JP2009081930A - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】１個の電流センサのみであっても、モータにおける全ての相の故障を検知することができるモータ制御装置およびこれを備えた電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】モータ制御装置の電流センサ１５はモータ駆動回路１３に印加される電流を検出するので、そのままでは故障を検出できない相が生じる。しかしマイコン２０に含まれる異常電流監視部３４は、ＰＷＭ信号の周波数よりも十分に低い遮断周波数を有する第１のＬＰＦ１６を通すことによって、電流センサ１５で検出された電流の平均値である電圧信号を受け取る。よってこの値が予め定められた正常範囲内にあるか否かを調べることにより、全ての相について電流センサ１５の故障を含む何らかの故障があるか否かを簡単に判断することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ブラシレスモータを制御するためのモータ制御装置、および当該モータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。

従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が使用されている。この電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。

一般にモータ制御装置は、モータで発生するトルクを制御するために、モータに流れる電流を検出し、モータに供給すべき電流と検出した電流との差に基づきＰＩ制御（比例積分制御）を行う。３相ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置には、２相以上の電流を検出するために、２個または３個の電流センサが設けられることが多い。

しかしこの電流センサは１個にすることが可能である。ブラシレスモータが回転している間、電流センサで検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。すなわちＰＷＭ信号の１周期内では、電流センサによって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。そこで３相の駆動電流の和はゼロになることから、２相の駆動電流の和に基づき、残り１相の駆動電流を求めることができる。

なお、本願発明に関連して、特許文献１には、モータの回転角センサの異常時に回転角を推定する構成が開示されている。また、特許文献２には、電流検出の異常時にオープンループ制御を行う構成が開示されている。さらに、特許文献３には、アシストマップにおけるアシスト勾配のマップを使用する構成が開示されている。さらにまた、特許文献４には、電源部に繋がる開閉器をＦＥＴで構成する構成が開示されている。
特開２００７−１１８８２３号公報 特開平１０−１６７０８６号公報 特開２００６−１３１１９１号公報 特開平１０−１６７０８５号公報

前述のように上記１個の電流センサのみが設けられるモータ制御装置では、２相の駆動電流は実際に検出されるとしても、残り１相の駆動電流は計算により求められている。したがって、この残り１相に故障が発生し、過電流が流れたり電流が流れなかったりするときに、その相の故障を検知することができないという問題点がある。

そこで、本発明は、１個の電流センサのみが設けられる場合であっても、モータにおける全ての相の故障を検知することができるモータ制御装置、および、これを備えた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。

第１の発明は、ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記ブラシレスモータの駆動を制御するための電圧指令値に基づき、所定の電源からの電流を変換して前記ブラシレスモータに供給することにより、前記ブラシレスモータを駆動するインバータ回路と、
前記インバータ回路と前記電源との間に１つだけ設けられており、前記電源から前記インバータ回路に与えられる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流に基づき、前記ブラシレスモータの各相に対応する電流値を取得する各相電流値取得手段と、
前記電流検出手段により検出される電流を時間平均化するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから時間平均化された電流を受け取る平均電流値取得手段と、
前記ブラシレスモータに供給すべき電流量を示す指令電流値と前記各相電流値取得手段により取得された電流値とに基づき前記電圧指令値を求める制御手段と
を備えることを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明において、
前記平均電流値取得手段は、受け取った電流量が予め定められた正常範囲を逸脱する場合に異常を検出することを特徴とする。

第３の発明は、第１または第２の発明において、
前記インバータ回路は、複数のスイッチ手段を含み、
前記ローパスフィルタは、前記スイッチ手段に与えられるパルス信号の周波数よりも低い遮断周波数を有することを特徴とする。

第４の発明は、第１から第３までのいずれか１つの発明に係るモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置である。

上記第１の発明によれば、例えば監視手段などとして機能する平均電流値取得手段によってローパスフィルタから時間平均化された電流を受け取るので、インバータ回路と電源との間に１つだけ電流検出手段が設けられる場合であっても、当該電流検出手段が実際に検出可能な相の電流値にかかわらず、電源からインバータ回路に印加される電流値を検出することができ、例えばこれによってインバータ回路やモータにおける全ての相の故障を検知することができる。

上記第２の発明によれば、平均電流値取得手段は受け取った電流量が予め定められた正常範囲を逸脱する異常を検出する監視手段として機能するので、インバータ回路やモータにおける全ての相の故障を検知することができる。

上記第３の発明によれば、ローパスフィルタの遮断周波数は、例えばＰＷＭ信号などのパルス信号の周波数よりも低いので、各相の電流を故障を検知するために十分な程度に時間平均化することができる。

上記第４の発明によれば、インバータ回路やモータにおける全ての相の故障を検知することができるので、安全な操舵補助が可能となる。

＜１．電動パワーステアリング装置の全体構成＞
図１は、本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、レゾルバ５、および、電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、ＥＣＵという）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。

図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。

電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。レゾルバ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。なおこのレゾルバ５は、位置検出可能なセンサであればよく、例えばホールセンサやＭＲセンサなどであってもよい。

ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよびロータの回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。

この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、一実施形態に係る電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。

＜２．モータ制御装置の全体構成および動作＞
図２は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路（インバータ回路）１３、遮断回路１４、および電流センサ１５を備えている。

ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、レゾルバ５から出力されたロータの回転位置Ｐをそれぞれ示す信号が入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に使用される電圧指令値を求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。

３相／ＰＷＭ変調器１２およびモータ駆動回路１３は、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０により求められた電圧指令値（以下指令電圧ともいう）に基づきブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０により求められた３相の電圧レベルに応じたデューティー比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。これら６個のＭＯＳＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流）が供給される。このようにモータ駆動回路１３は、複数のスイッチング素子を有し、ブラシレスモータ１に電流を供給するインバータ回路として機能する。

遮断回路１４は、バッテリ１００とモータ駆動回路１３との間に設けられ、モータ駆動回路１３に過電流が流れ込むことを防止するとともに、バッテリ１００が誤って逆に接続される場合にモータ駆動回路１３を保護する。この遮断回路１４は、一般的には電源遮断リレーが使用されるが、本実施形態ではＭＯＳＦＥＴが使用される。この遮断回路１４の詳しい構成については後述する。

電流センサ１５は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。この電流センサ１５は、図２に示されるようにその一端をモータ駆動回路１３に接続されその他端を接地される１つの抵抗素子と、この抵抗素子の両端の電圧を検知するための差動増幅回路と含む。このように上記抵抗素子はモータ駆動回路１３と接地点との間に介挿されるので、モータ各相の電流を複数の抵抗により個別に実際に検出する構成とは異なり、モータ駆動回路１３に印加される（所定時点での）電流を検出する。

ここでブラシレスモータ１が回転している間、電流センサで検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。したがって前述したようにＰＷＭ信号の１周期内では、電流センサによって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。そこで、このタイミングで後述するサンプリング取得部２４により駆動電流を検出することにより、２相の駆動電流の和に基づき、残り１相の駆動電流を求める。このようにブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１５を用いて３相の駆動電流を検出することができる。このように本実施形態における駆動電流の検出には実際に流れる駆動電流の検出のほか、計算により検出する場合も含んでいる。

この電流センサ１５により検出された電流値に対応する電圧信号は、第１のローパスフィルタ（以下「第１のＬＰＦ」と略称する）１６および第２のローパスフィルタ（以下「第２のＬＰＦ」と略称する）１７に与えられる。第１のＬＰＦ１６からの出力信号は、図示されないＡ／Ｄ変換部を介して電圧値としてマイコン２０の異常電流監視部３４に与えられ、第２のＬＰＦ１７からの出力信号は、同様に図示されないＡ／Ｄ変換部を介して電圧値としてマイコン２０のサンプリング取得部２４に与えられる。本発明では、ＰＷＭ信号の周波数よりも十分に低い遮断周波数を有する上記第１のＬＰＦ１６、およびＰＷＭ信号の周波数よりも十分に高い遮断周波数を有する上記第２のＬＰＦ１７に特徴があるが、このような電流センサ１５に関連する各構成要素については詳しく後述する。

なお図２に示す例では、電流センサ１５はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地点）との間に設けられているが、モータ駆動回路１３と電源のプラス側（ここでは遮断回路１４）との間に設けられてもよい。

マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、減算部３２、フィードバック制御部３３、ｄｑ軸／３相変換部２３、サンプリング取得部２４、３相／ｄｑ軸変換部３１、異常電流監視部３４、レゾルバ監視部３６、角度算出部３７、角度推定部３８、フェイルセーフ制御部２５、指令電圧選択部３５、および角度選択部３９として機能する。

このマイコン２０により、電流センサ１５等が正常に動作しているときにはフィードバック制御が行われ、電流センサ１５の故障が生じたときには後述するフェイルセーフ制御が行われるとともにオープンループ制御が行われる。また、レゾルバ５が故障したときには角度推定部３８により推定されたロータ回転角が使用される。以下、それぞれについて詳しく説明する。

＜２．モータ制御装置の全体構成および動作＞
指令電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電流とｑ軸電流を求める（以下、前者をｄ軸指令電流ｉ_d ^*、後者をｑ軸指令電流ｉ_q ^*という）。より詳細には、指令電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流に相当する操舵補助力（基本アシストトルクＴｏ）との対応関係を記憶したテーブル（以下「基本アシストマップ」という）に対して、この対応関係を示す曲線の傾き（以下「アシスト勾配」という）を付加したマップ（以下「勾配付きアシストマップ」という）を内蔵しており、このアシストマップを参照して指令電流を求める。

ここで、上記基本アシストマップを使用することにより、ある大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*を求める構成はよく知られているが、上記アシスト勾配を加えた勾配付きアシストマップを使用する構成は知られていない。この構成については詳しく後述する。

なお、指令電流算出部２１で求めるｑ軸指令電流ｉ_q ^*は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。また、ｄ軸指令電流ｉ_d ^*は、典型的にはゼロに設定される。

サンプリング取得部２４は、ＰＷＭ信号の１周期内における所定のタイミング、すなわち電流センサ１５によって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときに、第２のＬＰＦ１７から与えられる電圧信号に対してサンプリングを行い、さらに２相の駆動電流の和に基づき残り１相の駆動電流を求めることにより、ブラシレスモータ１に供給される３相の駆動電流を個別に検出する。すなわち、サンプリング取得部２４は、各相の電流値を取得する各相電流値取得手段として機能する。検出された３相の電流値（以下、ｕ相検出電流ｉ_u 、ｖ相検出電流ｉ_v およびｗ相検出電流ｉ_w という）は、３相／ｄｑ軸変換部３１に与えられる。なお、サンプリング取得部２４におけるサンプリング周波数は、ＰＷＭ信号の周波数と同一に設定されている。

なお、第２のＬＰＦ１７は、モータ駆動回路１３に備えられる６個のＦＥＴに与えられるＰＷＭ信号の周波数よりも十分に高い遮断周波数を有しているので、この遮断周波数よりも高い周波数のノイズ成分を遮断することができる。したがって、サンプリング取得部２４は、第２のＬＰＦ１７から高周波ノイズの少ない電圧信号を受け取ることができ、誤動作が防止される。

角度算出部３７は、レゾルバ５（およびその検波回路１８）によって検出されたロータの回転位置に関連する信号、具体的にはレゾルバ５に与えられる図示されない励磁信号発生部からの励磁信号がｓｉｎθで振幅変調された信号およびｃｏｓθで振幅変調された信号に基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下、角度θという）を求める。なお周知のようにこの角度θは、ブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角である。

３相／ｄｑ軸変換部３１は、サンプリング取得部２４から受け取ったｕ相検出電流ｉ_u およびｖ相検出電流ｉ_v と、角度選択部３９により選択された角度算出部３７からの角度θまたは後述する角度推定部３８からの推定角度θとに基づき、次式（１）および式（２）からｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q とを求める。
ｉ_d＝√２×｛Ｉ_v×ｓｉｎθ−Ｉ_u×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（１）
ｉ_q＝√２×｛Ｉ_v×ｃｏｓθ−Ｉ_u×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝ …（２）

減算部３２は、指令電流算出部２１から受け取ったｄ軸指令電流ｉ_d ^*と３相／ｄｑ軸変換部３１から受け取ったｄ軸検出電流ｉ_d との偏差Ｅ_d 、および同様に受け取ったｑ軸指令電流ｉ_q ^*とｑ軸検出電流ｉ_q との偏差Ｅ_q を求める。

フィードバック制御部３３は、上記偏差Ｅ_d 、Ｅ_q に対して次式（３）と（４）に示される比例積分演算を施すことにより、ｄ軸指令電圧ｖ_d ^#およびｑ軸指令電圧ｖ_q ^#を求める。
ｖ_d ^#＝Ｋ×｛Ｅ_d＋（１／Ｔ）∫Ｅ_d・ｄｔ｝ …（３）
ｖ_q ^#＝Ｋ×｛Ｅ_q＋（１／Ｔ）∫Ｅ_q・ｄｔ｝ …（４）
ただし、上式（３），（４）において、Ｋは比例ゲイン定数であり、Ｔは積分時間である。

指令電圧選択部３５は、異常電流監視部３４で正常と判断されたときには、フィードバック制御部３３で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d ^#とｑ軸指令電圧ｖ_q ^#を出力し、レゾルバ監視部３６で故障と判断されたときには、後述するオープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を出力する。この異常電流監視部３４については詳しく後述する。

ここでフィードバック制御が行われる場合、すなわち異常電流監視部３４で正常と判断されたとき、ｄｑ軸／３相変換部２３は、フィードバック制御部３３で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d ^#とｑ軸指令電圧ｖ_q ^#を３相交流座標軸上の指令電圧に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２３は、ｄ軸指令電圧ｖ_d ^#およびｑ軸指令電圧ｖ_q ^#と、角度選択部３９により選択された角度算出部３７からの角度θまたは後述する角度推定部３８からの推定角度θとに基づき、次式（５）〜（７）からｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w を求める。
Ｖ_u＝√（２／３）×｛ｖ_d ^#×ｃｏｓθ−ｖ_q ^#×ｓｉｎθ｝ …（５）
Ｖ_v＝√（２／３）×｛ｖ_d ^#×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−ｖ_q ^#×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（６）
Ｖ_w＝−Ｖ_u−Ｖ_v …（７）

このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉ_d ^* 、ｉ_q ^* を求める処理と、指令電圧ｖ_d ^# 、ｖ_q ^# を３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に変換する処理とを行う。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の指令電圧に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは、操舵補助に使用される。

ここで以上のようなフィードバック制御は実際にブラシレスモータ１に流れる電流を電流センサ１５により検出することが前提となっているので、電流センサ１５が故障した場合には行うことができない。そこで、マイコン２０は、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す指令電流値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧（指令電圧）を求める。このようなオープンループ制御については後述する。

また、本実施形態に係るモータ制御装置には、電流センサは１個だけ設けられている。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、電流センサを削減することにより、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となる。次に、異常電流監視部３４と、これに関連する第１および第２のＬＰＦ１６，１７とについて説明する。

＜３．異常電流監視部等の動作＞
異常電流監視部３４は、電流センサ１５が故障しているか否かを判断するが、３相の電流値がそれぞれ正常範囲内にあるか否かを調べることによって故障を判断することはできない。電流センサ１５により実際に検出されるのは、前述のように２相の駆動電流のみであり、残り１相の駆動電流は実際に検出することなく計算により求められるので、この残り１相の電流に異常がある場合には検出することができない。そのため、異常電流監視部３４は、ＰＷＭ信号の周波数（例えば２０ＫＨｚ程度）よりも十分に高い遮断周波数を有する第２のＬＰＦ１７を通して電流センサ１５からの電流を受け取る場合には、全ての相について漏れなく故障を判断することができない。

しかし本実施形態における異常電流監視部３４は、ＰＷＭ信号の周波数よりも十分に低い遮断周波数（例えば２０〜２００Ｈｚ程度）を有する第１のＬＰＦ１６を通して電流センサ１５からの電流を受け取るので、このことにより全ての相について漏れなく故障を判断することができる。

すなわち、第１のＬＰＦ１６は時定数の大きなローパスフィルタであるので、ＰＷＭ信号の周期内で変化する信号電圧はほぼ平均化されることになる。言い換えれば、異常電流監視部３４は平均電流値取得手段として機能する。したがって、この平均化された電圧値が正常動作時の範囲外である場合には、電流センサ１５に故障（具体的には電流センサ１５に含まれる増幅器の故障、または配線等の切断や短絡など）が生じている可能性がある。またもちろん電流センサ１５には故障がなく、ブラシレスモータ１やモータ駆動回路１３における３相のうちのいずれか１つ以上に異常な電流（例えば本来流れるべきでない高い電流）が流れる故障や３相のいずれか１つ以上に全く電流が流れない故障が生じている可能性もある。

そこで異常電流監視部３４は、電流センサ１５で検出された電流の平均値である第１のＬＰＦ１６から出力される電圧信号の値が予め定められた正常範囲内にあるか否かを調べ、電流センサ１５の故障を含む何らかの故障があるか否かを判断する。判断の結果、故障があると判定される場合、異常電流監視部３４は、故障であることを示す故障判定信号をフェイルセーフ制御部２５および指令電圧選択部３５に与える。

フェイルセーフ制御部２５は、異常電流監視部３４から故障判定信号を受け取る場合、電動パワーステアリング装置を安全に停止させるためのフェイルセーフ制御を行うとともに、故障の発生を警告音や警告ランプなどで運転者に対して報知する。フェイルセーフ制御は、電動パワーステアリング装置の急停止を防止するような態様であればどのようなものであってもよく、操舵補助力を徐々に低下させる制御や、暫定的に行われる延命制御など周知の制御態様を使用することができる。

このように、異常電流監視部３４は、サンプリング取得部２４により３相のうちの２相の駆動電流のみを実際に検出する構成の電流センサ１５からの信号をそのまま（ここでは高周波ノイズ成分を遮断する第２のＬＰＦ１７を通して）受け取るのではなく、第１のＬＰＦ１６を通してモータ駆動回路１３に印加される電流の平均値に相当する電流を受け取る。このことにより、異常電流監視部３４は、実際には検出されない相の駆動電流を含めた全ての相における異常を簡単に発見することができる。このことにより、本モータ制御装置を搭載した電動パワーステアリング装置は安全に操舵補助を行うことができる。

なお、異常電流監視部３４にサンプリング取得部２４のようなサンプリング機能を備えることにより３相全ての駆動電流を検出する構成も考え得るが、この構成ではサンプリング周波数がＰＷＭ周波数と同一程度では検出不能であって、ＰＷＭ周波数に対してサンプリング周波数を相当高く設定する必要がある。そのため製造コストが極めて高くなり、好適ではない。次に、オープンループ制御の詳細について説明する。

＜４．オープンループ制御部の動作＞
前述したように、異常電流監視部３４は故障があると判定する場合、故障判定信号を指令電圧選択部３５に与える。指令電圧選択部３５は、異常電流監視部３４から故障判定信号を受け取らない通常の動作時にはフィードバック制御部３３で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d ^#とｑ軸指令電圧ｖ_q ^#を出力し、故障判定信号を受け取る異常時には、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を出力する。

ここで、電流センサ１５によって実際に駆動電流が検出されない相にのみ異常がある場合には、通常のフィードバック制御を行うことが可能であるが、図２に示される構成ではどの相に異常があるか判別することができないので、フェイルセーフ制御部２５により装置が停止されるまでの間オープンループ制御が行われるものとする。なお、サンプリング取得部２４により実際に検出される２つの相のいずれにも異常がない場合、異常電流監視部３４は、指令電圧選択部３５に故障判定信号を与えず、そのままフィードバック制御が行われる構成であってもよい。

オープンループ制御部２２は、ｄ軸指令電流ｉ_d ^* 、ｑ軸指令電流ｉ_q ^* 、および角度θを時間微分することにより得られる角速度ω_e に基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電圧（以下、「ｄ軸指令電圧ｖ_d 」という）と、ｑ軸電圧（以下、「ｑ軸指令電圧ｖ_q 」という）とを求める。これらｄ軸指令電圧ｖ_d およびｑ軸指令電圧ｖ_q は、次式（８），（９）に示すモータの回路方程式を用いて算出される。
ｖ_d＝（Ｒ＋ＰＬ_d）ｉ_d ^*−ω_eＬ_qｉ_q ^* …（８）
ｖ_q＝（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q ^*＋ω_eＬ_dｉ_d ^*＋ω_eΦ …（９）
ただし、式（８），（９）において、ｖ_d はｄ軸指令電圧、ｖ_q はｑ軸指令電圧、ｉ_d ^*はｄ軸指令電流、ｉ_q ^*はｑ軸指令電流、ω_e はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗、Ｌ_d はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌ_q はｑ軸の自己インダクタンス、ΦはＵ、Ｖ、Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌ_d 、Ｌ_q およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。

以上のようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉ_d ^* 、ｉ_q ^* を求める処理と、モータの回路方程式に従いｄｑ座標軸上の指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を求める処理と、指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に変換する処理とを行う。ここでさらにオープンループ制御部２２は、電流センサ１５が正常に動作しているときに、電機子巻線鎖交磁束数Φを、電流センサ１５で検出された電流値ｉ_a と、角度算出部３７で算出された角度θおよびその微分値である角速度ω_e とに基づき算出してもよい。このように指令電流値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御により指令電圧を求めると共に、電流センサ１５で検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるΦを求め、指令電圧を求めるときにはそのΦ値を使用すれば、Φ値が製造ばらつきや温度変化によって変動するときでも、電流センサ１５で検出した電流値に基づきΦ値を求めることにより、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。

以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流センサが正常に動作している間は、指令電流値と電流センサ１５で検出された電流値との差に比例積分演算を施して指令電圧を求めるフィードバック制御を行い、高い精度でブラシレスモータを駆動する。そしてフィードバック制御を行うことができないときにはオープンループ制御を行うことにより、電流値を検出することなくブラシレスモータを駆動することにより、所望のモータ出力を得ることができる。

次に、レゾルバ５およびその検波回路１８に故障が生じているか否かを監視するレゾルバ監視部３６と、故障が生じている場合に使用される角度推定部３８の動作について詳しく説明する。

＜５．レゾルバ監視部等の動作＞
レゾルバ監視部３６は、レゾルバ５からの信号を検波回路１８によって検波することにより得られるｓｉｎθおよびｃｏｓθの値を受け取り、これらの値が所定の正常値の範囲内であるか否かを判定する。例えばレゾルバ監視部３６は、ｓｉｎ² θ＋ｃｏｓ² θ＝１であることを利用するべくｓｉｎ² θ＋ｃｏｓ² θの値を算出し、算出された値が１またはその近傍値であればｓｉｎθおよびｃｏｓθの値は正常値の範囲内であり、そうでなければ正常値の範囲外であると判定する。

なお、レゾルバ監視部３６は、ｓｉｎθおよびｃｏｓθの値の組み合わせが所定のテーブル（マップ）の形で予め定められた正常値の組み合わせの範囲内であるか否かを判定してもよい。

そして、レゾルバ監視部３６は、受け取った値が正常値の範囲内であると判定する場合、角度算出部３７により算出された角度θが選択されるよう角度選択部３９を切り替え、正常値の範囲外であると判定する場合、角度推定部３８により算出された推定角度θが選択されるよう角度選択部３９を切り替える。角度選択部３９により選択された角度θまたは推定角度θは、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３、および３相／ｄｑ軸変換部３１に与えられる。

ここで角度推定部３８は、ブラシレスモータ１の逆起電力に基づき角度を推定する周知の手法により推定角度θを算出する。ただし、ブラシレスモータ１の回転速度が或る程度以下であれば逆起電力に基づいて計算することができないか極めて困難となるので、モータインダクタンスを求めることにより推定角度θを算出してもよい。また、所定時間内の操舵トルクの平均値に対して所定のゲインを乗算して得られる値をモータ角度変化量として算出する周知の構成であってもよい。

以上のように、レゾルバ５が故障することによりブラシレスモータ１の角度θを使用することができなくなった場合であっても、レゾルバ監視部３６によりこの故障を検知して、上記角度推定部３８により算出される推定角度θをモータの角度θとして使用することにより、故障時においても操舵補助を急停止させることなく、最低限の操舵補助を継続することができるので、故障発生時に運転者に与える負担を軽減することができる。次に、遮断回路１４の詳しい構成および動作について説明する。

＜６．遮断回路の構成および動作＞
遮断回路１４は、前述したようにモータ駆動回路１３に過電流が流れ込むことを防止する機能と、バッテリ１００が誤って逆に接続される場合にモータ駆動回路１３を保護する機能とを有している。この遮断回路１４は、一般的には電源遮断リレーが使用されるが、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴが使用される。

図３は、この遮断回路１４の構成を簡単に示す回路図である。図３に示されるように、この遮断回路１４は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１と、昇圧回路１４２と、駆動信号生成回路１４３とを備える。

ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１は、そのソース側がバッテリ１００に接続され、そのドレイン側がモータ駆動回路１３の一端に接続されており、オンするとバッテリ１００からモータ駆動回路１３へ電流を通すスイッチとして機能する。ここで、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのダイオード特性から、モータ駆動回路１３からバッテリ１００へ電流が流れることはない。したがって、バッテリ１００が誤って逆に接続される場合に電流が流れることがなく、モータ駆動回路１３が保護される。

昇圧回路１４２は、マイコン２０から装置が起動しているときに与えられる起動信号Ｓｏｎを受け取るとき、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１のソースに与えられる電圧を昇圧する。また駆動信号生成回路１４３は、上記起動信号Ｓｏｎを受け取るとき、昇圧回路１４２により昇圧された電圧に基づきｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１をオンさせる信号をそのゲートに与える。したがって、装置が起動していないときには、モータ駆動回路１３とバッテリ１００との接続関係（以下単に「接続」ともいう）はｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１により遮断され、装置が起動しているときにのみ接続される。

また、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１は、接続中に過電流が流れるときにはその接続が遮断される構造を有している。図４は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴの構造を簡易に示す断面図であり、より詳細には、図４（ａ）は過電流が流れる前のｎチャネルＭＯＳＦＥＴの構造を示し、図４（ｂ）は過電流が流れた後に接続が遮断されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴの構造を示している。

図４（ａ）を参照すればわかるように、上記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１はベアチップ４１であって、基板４２上に設けられ、ワイヤ４３によりボンディングされている。ここで、一般的なベアチップをボンディングする場合、ワイヤの抵抗ができるだけ小さいことが好ましいので、このワイヤは例えば非常に太い（直径５００μｍの）４本のアルミニウム線からなる。しかし、ワイヤ４３は、このような一般的なワイヤよりも相当に抵抗が大きくなるよう、具体的にはｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１のオン抵抗よりも相当に大きな抵抗値を有するよう形成されている。このような抵抗値を有するよう、ワイヤ４３は、一般的なワイヤよりも少ない本数、例えば４本未満で構成されているか、または一般的なワイヤより細く、例えば直径５００μｍ未満に構成されている。もちろん、ワイヤ４３はこれら両方の条件をともに備えていてもよい。

以上のようにワイヤ４３の抵抗値がｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１のオン抵抗よりも相当に大きい場合、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１４１に過電流が流れると、ワイヤ４３が急速に発熱するので、ベアチップ４１が熱破壊する前にワイヤ４３が溶断し、接続が遮断される。したがって、ワイヤ４３は過電流が流れる場合に溶断するような素材であることが必要である。このようなワイヤ４３により、新たにヒューズなどを設けることなく、ベアチップ４１が熱破壊により異常動作する前に接続を遮断することができる。

また、近年需要が急増している大型車に搭載する電動パワーステアリング装置は、特により大きな電流が流される。そのため、この装置に一般的に使用される電源遮断リレーは大型化、高コスト化してきており、装置全体の小型化、低コスト化の妨げとなっている。しかし、このような電源遮断リレーを使用することなく小型で廉価なＭＯＳＦＥＴを使用する上記構成により、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

＜７．アシストマップに関連する構成および動作＞
前述したように一般的なアシストマップは、操舵トルクＴと指令電流との対応関係を記憶したテーブルであるが、本実施形態ではこのアシストマップにおける上記対応関係の傾きであるアシスト勾配Ｒがさらに関連づけられている点に特徴がある。以下、図５および図６を参照して、この勾配付きアシストマップを含む指令電流算出部２１の構成および動作について詳しく説明する。

図５は、指令電流算出部２１の詳細な構成を示すブロック図である。この図５に示されるように、指令電流算出部２１は、勾配付きアシストマップ２１１と、勾配ゲインマップ２１２と、乗算器２１３とを備える。

勾配付きアシストマップ２１１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと基本アシストトルクＴｏとの対応関係と、この対応関係の傾きであるアシスト勾配Ｒとを記憶したテーブルであって、基本アシストトルクＴｏに対応するブラシレスモータ１に供給すべき補正前の基本となるｄ軸電流およびｑ軸電流（以下、前者を基本ｄ軸指令電流ｉ_ad ^*、後者を基本ｑ軸指令電流ｉ_aq ^*という）を出力するとともに、対応するアシスト勾配Ｒを勾配ゲインマップ２１２に与える。

勾配ゲインマップ２１２は、アシスト勾配Ｒが大きくなるほど小さくなる勾配ゲインＧａとこのアシスト勾配Ｒとの対応関係を記憶したテーブルであり、勾配付きアシストマップ２１１からアシスト勾配Ｒを受け取ると、これに応じた勾配ゲインＧａを出力する。

乗算器２１３は、この勾配ゲインＧａを上記基本ｄ軸指令電流ｉ_ad ^*および基本ｑ軸指令電流ｉ_aq ^*に乗算することにより、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*を出力する。このように乗算される勾配ゲインＧａはアシスト勾配Ｒが大きくなるほど小さくなるので、ｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*は、アシスト勾配Ｒの増加による制御系の安定性の低下を制御量を小さくすることで抑制することになり、振動の発生が抑制される。

図６は、基本アシストマップとアシスト勾配Ｒとの関係を説明するための図である。図６に示される３つの曲線は、車速が小さいときから大きいときまでの（典型的な）３つの場合について、基本アシストトルクＴｏをＹ軸に操舵トルクＴをＸ軸にとり、これらの対応関係を示している。ここで、車速が最も小さい場合の曲線に着目すると、操舵トルクＴの値はｘ１のときに基本アシストトルクＴｏの値がｙ１となり、そのときの接線Ｌ１の傾きがアシスト勾配となる。ここでこのアシスト勾配Ｒの値はａ１となるものとする。同様に、操舵トルクＴの値がｘ２，ｘ３，…のときに、対応する基本アシストトルクＴｏの値はｙ２，ｙ３，…となり、対応するアシスト勾配Ｒの値はａ２，ａ３，…となる。

図７は、このようにして得られた勾配付きアシストマップの例を示すテーブルである。実際には、各値の間隔はより狭く設定され、各値の間の値は周知の手法により線形補間される。また、このような勾配付きアシストマップは所定の車速毎に作成される。この図７に示されるように、或る車速Ｓのときの操舵トルクＴに対応する基本アシストトルクＴｏおよびアシスト勾配Ｒの値は一意に得られる。こうして得られる基本アシストトルクＴｏは基本ｄ軸指令電流ｉ_ad ^*および基本ｑ軸指令電流ｉ_aq ^*に変換され、乗算器２１３に与えられ、アシスト勾配Ｒは勾配ゲインマップ２１２に与えられる。

なお、説明の便宜のためここでは基本アシストトルクＴｏを示しているが、実際にはこの勾配付きアシストマップは、操舵トルクＴと基本ｄ軸指令電流ｉ_ad ^*および基本ｑ軸指令電流ｉ_aq ^*とを直接に対応付けるものであることが好ましい。また、この勾配付きアシストマップ２１１に勾配ゲインマップ２１２が含まれており、勾配付きアシストマップ２１１から直ちに勾配ゲインＧａが出力される構成であってもよい。

以上のように、アシスト勾配Ｒをテーブルの形で操舵トルクＴと関連づけて予め記憶する上記構成では、基本アシストマップからアシスト勾配Ｒを除算演算により算出する必要がない。したがって、上記構成によれば、一般的な電動パワーステアリング装置のマイコン２０に除算器が搭載されていないことで非常に時間がかかる除算演算を全く行うことなく、高速にアシスト勾配Ｒを算出することができる。

＜８．変形例＞
上記実施形態において、第１のＬＰＦ１６からの信号を受け取る異常電流監視部３４と、第２のＬＰＦ１７からの信号を受け取るサンプリング取得部２４等とは、ともにマイコン２０に内蔵されているが、これらのうちの少なくとも１つがマイコン２０以外の他のマイクロコンピュータや回路によって実現される構成であってもよい。

また、上記実施形態において、第１のＬＰＦ１６からの信号を受け取る平均電流値取得手段は、異常電流監視部３４に限られるわけではなく、モータの消費電力を算出する図示されない電力算出手段などであってもよい。また、第２のＬＰＦ１７からの信号を受け取る各相電流値取得手段は、サンプリング取得部２４に限られるわけではなく、例えば前述したオープンループ制御部２２に使用されるΦ値を求める図示されないΦ値算出手段やその他のパラメータ設定手段であってもよい。

上記実施形態におけるオープンループ制御部２２は、１つの抵抗素子がモータ駆動回路１３と接地点との間に介挿される構成の電流センサ１５からの信号を受け取ることによりその故障を監視する異常電流監視部３４によって故障であると判定されるときに使用されるが、電流センサ１５の構成が例えばブラシレスモータ１の各相の電流を各相に対応して設けられる抵抗により個別に実際に検出する構成であってもよく、オープンループ制御部２２は、異常電流監視部３４によって電流センサ１５等の故障であると判定されるときに使用される構成であればよい。また、オープンループ制御部２２およびフィードバック制御部３３の一方が省略されてもよい。

上記実施形態において、勾配付きアシストマップ２１１により勾配ゲインマップ２１２に与えられるアシスト勾配Ｒは振動の発生を抑制するために使用されるが、その使用態様に限定はなく、例えば操舵トルクＴの位相を基本アシストマップに与える前にアシスト勾配Ｒに応じて変化させる構成、具体的には操舵トルクＴの周波数応答特性においてアシスト勾配が増加すると増加前に比べて高周波数帯域でゲインを小さくするようにアシスト勾配に応じて位相制御特性が変更される構成であってもよい。

なお、本発明は、上述したコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置だけでなく、ピニオンアシスト型やラックアシスト型の電動パワーステアリング装置にも適用できる。また、本発明は、電動パワーステアリング装置以外のモータ制御装置にも適用できる。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示す概略図である。 上記実施形態におけるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 上記実施形態における遮断回路の構成を簡単に示す回路図である。 上記実施形態におけるｎチャネルＭＯＳＦＥＴの構造を簡易に示す断面図である。 上記実施形態における指令電流算出部の詳細な構成を示すブロック図である。 上記実施形態における基本アシストマップとアシスト勾配との関係を説明するための図である。 上記実施形態における勾配付きアシストマップの例を示す図である。

符号の説明

２…減速機、１３…モータ駆動回路（インバータ回路）、１４…遮断回路、１５…電流センサ、１６…第１のＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１７…第２のＬＰＦ、２０…マイコン（制御手段）、２４…サンプリング取得部（各相電流値取得手段）、３４…異常電流監視部（平均電流値取得手段）、３５…指令電圧選択部、３９…角度選択部、４１…ベアチップ、４２…基板、４３…ワイヤ、１４１…ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ

Claims (4)

1. ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置であって、
   前記ブラシレスモータの駆動を制御するための電圧指令値に基づき、所定の電源からの電流を変換して前記ブラシレスモータに供給することにより、前記ブラシレスモータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路と前記電源との間に１つだけ設けられており、前記電源から前記インバータ回路に与えられる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流に基づき、前記ブラシレスモータの各相に対応する電流値を取得する各相電流値取得手段と、
   前記電流検出手段により検出される電流を時間平均化するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタから時間平均化された電流を受け取る平均電流値取得手段と、
   前記ブラシレスモータに供給すべき電流量を示す指令電流値と前記各相電流値取得手段により取得された電流値とに基づき前記電圧指令値を求める制御手段と
   を備えることを特徴とする、モータ制御装置。
2. 前記平均電流値取得手段は、受け取った電流量が予め定められた正常範囲を逸脱する場合に異常を検出することを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記インバータ回路は、複数のスイッチ手段を含み、
   前記ローパスフィルタは、前記スイッチ手段に与えられるパルス信号の周波数よりも低い遮断周波数を有することを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のモータ制御装置を備えた、電動パワーステアリング装置。

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