にゼロベクトルを発生させるようにすることが可能となり、１キャリア周期中にゼロベクトルでない２つの電流情報を得ることができる。ここで、電流検出手段により１キャリア周期中に検出する瞬時電流は別に２つでなくとも良く、２つ（２回）以上であれば良く、２つの瞬時電流のみしか必要でない場合はその中から選別して使用すれば良い。
【００６２】
以上より、1つの電流検出手段で、1キャリア周期中に直流ブラシレスモータに流入する相瞬時電流を少なくとも２回（２つ）検出することによって、構造が簡単でしかも検出装置の数を減らすことができるため信頼性の高いインバータ装置が得られる。さらに、２つの相瞬時電流のうちゼロベクトルでない異なる２つの相瞬時電流を検出し、２相分の相瞬時電流を演算し、その２相分の瞬時電流より演算（２相の瞬時電流の和の符号を反転させる）することにより、２相以外の他相の瞬時電流を求めることが可能となる。したがって、1つの電流検出手段による簡単構成で３相分の瞬時電流を求めることができるので、構成が簡単で電流検出手段を２つ以上備えたインバータ装置と同等以上の信頼性を有する低コストなインバータ装置が得られる。
【００６３】
実施の形態２．
図１０は実施の形態２におけるインバータ制御手段における制御ブロック図を示す。図において、２０は検出した瞬時電流情報をＵ−Ｖ−Ｗの３相交流座標系から、ｄ−ｑ軸の２相回転直行座標系に変換する３相-２相座標変換手段、２１は２相瞬時電流から２相電圧指令値を演算する電圧指令演算手段、２２は２相電圧指令値を２相座標系から３相座標系に変換する２相−３相座標変換手段、９は図１で説明したのと同様に電圧指令をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号発生手段である。
【００６４】
図１０に示す制御ブロックの動作を以下に説明する。図1における電流検出手段７により、図２に示したタイミングで検出された２つの瞬時電流値Ｉｄｃ１およびＩｄｃ２と、この２つの瞬時電流値を検出したときの電気角の位相θ１およびθ２とを用いて、３相-２相座標変換手段２０にて直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流情報をＵ−Ｖ−Ｗの３相座標系から、ｄ−ｑ軸の２相回転直行座標系の電流値ＩｄおよびＩｑに変換する。
【００６５】
そして、ｄ−ｑ軸２相座標系に変換された瞬時電流値ＩｄおよびＩｑを用いて、電圧指令演算手段２１により、直流ブラシレスモータ６を駆動するためにインバータ主回路５が出力する電圧指令値Ｖｄ＊およびＶｑ＊を演算により求める。そして電圧指令値Ｖｄ＊およびＶｑ＊は２相−３相座標変換手段２２により、ｄ−ｑ軸２相座標系からＵ−Ｖ−Ｗの３相座標系の相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換される。相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊はＰＷＭ発生手段９によりスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ制御信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに変換される。
【００６６】
ここで、実施の形態２におけるおけるインバータ制御手段の制御の流れについて、図１１に示すフローチャートを用いて説明する。図１１は本発明のインバータの制御の流れを表すフローチャート図である。
【００６７】
図において、ＳＴ２１はキャリアの前後半を判断するキャリア前後半判断処理ステップ、ＳＴ２２はキャリア前半処理における直流電流検出・電気角位相検出および出力電圧ベクトル検出処理ステップ、ＳＴ２３はキャリア前半処理における相電流変換処理ステップである。ＳＴ２５はキャリアの後半処理における、直流電流検出処理・電気角位相検出処理および出力電圧ベクトル検出処理ステップ、ＳＴ２６はキャリア後半処理における相電流変換処理ステップ、ＳＴ２４は３相座標系からｄ−ｑ軸２相座標系へ変換するｄ−ｑ座標変換処理ステップである。
【００６８】
ＳＴ３１はｄ−ｑ座標変換処理ステップＳＴ２４により求められたｄ−ｑ軸の電流値Ｉｄ、Ｉｑにより電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算により求める電圧指令値演算処理ステップ、ＳＴ３２はｄ−ｑ軸２相座標系の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊から３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する逆ｄ−ｑ軸変換処理ステップ、ＳＴ３３は３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊より出力電圧ベクトルＶｘ＊を演算により求める出力電圧ベクトル演算処理ステップ、ＳＴ３４はタイマ値演算処理ステップ、ＳＴ３５はＰＷＭ発生ステップである。
【００６９】
まず、電流検出手段７により検出された電流値をＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換した直後、キャリア前後半判断処理ステップＳＴ２１により、キャリア周期の前半か後半かを判断する。キャリア前後半判断処理ステップＳＴ２１の結果が前半であった場合、直流電流検出処理・電気角位相検出処理および出力電圧ベクトル検出処理ステップＳＴ２２においてＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ１と、電流検出時の電気角位相θ1と、電流をＡ／Ｄ変換した際に出力されていた出力電圧ベクトルＶａ（Ｖ１〜Ｖ６のうちの１つ）を保持する。相電流変換手段ステップＳＴ２３では、ＳＴ２２で得られた直流電流値Ｉｄｃ１および出力電圧ベクトルＶａに基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと直流電流の関係より、出力電圧ベクトルがＶａ時の検出可能な相電流情報より所定の1相の電流Ｉｘ１を求める。
【００７０】
キャリア前後半判断処理ステップＳＴ２１の結果が後半であった場合、直流電流検出処理・電気角位相検出処理および出力電圧ベクトル検出処理ステップＳＴ２５においてＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ２と、電流検出時の電気角位相θ２と、電流をＡ／Ｄ変換した際に出力されていた出力電圧ベクトルＶｂ（Ｖ１〜Ｖ６のうちのＶａで保持されたものを除く１つ）を保持する。相電流変換ステップＳＴ２６では、ＳＴ２５で得られた直流電流値Ｉｄｃ２および出力電圧ベクトルＶｂに基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと直流電流の関係より、出力電圧ベクトルがＶｂ時の検出可能な相電流情報より所定の1相の電流Ｉｘ２を求める。
【００７１】
そして、ｄ−ｑ座標変換処理ステップＳＴ２４では、ＳＴ２３とＳＴ２６により得られた２相相当の電流値Ｉｘ１、Ｉｘ２と電流検出時の電気角位相θ1、θ2を用いて、直流ブラシレスモータ６の相電流値を３相Ｕ−Ｖ−Ｗ座標系からｄ−ｑ軸で示される２相回転直行座標系に変換して、ｄ−ｑ座標系での電流値Ｉｄ、 Ｉｑを演算により求める。
【００７２】
次に電圧指令値演算処理ステップＳＴ３１ではｄ−ｑ座標系の電流値Ｉｄ、 Ｉｑより直流ブラシレスモータ６を駆動するためのｄ−ｑ座標系の電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を演算により求める。そして逆ｄ−ｑ変換処理ステップＳＴ３２で、ｄ−ｑ座標系の電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を３相座標系に変換し３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、 Ｖｖ＊、 Ｖｗ＊を演算により求める。
【００７３】
ここで、逆ｄ−ｑ座標変換処理ステップＳＴ３２では、電圧指令値の出力が、実際の出力電圧に反映されるまでの時間を考慮し、図１２に示すようにフィードフォワード出力とし、実際に出力電圧に反映される位相θ３を用いて２相―３相座標変換を行う。図８はインバータ制御ブロックにおける座標変換用電気角位相θとキャリアとの関係を示すタイミングチャート図である。図において、横軸は電流検出時と出力時の電気角のタイミングを、縦軸は基準信号の大きさを表している。
【００７４】
三角波変調用基準信号の谷部で１相分の電流を検出（そのときの電気角がθ１）し、また、三角波変調用基準信号の山部で１相分の電流を検出（そのときの電気角がθ２）したとすると、電圧指令値が実際の出力電圧に反映されるまでには演算時間などが必要であり、これらの時間を考慮して出力電圧に反映可能な電気角（θ３）を決定している。
【００７５】
出力電圧ベクトル演算処理ステップＳＴ３３は、ＳＴ３２で得られた電圧指令値Ｖｕ＊、 Ｖｖ＊、 Ｖｗ＊より出力電圧ベクトルＶｘ＊を演算により求める。タイマ値演算処理ステップＳＴ３４では、ＳＴ３３で得られた出力電圧ベクトルＶｘ＊より各相の上側スイッチング素子のオン時間タイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを演算により求める。ＰＷＭ発生ステップＳＴ３５では、三角波変調比較用基準信号と各相オン時間タイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗとを比較し、各スイッチング素子３ａ〜３ｆのオン・オフ制御のためのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮをもとめる。
【００７６】
ここで、タイマ値演算処理ステップＳＴ３４では、図９に示すように出力電圧指令より求められたＶｘ＊を図３に示したベクトルのうちＶｘ＊に近い２ベクトルＶａ（Ｖ１〜Ｖ６のうちの１つ）、Ｖｂ（Ｖ１〜Ｖ６のうちのＶａを除く１つ）およびゼロベクトルＶ０、Ｖ７に分解する。この関係は図１７に示した従来のインバータのタイミングチャートと同等である。図１７のように、分割された各出力ベクトルＶ０、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ７は三角波変調基準信号の谷あるいは山の部分を中心にキャリアの前半部と後半部に分割される。
【００７７】
このとき、キャリアの後半の後半部に発生するゼロベクトルＶ０をキャリア前半の前半部に発生するＶ０に加えて発生させ、さらに、キャリア前半の後半部に発生するゼロベクトルＶ７をキャリア後半の前半部に発生させるようにすることで、ゼロベクトルの発生タイミングをずらし電流検出タイミングの前後がゼロベクトルとなってゼロ電流を検出しないで１キャリア周期中に２つ相電流を検出することが可能となる。
【００７８】
ここで、相電流情報をもとに位置センサレスで電圧指令値を求める電圧指令値演算ステップＳＴ３１で用いられる演算手段の一実施例を図１３に示す。図１３は位置センサレス１８０度通電（正弦波通電）方式の電圧指令値演算ステップにおける構成の一例を表すブロック図である。図において、２０は３相−２相座標変換手段、２１は電圧指令値演算手段、２２はｄ−ｑ座標系から３相座標系に変換する２相−３相座標変換手段、５０は速度指令値ｆ＊と推定速度ｆとを比較し速度誤差ｆｅｒｒを求める速度比較手段、５１は速度比較手段５０で求められた誤差ｆｅｒｒを用いてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算により求め直流ブラシレスモータの速度制御を行う速度制御手段である。
【００７９】
５２はｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑとを比較しその誤差Ｉｑｅｒｒを求めるｑ軸電流比較手段、５３はｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流を比較しその誤差Ｉｄｅｒｒを求めるｄ軸電流比較手段、５４はｄ軸電流誤差Ｉｄｅｒｒおよびｑ軸電流誤差Ｉｑｅｒｒよりｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を演算により求め電流制御を行う電流制御手段、５５は３相−２相座標変換手段２０により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、 Ｉｑより直流ブラシレスモータ６の固定子１６の磁極位置θおよび回転速度ｆを推定する速度・位置推定手段である。
【００８０】
以上のように構成されたインバータの制御動作を図１３を用いて以下に説明する。まず、３相−２相座標変換手段２０によりｄ−ｑ座標系の電流Ｉｄ、Ｉｑを求める。速度・位置推定手段５５では、ｄ−ｑ軸電流値Ｉｄ、Ｉｑより直流ブラシレスモータ６の固定子１６の磁極位置θおよび回転速度ｆを演算により推測する。
【００８１】
速度比較手段５０では、速度・位置推測手段５５より求められた回転子１６の回転速度ｆと予め外部より与えられている（インバータ装置を搭載する装置の制御装置などからあらかじめ与えられる）回転速度指令値ｆ＊とを比較し、その誤差ｆｅｒｒを求める。速度制御手段５１では速度誤差ｆｅｒｒから比例積分制御によりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。ｑ軸電流比較手段５２ではｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとを比較しその誤差Ｉｑｅｒｒを求める。ｄ軸電流比較手段５３ではｄ軸電流Ｉｄと予め外部より与えられている（インバータ装置を搭載する装置の制御装置などからあらかじめ与えられる）ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とを比較しその誤差Ｉｄｅｒｒを求める。
【００８２】
電流制御手段５４はＩｄｅｒｒ及びＩｑｅｒｒからそれぞれ比例積分制御によりｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を求める。そして２相−３相座標変換手段２２では、ｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊をもとに３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算により求める。
【００８３】
ここで３相−２相座標変換手段２０では前述したように変換時に用いる電気角θとしてはθ１およびθ２を用いる。同様に、２相−３相座標変換手段２２では前述したように変換時に用いる電気角θとしてはθ３を用いるようにしている。
【００８４】
本発明による電流検出手段では、２つの瞬時電流を検出するタイミングが異なるため、３相−２相座標変換手段２０において、２つの瞬時電流Ｉｄｃ１およびＩｄｃ２を検出した電気角位相θ１およびθ２を使用し、座標変換を行う。また、２相−３相座標変換手段２２に用いる電気角位相θ３は、図１２に示すように、電圧指令値演算手段２１により求められた電圧指令が実際のインバータ主回路５の出力に反映されるまでの電気角位相を考慮した位相としている。このように、実際に反映可能な電気位相角で反映されるので、２つの瞬時電流検出時間の差および演算時間などの時間遅れによる直流ブラシレスモータの駆動へ与える悪影響を極力抑えることが可能となる。
【００８５】
本発明によるインバータでは、従来方式のインバータでは電流検出手段を２つ以上必要としていたものを直流電流部分に1つ設ければ良い構成としている。したがって、起動時は、直流ブラシレスモータ６の固定子巻き線に流入する電流が小さくなるため、電流検出手段７により検出される直流電流も小さい値となる。このため、電流の検出誤差が大きくなり、適正な制御が行われず、直流ブラシレスモータ６を適正に駆動することが困難となる場合がでてくる。
【００８６】
このような場合には、起動時電流検出手段７により検出される直流電流値を用いずに、オープンループにて直流ブラシレスモータを起動するようにする。起動後直流ブラシレスモータが所定の動作条件になった後に直流電流値をフィードバックすることで、起動時でも適正な制御が可能となる。
【００８７】
また、ＰＷＭ信号の状態として１キャリア周期に生じるゼロベクトルＶ０、Ｖ７以外の２つのベクトルＶａ、Ｖｂのうちどちらか一つのベクトルの発生時間が極端に短くなってしまうか、あるいはほとんど発生しない場合が起こることがある。このような状況では、発生時間の短いベクトル時に検出される電流値は、出力ベクトルが変化した際の過渡的な電流値を検出することとなり、この情報からは正確な相電流を求めることが困難となる。この不正確な検出結果は制御に対して外乱となり、直流ブラシレスモータの駆動に悪影響を与えることとなる。
【００８８】
したがって、本実施の形態では、発生時間の短いベクトル時に電流を検出した場合で、その電流値と前回の検出値との差が所定の値より大きい場合は、過渡的な電流値として取り扱い前回の検出値を用いるようにすることで適正な制御を行うことが可能となる。また、検出された電流値から求められる相電流値にフィルタを用いて、直流電流の検出誤差による外乱を除去するようにすればさらに有効となる。特に、直流電流から求められた相電流をｄ−ｑ軸座標系に変換して用いる場合、３相座標系での基本波交流分はｄ−ｑ軸座標系では直流として扱うことが可能となるため、よりフィルタを用いることが容易となる。
【００８９】
実施の形態３．
図１４に実施の形態３におけるインバータの構成図を示す。図１４において、図１と同等部分は同一の符号を付して説明を省略する。実施の形態１および実施の形態２では直流ブラシレスモータ６に適用した場合について説明したが、本実施の形態では誘導電動機に適用した場合について説明する。図１４において、５６は誘導電動機であり、誘導電動機５６を駆動するインバータの構成は、図１で説明した直流ブラシレスモータ６を駆動するインバータの構成と同等であり、直流ブラシレスモータ６の代わりに誘導電動機５６を駆動するようにしたものである。この場合の制御の流れは、実施の形態２で説明した図１１のフローチャートと同等であり、図１１と同一の部分の説明は省略する。
【００９０】
本実施の形態においては、図１１における電圧指令値演算処理ステップＳＴ３１の内容が異なる。誘導電動機５６の速度センサレス制御を行う場合の電圧指令演算処理ステップＳＴ３１の構成例を図１５に示す。図１５は本実施の形態３の１例を示す電圧指令値演算手段の構成を表す図である。
【００９１】
図１５において、２０は３相−２相座標変換手段、２１は電圧指令値演算手段、２２はｄ−ｑ座標系から３相座標系に変換する２相−３相座標変換手段、５７は推定回転速度ωｒと予め外部より与えられている（インバータ装置を搭載する装置の制御装置などからあらかじめ与えられる）回転速度指令値ωｒ＊とを比較し回転速度誤差ωｒｅｒｒを求める回転速度比較手段、５１は回転速度比較手段５７で求められた回転速度指令値ωｒ＊と推定回転速度ωrとの誤差ωｒｅｒｒを用いてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算により求め直流ブラシレスモータの速度制御を行う回転速度制御手段、５２はｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑとを比較しその誤差Ｉｑｅｒｒを求めるｑ軸電流比較手段である。
【００９２】
５３はｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流を比較しその誤差Ｉｄｅｒｒを求めるｄ軸電流比較手段、５４はｄ軸電流誤差およびｑ軸電流誤差よりｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を演算により求め電流制御を行う電流制御手段、５８はｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ及びｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊より誘導電動機５６の回転速度ωｒとすべり速度ωｓを推定する速度推定手段、５９は回転速度ωｒとすべり速度ωｓを加え電気角速度を求める加算器、６０は電気角速度を時間積分して電気角位相を得る積分器である。
【００９３】
以上のように構成された場合の動作を図１５にて説明する。まず、電気角位相θを用いて３相−２相座標変換手段２０によりｄ−ｑ座標系の電流Ｉｄ、Ｉｑを求める。速度推定手段５８にでは、ｄ−ｑ軸電流値Ｉｄ、Ｉｑおよびｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊より誘導電動機５６の回転速度ωｒとすべり速度ωｓを推定する。
【００９４】
速度比較手段５７では、速度推測手段５８より求められた回転速度ωｒと回転速度指令値ωｒ＊とを比較し、その誤差ωｒｅｒｒを求める。速度制御手段５１では速度誤差ωｒｅｒｒから比例積分制御によりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。ｑ軸電流比較手段５２ではｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとを比較しその誤差Ｉｑｅｒｒを求める。ｄ軸電流比較手段５３ではｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとを比較しその誤差Ｉｄｅｒｒを求める。
【００９５】
電流制御手段５４はＩｄｅｒｒ及びＩｑｅｒｒからそれぞれ比例積分制御によりｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を求める。加算器５９では回転速度ωｒとすべり速度ωｓを加えて１次電気角速度を求める。積分器６０では１次電気角速度を積分し電気角位相θを求める。２相−３相座標変換手段２２では、θを用いてｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、 Ｖｑ＊を３相座標系の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算により求める。
【００９６】
誘導電動機を駆動するインバータにおいて、トルク制御を行う場合あるいは速度センサを用いて速度制御を行う場合あるいはセンサレスにて速度制御を行う場合は誘導電動機に流入する相電流を検出する必要があるため、従来は図１６に示すように直流ブラシレスモータ駆動用インバータのように相電流検出のための電流検出手段が２つ（７ａ、７ｂ）必要となっていた。しかし、本発明によるインバータを用いれば、直流電源１とインバータ２との間に電流検出手段７を1つ用いれば良く構造が簡単のため信頼性が高く低コストのインバータが得られる。
【００９７】
以上のように本発明では、モータの種類として直流ブラシレスモータあるいは誘導電動機について説明したが、モータに流入する相瞬時電流を検出して、その検出値をもとにモータに印加する電圧指令値を求めることで制御されるモータ（例えばスイッチドリラクタンスモータなど）であれば、本発明のインバータを適用することが可能となり、高信頼性でありながら低コスト化が図れる。
【００９８】
また、本実施の形態１〜３で説明したモータを使用した製品を本発明のインバータ装置で制御するようにすれば、インバータ装置自体の電流検出手段が１つで済むため安価でかつ小形にできるので、製品自体が小型・軽量化できる。また、設置場所を選ばない設置自由度の高い製品および圧縮機駆動装置を得ることができる。さらに、電流検出手段が１つで良くなるので、小形で部品の故障に対する信頼性の高い製品や圧縮機駆動装置を得ることができる。また、冷蔵庫や空気調和装置などの圧縮機やファンなどモータを有する冷凍・空調装置に搭載すれば、小形で設置場所を選ばない信頼性の高い製品が得られる。
【００９９】
【発明の効果】
以上のように、本発明のインバータ装置は、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ主回路と、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、直流電源とインバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、瞬時電流検出後に電圧ゼロベクトルを発生させるか、または瞬時電流検出前に電圧ゼロベクトルを発生させるようにして、瞬時電流検出時には電圧ゼロベクトルが発生しないようにしたので、一つの電流検出手段で、１キャリア周期に少なくとも２つの瞬時電流情報を検出することができ、構造が簡単で信頼性の高いインバータ装置が得られる。また、一つの電流検出手段で、電圧ゼロベクトル以外の２つの瞬時電流情報を検出できる。
【０１００】
本発明のインバータ装置は、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、前記直流電源に接続されたインバータ主回路と、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、直流電源とインバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報をＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、電圧ゼロベクトルを発生させるタイミングの所定時間前に瞬時電流を検出するようにしたので、一つの電流検出手段で、電圧ゼロベクトル以外の２つの瞬時電流情報を検出できるため、電流検出手段を２つ以上備えたインバータ装置と同等の信頼性を有し、簡単な構造でしかも低コストなインバータ装置が得られる。
【０１０１】
本発明のインバータ装置は、瞬時電流のサンプリング間隔をキャリアの半周期と同じ時間間隔に設定したので、２つの相瞬時電流のうちゼロベクトルでない異なる２つの相瞬時電流を検出し、２相分の相瞬時電流を演算し、その２相分の瞬時電流より演算（２相の瞬時電流の和の符号を反転させる）することにより、２相以外の他相の瞬時電流を求めることが可能となる。したがって、 1 つの電流検出手段による簡単構成で３相分の瞬時電流を求めることができるので、構成が簡単で電流検出手段を２つ以上備えたインバータ装置と同等以上の信頼性を有する低コストなインバータ装置が得られる。
【０１０２】
本発明のインバータ装置は、インバータ主回路の出力側に同期電動機あるいは誘導電動機を接続して駆動するようにしたので、モータ選定の自由度の高い低コストで信頼性の高いインバータ装置が得られる。
【０１０３】
本発明の圧縮機駆動装置は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載するようにしたので、小型で搭載場所の自由度の高い圧縮機駆動装置が得られる。
【０１０４】
本発明の冷凍・空調装置は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載するようにしたので、小型で設置場所の自由度の高い冷凍・空調装置が得られる。
【０１０５】
本発明のインバータ装置の制御方法は、複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ装置において、１つの電流検出手段により１キャリア周期中に２つの瞬時電流を検出する瞬時電流検出ステップと、瞬時電流検出ステップにより検出された１キャリア周期中の２つの瞬時電流の大きさおよび位相の情報をもとに回転直交座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流を演算により求めるｄ−ｑ軸電流演算ステップと、ｄ−ｑ軸電流演算ステップにより求められたｄ軸電流およびｑ軸電流をもとに交流座標系の電圧値を演算により求める交流電圧演算ステップと、を備え、交流電圧演算ステップにより求められた電圧値をもとに複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するようにしたので、一つの電流検出手段で1キャリア周期中に異なるタイミングで検出される２つの瞬時電流の位相差情報より、ｄ−ｑ軸２相座標系の瞬時電流を求めることができ、２つの瞬時電流の検出タイミングが異なることによるモータ駆動への悪影響を抑えることができるインバータ装置の制御方法が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態1を表すインバータの構成図である。
【図２】本発明の実施の形態1によるＰＷＭ信号と電流検出タイミングを表す図である。
【図３】本発明の実施の形態1によるインバータの出力するベクトルパターンを示す説明図である。
【図４】本発明の実施の形態1におけるベクトルパターンＶ４時のインバータのスイッチング素子の状態と電流経路を示す説明図である。
【図５】本発明の実施の形態1におけるベクトルパターンＶ６時のインバータのスイッチング素子の状態と電流経路を示す説明図である。
【図６】本発明の実施の形態１における相電流と直流電流の関係を示した概念図である。
【図７】本発明の実施の形態1におけるインバータ制御の流れを示すフローチャートである。
【図８】本発明の実施の形態1におけるインバータの出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に対応する各スイッチング素子３ａ〜３ｆのＯＮ／ＯＦＦの状態と検出される相電流の関係を表した図である。
【図９】本発明の実施の形態1における出力ベクトルを説明するためのベクトル図である。
【図１０】本発明の実施の形態２におけるインバータ制御手段による制御ブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態２におけるインバータの制御の流れを表すフローチャート図である。
【図１２】本発明の実施の形態２における座標変換用電気角位相θとキャリアとの関係を示すタイミングチャート図である。
【図１３】本発明の実施の形態２における直流ブラシレスモータ駆動インバータにおける電圧指令値演算手段の構成の１例を表すブロック図である。
【図１４】本発明の実施の形態３におけるインバータの構成図である。
【図１５】本発明の実施の形態３における誘導電動機駆動インバータにおける電圧指令値演算手段の構成を表すブロック図である。
【図１６】従来の一般的なインバータの構成を表す図である。
【図１７】図１６に示す従来の一般的なインバータのＰＷＭ信号および電流検出タイミングを表すタイミング図である。
【図１８】図１６に示す従来の一般的なインバータのｄ−ｑ軸変換によるインバータ制御ブロックの一例を表す図である。
【図１９】従来の一般的な直流ブラシレスモータ駆動用インバータを表す構成図である。
【符号の説明】
１ 直流電源部、２ インバータ、３ａ Ｕ相上側スイッチング素子、３ｂ Ｖ相上側スイッチング素子、３ｃ Ｗ相上側スイッチング素子、３ｄ Ｕ相下側スイッチング素子、３ｅ Ｖ相下側スイッチング素子、３ｆ Ｗ相下側スイッチング素子、４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ 還流ダイオード、５ インバータ主回路、６ 直流ブラシレスモータ、７電流検出手段、８ インバータ制御手段、９ ＰＷＭ発生手段、１０Ａ 相瞬時電流演算手段、１０Ｂ ３相電流演算手段、１１ 電圧指令値演算手段、１２ 出力電圧ベクトル演算手段、１２Ａ タイマ値演算手段、１３ Ｕ相固定子巻き線、１４ Ｖ相固定子巻き線、１５ Ｗ相固定子巻き線、１６ 回転子、２０ ３相-２相座標変換手段、２１ 電圧指令値演算手段、２２ ２相−３相座標変換手段、５０ 速度比較手段、５１ 速度制御手段、５２ ｑ軸電流比較手段、５３ ｄ軸電流比較手段、５４ 電流制御手段、５５ 速度・位置推定手段、５６ 誘導電動機、５７ 速度比較手段、５８ 速度推定手段、５９ 加算器、６０ 積分器。
Claims (7)
- 直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、前記直流電源に接続されたインバータ主回路と、前記複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、前記直流電源と前記インバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報を前記ＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、前記ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、前記瞬時電流検出後に電圧ゼロベクトルを発生させるか、または前記瞬時電流検出前に電圧ゼロベクトルを発生させるようにして、前記瞬時電流検出時には電圧ゼロベクトルが発生しないようにしたことを特徴とするインバータ装置。
- 直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、前記直流電源に接続されたインバータ主回路と、前記複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、前記直流電源と前記インバータ主回路との間に接続され、１つの瞬時電流情報を前記ＰＷＭ信号の１キャリア周期の前半に検出し、残りの瞬時電流情報を１キャリア周期の後半に検出する１つの電流検出手段と、前記ＰＷＭ信号の１キャリア周期中における２つの電圧ゼロベクトルのうちのどちらか一方を１キャリア周期の前半に発生させ、残りの電圧ゼロベクトルを１キャリア周期の後半に発生させる電圧ベクトル発生手段と、を備え、前記電圧ゼロベクトルを発生させるタイミングの所定時間前に前記瞬時電流を検出するようにしたことを特徴とするインバータ装置。
- 前記瞬時電流のサンプリング間隔をキャリアの半周期と同じ時間間隔に設定したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
- インバータ主回路の出力側に同期電動機あるいは誘導電動機を接続して駆動するようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のインバータ装置。
- 請求項１乃至請求項４のいずれか記載のインバータ装置を搭載したことを特徴とする圧縮機駆動装置。
- 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインバータ装置を搭載したことを特徴とする冷凍・空調装置。
- 複数のスイッチング素子から構成され、直流電源に接続されたインバータ装置において、１つの電流検出手段により１キャリア周期中に２つの瞬時電流を検出する瞬時電流検出ステップと、前記瞬時電流検出ステップにより検出された１キャリア周期中の２つの瞬時電流の大きさおよび位相の情報をもとに回転直交座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流を演算により求めるｄ−ｑ軸電流演算ステップと、前記ｄ−ｑ軸電流演算ステップにより求められたｄ軸電流およびｑ軸電流をもとに交流座標系の電圧値を演算により求める交流電圧演算ステップと、を備え、前記交流電圧演算ステップにより求められた電圧値をもとに複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するようにしたことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
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