WO2009123107A1 - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 Download PDF

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武史 上田
茂樹 長瀬
航也 吉田
Original Assignee
株式会社ジェイテクト
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device and an electric power steering device including the motor control device.
  • an electric power steering device that gives a steering assist force to a steering mechanism of a vehicle by driving an electric motor in accordance with a steering torque applied to a steering wheel (steering wheel) by a driver has been used.
  • a brush motor has been widely used as an electric motor of an electric power steering apparatus.
  • a brushless motor has also been used in recent years from the viewpoint of improving reliability and durability and reducing inertia.
  • the motor control device detects a current flowing through the motor, and performs PI control (proportional integral control) based on the difference between the current to be supplied to the motor and the detected current.
  • This motor is, for example, a three-phase brushless motor, and the motor control device is provided with two or three current sensors in order to detect a current of two or more phases.
  • a detector for detecting the rotation angle of a motor such as a resolver or a Hall IC is provided for use in dq axis / three-phase conversion and various calculations described later in detail.
  • Japanese Patent Laid-Open Nos. 9-331693 and 2006-56473 have configurations for estimating the motor rotation angle without using a motor rotation angle detector or angular velocity detector. It is disclosed.
  • Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 2007-118823 and 2008-37399 disclose configurations for estimating the rotation angle of a motor when there is an abnormality in the motor rotation angle detection means.
  • the conventional motor control device is often provided with a motor rotation angle detection means.
  • the motor rotation angle is set only when it is not provided (or only when it has failed). Means for estimating may be provided.
  • the angle detected by the motor rotation angle detection means changes from moment to moment, even if a motor rotation angle detection means is provided, the detected angle is not always accurate at the time of motor control. It cannot be said that it is an angle. This is because a delay due to calculation time, a detection timing shift, or a control timing shift occurs. Therefore, the motor may not be accurately controlled by the angle detected by the motor rotation angle detecting means.
  • an object of the present invention is to provide a motor control device that can accurately control a motor based on a detection result of a motor rotation angle, and an electric power steering device including the motor control device.
  • a first invention is a motor control device for driving a brushless motor, Angle detection means for detecting the rotation angle of the rotor in the brushless motor; Drive control means for obtaining a command value indicating a level of a command voltage for driving the brushless motor; Motor drive means for driving the brushless motor using a voltage at a level indicated by the command value obtained by the drive control means, The drive control means is obtained by adding or subtracting a detection deviation amount corresponding to a temporal deviation from the angle detection time by the angle detection means to the angle detected by the angle detection means. The command value is obtained based on the corrected detection angle.
  • the drive control means sets a first detection deviation amount corresponding to a time difference between a time when the angle is detected by the angle detection means and a time when the brushless motor is driven using a voltage at a level indicated by the command value.
  • Dq axis / three-phase conversion means for converting a command voltage on the dq coordinate axis into a three-phase command voltage based on a first correction detection angle obtained by adding to the detection angle.
  • a current detecting means for detecting a current flowing through the brushless motor;
  • the drive control means adds or subtracts a second detection shift amount corresponding to a time difference between the angle detection time by the angle detection means and the current detection time by the current detection means from the detection angle.
  • 3 phase / dq axis conversion means for converting a current detection value of three phases detected by the current detection means into a current detection value on a dq coordinate axis based on a second correction detection angle obtained. .
  • the fourth invention is an electric power steering device including the motor control device according to any one of the first to third inventions.
  • the command value is based on the corrected detection angle obtained by adding or subtracting the detected deviation amount corresponding to the temporal deviation from the angle detection time by the angle detecting means to the detected angle. Therefore, for example, it is possible to eliminate the influence of time lag such as delay due to calculation time, detection timing lag with detection value other than angle, or control timing lag, and control the motor with high accuracy. be able to.
  • the first detection deviation amount corresponding to the time difference between the time point when the angle is detected by the angle detection means and the time point when the brushless motor is driven using the voltage at the level indicated by the command value is detected as the detection angle. Since the conversion is performed based on the first correction detection angle added to the above, the influence of the time difference (control timing shift) can be eliminated, and the motor can be controlled with high accuracy.
  • the second detection deviation amount corresponding to the time difference between the angle detection time by the angle detection means and the current detection time by the current detection means is added to or subtracted from the detection angle. Therefore, the influence of the time difference (detection timing deviation) can be eliminated, and the motor can be controlled with high accuracy.
  • the motor can be driven with high accuracy and a desired motor output can be obtained, smooth steering assistance can be achieved.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows the structure of the motor control apparatus which concerns on the said embodiment. It is a figure which shows the three-phase alternating current coordinate and dq coordinate in the three-phase brushless motor of the said embodiment. It is a figure which shows the relationship between the detected angle of the rotor in the three-phase brushless motor of the said embodiment, and the corrected detected angle.
  • ECU Electronice control unit
  • Motor drive circuit 20 .
  • FIG. 1 is a schematic view showing the configuration of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention, together with the configuration of a vehicle related thereto.
  • the electric power steering apparatus shown in FIG. 1 includes a brushless motor 1, a speed reducer 2, a torque sensor 3, a vehicle speed sensor 4, a position detection sensor 5, and an electronic control unit (hereinafter referred to as ECU) 10.
  • ECU electronice control unit
  • a steering wheel (steering wheel) 101 is fixed to one end of the steering shaft 102, and the other end of the steering shaft 102 is connected to a rack shaft 104 via a rack and pinion mechanism 103. Both ends of the rack shaft 104 are connected to a wheel 106 via a connecting member 105 composed of a tie rod and a knuckle arm.
  • a connecting member 105 composed of a tie rod and a knuckle arm.
  • the electric power steering device performs the following steering assistance in order to reduce the load on the driver.
  • the torque sensor 3 detects a steering torque T applied to the steering shaft 102 by operating the handle 101.
  • the vehicle speed sensor 4 detects the vehicle speed S.
  • the position detection sensor 5 detects the rotational position P of the rotor of the brushless motor 1.
  • the position detection sensor 5 is composed of, for example, a resolver or a Hall IC.
  • ECU10 receives supply of electric power from vehicle-mounted battery 100, and drives brushless motor 1 based on steering torque T, vehicle speed S, and rotation position P.
  • the brushless motor 1 generates a steering assist force when driven by the ECU 10.
  • the speed reducer 2 is provided between the brushless motor 1 and the steering shaft 102.
  • the steering assist force generated by the brushless motor 1 acts to rotate the steering shaft 102 via the speed reducer 2.
  • the steering shaft 102 is rotated by both the steering torque applied to the handle 101 and the steering assist force generated by the brushless motor 1.
  • the electric power steering apparatus performs steering assist by applying the steering assist force generated by the brushless motor 1 to the steering mechanism of the vehicle.
  • the electric power steering device is characterized by a control device (motor control device) that drives the brushless motor 1. Therefore, hereinafter, a motor control device included in the electric power steering apparatus according to the present embodiment will be described.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to the embodiment of the present invention.
  • the motor control device shown in FIG. 2 is configured using an ECU 10 and drives a brushless motor 1 having u-phase, v-phase, and w-phase three-phase windings (not shown).
  • the ECU 10 includes a phase compensator 11, a microcomputer (hereinafter abbreviated as “microcomputer”) 20, a three-phase / PWM (Pulse Width Modulation) modulator 12, a motor drive circuit 13, and a current sensor 14.
  • microcomputer microcomputer
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the steering torque T output from the torque sensor 3, the vehicle speed S output from the vehicle speed sensor 4, and the rotational position P output from the position detection sensor 5 are input to the ECU 10.
  • the phase compensator 11 performs phase compensation on the steering torque T.
  • the microcomputer 20 functions as control means for obtaining the level of the command voltage used for driving the brushless motor 1. Details of the function of the microcomputer 20 will be described later.
  • the three-phase / PWM modulator 12 and the motor drive circuit 13 are configured by hardware (circuit) and function as motor drive means for driving the brushless motor 1 using a voltage at a level obtained by the microcomputer 20. Since the three-phase / PWM modulator 12 generates three types of PWM signals (U, V, and W shown in FIG. 2) having a duty ratio corresponding to the three-phase voltage level obtained by the microcomputer 20, the duty ratio A voltage signal corresponding to the ratio is received from the microcomputer 20, and three types of PWM signals having the duty ratio are generated.
  • the motor drive circuit 13 is a PWM voltage source inverter circuit including six MOS-FETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) as switching elements.
  • the six MOS-FETs are controlled by three types of PWM signals and their negative signals.
  • a three-phase drive current U-phase current, V-phase current and W-phase current
  • the motor drive circuit 13 has a plurality of switching elements and functions as a switching circuit that supplies current to the brushless motor 1.
  • the current sensor 14 functions as a current detection unit that detects a current flowing through the brushless motor 1.
  • the current sensor 14 is configured by a resistor or a Hall element, for example, and a total of three current sensors 14 are provided between the motor drive circuit 13 and the power source, one for each phase. In the example shown in FIG. 2, the current sensor 14 is provided between the motor drive circuit 13 and the negative side (ground) of the power supply. However, the current sensor 14 is provided between the motor drive circuit 13 and the positive side of the power supply. It may be provided.
  • the three-phase detected current values iu, iv, iw ⁇ ⁇ detected by the current sensor 14 are input to the microcomputer 20.
  • the microcomputer 20 executes a program stored in a memory (not shown) built in the ECU 10, thereby executing a command current calculation unit 21, a feedback control unit 22, a dq axis / three-phase conversion unit 23, and an angle calculation unit 24. , And the three-phase / dq axis conversion unit 25. As shown below, the microcomputer 20 determines the voltage to be applied to the motor drive circuit 13 so that the deviation between the command current value indicating the amount of current to be supplied to the brushless motor 1 and the detected current value of the brushless motor 1 becomes zero. The level (hereinafter referred to as command voltage) is obtained.
  • command voltage functions of each unit realized by the operation of the microcomputer 20 will be described in detail.
  • An angle calculation unit 24 as a functional element included in the microcomputer 20 obtains a rotation angle (hereinafter referred to as an angle ⁇ ) of the rotor of the brushless motor 1 based on the rotation position P detected by the position detection sensor 5. As shown in FIG. 3, when the u axis, the v axis, and the w axis are set for the brushless motor 1, and the d axis and the q axis are set for the rotor 6 of the brushless motor 1, the u axis and the d axis are set. Is an angle ⁇ .
  • the three-phase / dq axis conversion unit 25 is based on the detected current values iu and iv on the three-phase AC coordinate axis detected by the current sensor 14 and the angle ⁇ calculated by the angle calculation unit 24, and the following equations (1) and (2 ) To calculate the d-axis detection current id and the q-axis detection current iq on the dq coordinate axis.
  • id ⁇ 2 ⁇ ⁇ iv ⁇ sin ⁇ c ⁇ iu ⁇ sin ( ⁇ c ⁇ 2 ⁇ / 3) ⁇
  • iq ⁇ 2 ⁇ ⁇ iv ⁇ cos ⁇ c ⁇ iu ⁇ cos ( ⁇ c ⁇ 2 ⁇ / 3) ⁇ (2)
  • the angle ⁇ c included in the above equations (1) and (2) is different from the angle ⁇ obtained by the angle calculation unit 24 (hereinafter, referred to as a detected angle ⁇ a ⁇ ⁇ to be distinguished from other angles).
  • the angle is a predetermined angle in the direction opposite to the rotor rotation direction of the brushless motor 1 with respect to the detected angle ⁇ a, that is, an angle at an earlier point in time.
  • a method for calculating the angle ⁇ c will be described in detail.
  • the angle ⁇ b ⁇ shown in FIG. 4 will be described later.
  • the relationship of the above formulas (1) and (2) represents the relationship between the detected current value and the detected angle at the same time point.
  • the microcomputer 20 may share one (or a set of plural) A / D converters for current detection and angle detection. .
  • the current value from the current sensor 14 is obtained by A / D conversion, and then the detected angle ⁇ a from the angle calculation unit 24 is obtained by A / D conversion. Therefore, in this case, the angle detection time tc of the angle calculation unit 24 that should be the same time as the current detection time from the current sensor 14 is earlier than the actual angle detection time ta.
  • the current value from the current sensor 14 is acquired by A / D conversion after the detection angle ⁇ a from the angle calculation unit 24 is acquired by A / D conversion in the reverse order.
  • ⁇ c ⁇ a + T1 ⁇ ⁇ (3) ′
  • the angular velocity ⁇ can be obtained by differentiating the detected angle in the angle calculation unit 24. Further, for example, a detected angle before a predetermined time may be stored, a difference between the stored value and the detected angle may be calculated, and a predetermined value corresponding to the calculated value may be used as a value corresponding to the angular velocity ⁇ .
  • the three-phase / dq axis conversion unit 25 detects the detection deviation amount corresponding to the time difference between the detection time of the angle and the detection time of the current by the current sensor 14 with respect to the detection angle ⁇ a by the angle calculation unit 24.
  • T1 ⁇ ⁇ is added or subtracted, and the detected current values iu ⁇ , iv, iw on the three-phase AC coordinate axis detected by the current sensor 14 based on the corrected detection angle ⁇ c obtained as a result are d-axis on the dq coordinate axis. It converts into detection current id and q-axis detection current iq.
  • the converted d-axis detection current id and q-axis detection current iq are supplied to the feedback control unit 22.
  • the command current calculation unit 21 obtains a d-axis current and a q-axis current to be supplied to the brushless motor 1 based on the steering torque T after phase compensation (output signal of the phase compensator 11) and the vehicle speed S (hereinafter, the former is referred to as the former).
  • d-axis command current id * the latter is called q-axis command current iq *).
  • the command current calculation unit 21 has a built-in table (hereinafter referred to as an assist map) that stores the correspondence between the steering torque T and the command current using the vehicle speed S as a parameter, and refers to the assist map. To obtain the command current.
  • id * and q-axis command current iq * can be obtained.
  • the obtained d-axis command current id * and q-axis command current iq * are given to the feedback control unit 22.
  • the q-axis command current iq * obtained by the command current calculation unit 21 is a signed current value, and the sign indicates the direction of steering assistance. For example, when the sign is positive, steering assistance for turning to the right is performed, and when the sign is minus, steering assistance for turning to the left is performed.
  • the d-axis command current id * is typically set to zero.
  • the feedback control unit 22 adjusts the current deviation between the d-axis command current id * and the d-axis detection current id ⁇ and the current deviation between the q-axis command current iq * and the q-axis detection current iq ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ to zero.
  • a well-known proportional-integral operation is performed on the deviation to obtain a d-axis voltage and a q-axis voltage to be supplied to the brushless motor 1 (hereinafter, the former is referred to as a d-axis command voltage vd and the latter is referred to as a q-axis command voltage vq).
  • the d-axis detection current id does not contribute to the generation of motor torque, the d-axis detection current id is generally controlled to be zero. However, when so-called field-weakening control (field-weakening control) is performed, the d-axis detection current is It is controlled to flow id.
  • the dq axis / 3-phase conversion unit 23 converts the d-axis command voltage vd and the q-axis command voltage vq obtained by the feedback control unit 22 into a command voltage on the three-phase AC coordinate axis. More specifically, the dq-axis / three-phase conversion unit 23 uses the following equations (4) to (6) based on the d-axis command voltage vd and the q-axis command voltage vq to determine the u-phase command voltage Vu and v-phase command. The voltage Vv and the w-phase command voltage Vw are obtained.
  • Vu ⁇ (2/3) ⁇ ⁇ vd ⁇ cos ⁇ b ⁇ vq ⁇ sin ⁇ b ⁇ (4)
  • Vv ⁇ (2/3) ⁇ ⁇ vd ⁇ cos ( ⁇ b ⁇ 2 ⁇ / 3) ⁇ vq ⁇ sin ( ⁇ b ⁇ 2 ⁇ / 3) ⁇ (5)
  • Vw -Vu-Vv (6)
  • the angle ⁇ b included in the above equations (4) and (5) is different from the detection angle ⁇ a obtained by the angle calculation unit 24, and as shown in FIG. 4, the brushless motor 1 with respect to the detection angle ⁇ a. This is an angle advanced by a predetermined angle in the rotor rotation direction, that is, an angle at a time point later in time.
  • a method for calculating the angle ⁇ b will be described in detail.
  • the relationship of the above equations (4) and (5) represents the relationship between the command voltage and the detection angle at the same time.
  • the command voltage indicates the duty ratio of the PWM signal to be output by the three-phase / PWM modulator 12. Therefore, it can be said that the current corresponding to the PWM signal flows through the three-phase winding of the brushless motor 1 and the time when the rotor of the brushless motor 1 rotates is the time when the command voltage should be used for control. Therefore, the angle detection time tb of the angle calculation unit 24 that should be the same time as the time when control is to be performed by the command voltage is a time later than the actual angle detection time ta.
  • the rotational angular velocity ⁇ of the brushless motor 1 is determined from the time point ta.
  • T2 ta to tb
  • the rotational angular velocity ⁇ of the brushless motor 1 is determined from the time point ta.
  • the time point at which control is to be performed based on the command voltage is specifically a time point after the time point when the voltage is applied to the brushless motor 1 by the motor drive circuit 13, for example, from the current sensor 14. A time point at which the next current value is acquired or a time point immediately before it is preferable.
  • the dq-axis / three-phase conversion unit 23 uses the voltage at the level indicated by the command value and the angle detection time by the angle calculation unit 24 with respect to the detection angle ⁇ a by the angle calculation unit 24.
  • the detection deviation amount T2 ⁇ ⁇ corresponding to the time difference from the time when the motor 1 is driven is added, and the d-axis command voltage vd and the q-axis command voltage vq are converted to the u phase based on the corrected detection angle ⁇ b obtained as a result of the addition.
  • the command voltage Vu, v-phase command voltage Vv and w-phase command voltage VwV are converted.
  • the converted u-phase command voltage Vu, v-phase command voltage Vv and w-phase command voltage Vw are based on a power supply voltage detected by a voltage detector of a power supply (not shown), which is a three-phase / PWM modulator 12. Is output to the three-phase / PWM modulator 12 as a voltage signal indicating the duty ratio of the PWM signal to be output.
  • the microcomputer 20 obtains the command currents id * and iq * on the dq coordinate axis, converts the detected current values iu, iv, and iw on the three phases into the detected currents id and iq on the dq coordinate axis, It functions as a motor drive control means that performs processing for obtaining command voltages vdv and vq on the dq coordinate axis and processing for converting the command voltages vd and vq on the dq coordinate axis into three-phase command voltages Vu, Vv, and Vw.
  • the three-phase / PWM modulator 12 outputs three types of PWM signals based on voltage signals indicating duty ratios corresponding to the three-phase command voltages Vu, Vv, and Vw given from the microcomputer 20. Thereby, a sinusoidal current corresponding to the command voltage of each phase flows through the three-phase winding of the brushless motor 1, and the rotor of the brushless motor 1 rotates. Accordingly, a torque corresponding to the current flowing through the brushless motor 1 is generated on the rotating shaft of the brushless motor 1. The generated torque is used for steering assistance.
  • the detection deviation amount corresponding to the time difference between the detection angle ⁇ a by the angle calculation unit 24 and the current detection time point Is converted on the basis of the corrected detection angle ⁇ c obtained by adding or subtracting, and the dq axis / 3-phase conversion unit 23 detects the time corresponding to the time difference between the detection angle ⁇ a and the time when the brushless motor 1 is driven. Conversion is performed based on the correction detection angle ⁇ b obtained by adding the deviation amount.
  • the detection of the rotation angle of the motor is influenced by the delay due to the calculation time, the detection timing deviation from the detection value other than the angle, or the time deviation such as the control timing deviation. It can be eliminated by correcting the angle detected by the means, and the motor can be controlled with high accuracy.
  • the feedback control unit 22 performs the feedback control.
  • a known open loop control may be used instead.
  • the d-axis command voltage vd and the q-axis command voltage vq are calculated using the following equations (8) and (9).
  • Equations (8) and (9), ⁇ e is the angular velocity of the rotor, R is the circuit resistance including the armature winding resistance, Ld is the d-axis self-inductance, Lq is the q-axis self-inductance, ⁇ is U, ⁇ (3/2) times the maximum value of the number of interlinkage magnetic fluxes of the V and W phase armature windings, and P is a differential operator. Of these, R, Ld, Lq and ⁇ are treated as known parameters.
  • the angular velocity of the rotor is required for the control. Therefore, when this angular velocity is obtained by differentiating from the detected angle ⁇ a by the angle calculation unit 24, the three-phase Similarly to the case of the / dq axis conversion unit 25, the angular velocity may be calculated based on the corrected detection angle ⁇ c obtained by correcting the detection angle ⁇ a by the angle calculation unit 24. Note that the correction detection angle may be calculated in consideration of the time required for the differential operation. Even when a sensor or the like that directly detects the angular velocity is provided, it can be considered as described above.
  • the above equation (8) is expressed. Since the d-axis command voltage vd is calculated using the angular velocity, the angular velocity is similarly used. Accordingly, in this case as well, the angular velocity may be calculated based on the corrected detection angle ⁇ c obtained by correcting the detection angle ⁇ a by the angle calculation unit 24 as in the case of the three-phase / dq axis conversion unit 25.
  • the three-phase / The angular velocity is calculated based on the corrected detection angle obtained by correcting the detection angle ⁇ a by the angle calculation unit 24 in the same manner as in the dq axis conversion unit 25 or the dq axis / 3-phase conversion unit 23 (or further considering the calculation time). May be.

Abstract

　角度算出部はロータの角度θa を求め、３相／ｄｑ軸変換部は検出角度θa に対して電流検出時点との検出ずれ量を加算または減算した補正検出角度θc に基づく変換を行ってｄｑ座標軸上の検出電流ｉd 、ｉq を出力する。指令電流算出部は、操舵トルクＴと車速Ｓに基づき、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉd*、ｉq*を求める。フィードバック制御部は、指令電流ｉd* 、ｉq* と検出電流ｉd 、ｉq に基づき、ｄｑ座標軸上の指令電圧ｖd 、ｖq を求め、ｄｑ軸／３相変換部は、検出角度θa に対してモータ駆動時点との検出ずれ量を加算した補正検出角度θb に基づき指令電圧ｖd 、ｖq を３相の指令電圧に変換する。この指令電圧により上記ずれが解消され、高い精度でモータを駆動できる。

Description

モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
　本発明は、モータ制御装置、およびモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。
　従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。
　一般にモータ制御装置は、モータで発生するトルクを制御するために、モータに流れる電流を検出し、モータに供給すべき電流と検出した電流との差に基づきＰＩ制御（比例積分制御）を行う。このモータは、例えば３相ブラシレスモータであって、モータ制御装置には、２相以上の電流を検出するために、２個または３個の電流センサが設けられる。また、詳しくは後述するｄｑ軸／３相変換や各種演算等に使用するため、レゾルバやホールＩＣなどのモータの回転角度を検出するための検出器が設けられている。
　なお、本願発明に関連して、特開平９－３３１６９３号公報、特開２００６－５６４７３号公報には、モータの回転角検出器や角速度検出器を使用することなくモータ回転角を推定する構成が開示されている。また、特開２００７－１１８８２３号公報、特開２００８－３７３９９号公報には、モータ回転角検出手段に異常がある場合にモータの回転角を推定する構成が開示されている。
　以上のように、従来のモータ制御装置には、モータ回転角の検出手段が設けられていることが多いが、設けられていない場合にのみ（または故障している場合にのみ）モータ回転角を推定する手段が設けられることがある。
　しかしながら、モータの回転角検出手段により検出される角度は、時々刻々と変化するので、モータの回転角検出手段が設けられている場合であっても、その検出角度はモータの制御時点において必ずしも正確な角度であるとは言えない。演算時間による遅れ、検出タイミングのずれ、または制御タイミングのずれなどが生じるからである。したがって、モータの回転角検出手段により検出される角度によりモータの制御を精度良く行えないことがある。
　そこで、本発明は、モータ回転角の検出結果に基づきモータの制御を精度良く行うことができるモータ制御装置、およびこれを備えた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
　第１の発明は、ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置であって、
　前記ブラシレスモータにおけるロータの回転角度を検出する角度検出手段と、
　前記ブラシレスモータの駆動のための指令電圧のレベルを示す指令値を求める駆動制御手段と、
　前記駆動制御手段で求めた前記指令値により示されるレベルの電圧を用いて前記ブラシレスモータを駆動するモータ駆動手段とを備え、
　前記駆動制御手段は、前記角度検出手段により検出される角度に対して、前記角度検出手段による前記角度の検出時点からの時間的なずれに対応する検出ずれ量を加算または減算することにより得られる補正検出角度に基づき、前記指令値を求めることを特徴とする。
　第２の発明は、第１の発明において、
　前記駆動制御手段は、前記角度検出手段による前記角度の検出時点と前記指令値により示されるレベルの電圧を用いて前記ブラシレスモータを駆動する時点との時間差に対応する第１の検出ずれ量を前記検出角度に加算することにより得られる第１の補正検出角度に基づき、ｄｑ座標軸上の指令電圧を３相の指令電圧に変換するｄｑ軸／３相変換手段を含むことを特徴とする。
　第３の発明は、第１または第２の発明において、
　前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
　前記駆動制御手段は、前記角度検出手段による前記角度の検出時点と前記電流検出手段による前記電流の検出時点との時間差に対応する第２の検出ずれ量を前記検出角度から加算または減算することにより得られる第２の補正検出角度に基づき、前記電流検出手段により検出される３相の電流検出値をｄｑ座標軸上の電流検出値に変換する３相／ｄｑ軸変換手段を含むことを特徴とする。
　第４の発明は、第１から第３までのいずれか１つの発明に係るモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置である。
　上記第１の発明によれば、角度検出手段による角度の検出時点からの時間的なずれに対応する検出ずれ量を検出角度に対して加算または減算することにより得られる補正検出角度に基づき指令値が求められるので、例えば演算時間による遅れ、角度以外の検出値との検出タイミングのずれ、または制御タイミングのずれなどの時間的なずれによる影響を解消することができ、モータの制御を精度良く行うことができる。
　上記第２の発明によれば、角度検出手段による角度の検出時点と指令値により示されるレベルの電圧を用いてブラシレスモータを駆動する時点との時間差に対応する第１の検出ずれ量を検出角度に対して加算した第１の補正検出角度に基づき変換を行うので、上記時間差（制御タイミングのずれ）の影響を解消することができ、モータの制御を精度良く行うことができる。
　上記第３の発明によれば、角度検出手段による角度の検出時点と電流検出手段による電流の検出時点との時間差に対応する第２の検出ずれ量を検出角度に対して加算または減算した第２の補正検出角度に基づき変換を行うので、上記時間差（検出タイミングのずれ）の影響を解消することができ、モータの制御を精度良く行うことができる。
　上記第４の発明によれば、高い精度でモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができるので、スムーズな操舵補助が可能となる。
本発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示すブロッ　　ク図である。 上記実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 上記実施形態の３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示　　す図である。 上記実施形態の３相ブラシレスモータにおけるロータの検出角度と補正後の　　検出角度との関係を示す図である。
符号の説明
　１０…電子制御ユニット（ＥＣＵ）、１３…モータ駆動回路、２０…マイコン
　以下、本発明の一実施形態について添付図面を参照して説明する。
＜１．　電動パワーステアリング装置の全体的な構成＞
　図１は、本発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および、電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、ＥＣＵという）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。
　図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。
　電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバやホールＩＣなどで構成される。
　ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。
　この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。
　本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、本実施形態に係る電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。
＜２．　モータ制御装置の全体的な構成＞
　図２は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、および、電流センサ１４を備えている。
　ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。
　３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３とは、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めたレベルの電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の電圧のレベルに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成するため、上記デューティ比に対応する電圧信号をマイコン２０から受け取り、上記デューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ－ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ－ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ－ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流）が供給される。このようにモータ駆動回路１３は、複数のスイッチング素子を有し、ブラシレスモータ１に電流を供給するスイッチング回路として機能する。
　電流センサ１４は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電流センサ１４は、例えば抵抗体またはホール素子などで構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に各相ごとに１個ずつの合計３個が設けられる。図２に示す例では、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。電流センサ１４で検出された３相の検出電流値ｉu 、ｉv 、ｉw は、マイコン２０に入力される。
　マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流算出部２１、フィードバック制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、および３相／ｄｑ軸変換部２５として機能する。マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す指令電流値とブラシレスモータ１の検出電流値との偏差がゼロになるよう、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧（以下、指令電圧という）のレベルを求める。以下、このマイコン２０が動作することにより実現される各部の機能について詳しく説明する。
＜３．　マイコンの動作＞
　マイコン２０に含まれる機能要素としての角度算出部２４は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下、角度θという）を求める。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が角度θとなる。
　３相／ｄｑ軸変換部２５は、電流センサ１４で検出された３相交流座標軸上の検出電流値ｉu 、ｉv と角度算出部２４で算出した角度θと基づき、次式（１）と（２）とを用いて、ｄｑ座標軸上のｄ軸検出電流ｉd およびｑ軸検出電流ｉq を算出する。
　　ｉd＝√２×｛ｉv×ｓｉｎθc－ｉu×ｓｉｎ（θc－２π／３）｝　 …（１）
　　ｉq＝√２×｛ｉv×ｃｏｓθc－ｉu×ｃｏｓ（θc－２π／３）｝　 …（２）
　ここで、上式（１）と（２）に含まれる角度θc は、角度算出部２４で求めた角度θ（以下ではその他の角度と区別するために検出角度θa と表す）とは異なり、図４に示されるように、検出角度θa に対してブラシレスモータ１のロータ回転方向と逆の方向へ所定の角度だけ戻った角度、すなわち時間的に早い時点の角度である。以下、この角度θc の算出方法について詳しく説明する。なお、図４に示される角度θb については後述する。
　まず上式（１）と（２）の関係は、同一時点における検出電流値と検出角度との関係を表すものである。しかし、マイコン２０は、内蔵するＡ／Ｄ変換器の個数に限りがあることから、１つ（または複数で１組）のＡ／Ｄ変換器を電流検出と角度検出とで共用することがある。この場合には、電流センサ１４からの電流値をＡ／Ｄ変換して取得した後に、角度算出部２４からの検出角度θa をＡ／Ｄ変換して取得することが多い。したがってこの場合には、電流センサ１４からの電流検出時点と同一時点となるべき角度算出部２４の角度検出時点ｔｃは、実際の角度検出時点ｔａよりも早い時点となる。
　そこで、この時間差Ｔ１（＝ｔｃ～ｔａ）だけ早い時点の角度算出部２４からの検出角度θc を現時点での検出角度θa から算出するためには、ブラシレスモータ１の回転角速度ωが上記時点ｔｃから上記時点ｔａまでの間でほぼ一定であるものとするとき、次式（３）のように表すことができる。
　　θc ＝θa －Ｔ１×ω　　…（３）
　また、上記とは逆の順番で、すなわち角度算出部２４からの検出角度θa をＡ／Ｄ変換して取得した後に、電流センサ１４からの電流値をＡ／Ｄ変換して取得する場合であっても同様に考えることができる。この場合には、図４に示される場合とは異なり、電流センサ１４からの電流検出時点と同一時点となるべき角度算出部２４の角度検出時点ｔｃ’は、実際の角度検出時点ｔａよりも遅い時点となる。そこで、この時間差Ｔ１（＝ｔａ～ｔｃ’）だけ遅い時点の角度算出部２４からの検出角度θc を現時点での検出角度θa から算出するためには、ブラシレスモータ１の回転角速度ωが上記時点ｔａから上記時点ｔｃ’までの間でほぼ一定であるものとするとき、次式（３）’のように表すことができる。
　　θc ＝θa ＋Ｔ１×ω　　…（３）’
　なお、上記角速度ωは、角度算出部２４における検出角度を微分することにより得ることができる。また、例えば所定時間前の検出角度を記憶して当該記憶値と検出角度との差を算出し、当該算出値に対応する予め定められた値を角速度ωに相当する値として用いてもよい。
　以上のように、３相／ｄｑ軸変換部２５は、角度算出部２４による検出角度θa に対して、その角度の検出時点と電流センサ１４による電流の検出時点との時間差に対応する検出ずれ量であるＴ１×ωを加算または減算し、その結果得られる補正検出角度θc に基づき、電流センサ１４で検出された３相交流座標軸上の検出電流値ｉu 、ｉv 、ｉw をｄｑ座標軸上のｄ軸検出電流ｉd およびｑ軸検出電流ｉq に変換する。変換されたｄ軸検出電流ｉd およびｑ軸検出電流ｉq は、フィードバック制御部２２に与えられる。
　指令電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電流とｑ軸電流を求める（以下、前者をｄ軸指令電流ｉd*、後者をｑ軸指令電流ｉq*という）。より詳細には、指令電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流との対応づけを記憶したテーブル（以下、アシストマップという）を内蔵しており、アシストマップを参照して指令電流を求める。アシストマップを用いることにより、ある大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸指令電流ｉd*とｑ軸指令電流ｉq*を求めることができる。求められたｄ軸指令電流ｉd*とｑ軸指令電流ｉq*はフィードバック制御部２２に与えられる。
　なお、指令電流算出部２１で求めるｑ軸指令電流ｉq*は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。また、ｄ軸指令電流ｉd*は、典型的にはゼロに設定される。
　フィードバック制御部２２は、ｄ軸指令電流ｉd* とｄ軸検出電流ｉd との電流偏差、およびｑ軸指令電流ｉq* とｑ軸検出電流ｉq との電流偏差がそれぞれゼロになるよう、これらの電流偏差に対して周知の比例積分演算を行い、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電圧とｑ軸電圧を求める（以下、前者をｄ軸指令電圧ｖd 、後者をｑ軸指令電圧ｖq という）。
　もっとも、ｄ軸検出電流ｉd はモータトルクの発生に寄与しないので一般的にはゼロになるよう制御されることが多いが、いわゆる弱め磁束制御（弱め界磁制御）が行われる場合にはｄ軸検出電流ｉd を流すよう制御される。
　ｄｑ軸／３相変換部２３は、フィードバック制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq を３相交流座標軸上の指令電圧に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２３は、ｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq に基づき、次式（４）～（６）を用いてｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw を求める。
　　Ｖu＝√（２／３）×｛ｖd×ｃｏｓθb－ｖq×ｓｉｎθb｝　 …（４）
　　Ｖv＝√（２／３）×｛ｖd×ｃｏｓ（θb－２π／３）
　　　　　　　　　　　 －ｖq×ｓｉｎ（θb－２π／３）｝　　 …（５）
　　Ｖw＝－Ｖu－Ｖv　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 …（６）
　ここで、上式（４）と（５）に含まれる角度θb は、角度算出部２４で求めた検出角度θa とは異なり、図４に示されるように、検出角度θa に対してブラシレスモータ１のロータ回転方向へ所定の角度だけ進んだ角度、すなわち時間的に遅い時点の角度である。以下、この角度θb の算出方法について詳しく説明する。
　まず上式（４）と（５）の関係は、同一時点における指令電圧と検出角度との関係を表すものである。しかし、上記指令電圧は３相／ＰＷＭ変調器１２により出力されるべきＰＷＭ信号のデューティ比を指示するものである。よって、このＰＷＭ信号に応じた電流がブラシレスモータ１の３相巻線に流れ、ブラシレスモータ１のロータが回転する時点が指令電圧により制御を行うべき時点であると言える。したがって、上記指令電圧により制御を行うべき時点と同一時点となるべき角度算出部２４の角度検出時点ｔｂは、実際の角度検出時点ｔａよりも遅い時点となる。
　そこで、この時間差Ｔ２（＝ｔａ～ｔｂ）だけ遅い時点の角度算出部２４からの検出角度θb を現時点での検出角度θa から算出するためには、ブラシレスモータ１の回転角速度ωが上記時点ｔａから上記時点ｔｂまでの間でほぼ一定であるものとするとき、次式（７）のように表すことができる。
　　θb ＝θa ＋Ｔ２×ω　　…（７）
　ここで上記角速度ωは、角度算出部２４における検出角度を微分することにより得ることができることは前述した。
　なお、上記指令電圧により制御を行うべき時点（すなわち角度検出時点ｔｂ）は、具体的にはモータ駆動回路１３によりブラシレスモータ１へ電圧が印加される時点よりも後の時点、例えば電流センサ１４から次の電流値が取得される時点またはその直前の時点などが好ましい。
　以上のように、ｄｑ軸／３相変換部２３は、角度算出部２４による検出角度θa に対して、角度算出部２４による角度の検出時点と、指令値により示されるレベルの電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動する時点との時間差に対応する検出ずれ量であるＴ２×ωを加算し、加算した結果得られる補正検出角度θb に基づき、ｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq をｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw に変換する。変換されたｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw は、図示されない電源（ここではバッテリ）の電圧検出器により検出された電源電圧に基づき、３相／ＰＷＭ変調器１２により出力されるべきＰＷＭ信号のデューティ比を指示する電圧信号として３相／ＰＷＭ変調器１２に出力される。
　このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉd* 、ｉq* を求める処理と、３相の検出電流値ｉu 、ｉv 、ｉw をｄｑ座標軸上の検出電流ｉd 、ｉq に変換する処理と、ｄｑ座標軸上の指令電圧ｖd 、ｖq を求める処理と、ｄｑ座標軸上の指令電圧ｖd 、ｖq を３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に変換する処理とを行うモータの駆動制御手段として機能する。
　３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０から与えられる３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に応じたデューティ比を指示する電圧信号に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の指令電圧に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは、操舵補助に用いられる。
＜４．　効果＞
　以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、３相／ｄｑ軸変換部２５において、角度算出部２４による検出角度θa に対して電流の検出時点との時間差に対応する検出ずれ量を加算または減算することにより得られる補正検出角度θc に基づき変換を行い、ｄｑ軸／３相変換部２３において、上記検出角度θa に対してブラシレスモータ１を駆動する時点との時間差に対応する検出ずれ量を加算することにより得られる補正検出角度θb に基づき変換を行う。
　したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、演算時間による遅れ、角度以外の検出値との検出タイミングのずれ、または制御タイミングのずれなどの時間的なずれによる影響をモータの回転角検出手段により検出される角度を補正することによって解消することができ、モータの制御を精度良く行うことができる。
　また、このモータ制御装置を備える電動パワーステアリング装置によれば、高い精度でモータが駆動されるので、所望のモータ出力を得ることができ、スムーズな操舵補助が可能となる。
＜５．　変形例＞
　上記実施形態ではフィードバック制御部２２によるフィードバック制御がなされる構成であるが、これに代えて周知のオープンループ制御がなされる構成であってもよい。このオープンループ制御では、ｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq は、次式（８）と（９）を用いて算出される。
　　ｖd＝（Ｒ＋ＰＬd）ｉd*－ωeＬqｉq*　　　　…（８）
　　ｖq＝（Ｒ＋ＰＬq）ｉq*＋ωeＬdｉd*＋ωeΦ …（９）
　ただし、式（８）と（９）において、ωe はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌd はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌq はｑ軸の自己インダクタンス、ΦはＵ、Ｖ、Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌd 、Ｌq およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。
　このように、オープンループ制御が行われる場合には、制御にロータの角速度が必要となるので、この角速度を角度算出部２４による検出角度θa に対して微分することにより得る場合には、３相／ｄｑ軸変換部２５における場合と同様に角度算出部２４による検出角度θa を補正した補正検出角度θc に基づき、角速度を算出してもよい。なお、微分演算に必要な時間をさらに考慮して、上記補正検出角度が算出されてもよい。また、角速度を直接検出するセンサ等が設けられる場合であっても、上記と同様に考えることができる。
　また、上記オープンループ制御が行われる場合のみならず、上記実施形態のフィードバック制御が行われる場合であっても、弱め磁束（弱め界磁）制御が行われる場合には、上式（８）を用いてｄ軸指令電圧ｖd が算出されるので、同様に角速度が使用される。したがって、この場合にも、３相／ｄｑ軸変換部２５における場合と同様に角度算出部２４による検出角度θa を補正した補正検出角度θc に基づき、角速度を算出してもよい。
　さらに、角度算出部２４による検出角度θa （またはその微分値である角速度やその２階微分値である角加速度）を用いた周知の制御のための各種演算が行われる場合には、３相／ｄｑ軸変換部２５またはｄｑ軸／３相変換部２３における場合と同様に（または演算時間等をさらに考慮して）角度算出部２４による検出角度θa を補正した補正検出角度に基づき、角速度を算出してもよい。

Claims (4)

  1. 　ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置であって、
    　前記ブラシレスモータにおけるロータの回転角度を検出する角度検出手段と、
    　前記ブラシレスモータの駆動のための指令電圧のレベルを示す指令値を求める駆動制御手段と、
    　前記駆動制御手段で求めた前記指令値により示されるレベルの電圧を用いて前記ブラシレスモータを駆動するモータ駆動手段とを備え、
    　前記駆動制御手段は、前記角度検出手段により検出される角度に対して、前記角度検出手段による前記角度の検出時点からの時間的なずれに対応する検出ずれ量を加算または減算することにより得られる補正検出角度に基づき、前記指令値を求めることを特徴とする、モータ制御装置。
  2. 　前記駆動制御手段は、前記角度検出手段による前記角度の検出時点と前記指令値により示されるレベルの電圧を用いて前記ブラシレスモータを駆動する時点との時間差に対応する第１の検出ずれ量を前記検出角度に加算することにより得られる第１の補正検出角度に基づき、ｄｑ座標軸上の指令電圧を３相の指令電圧に変換するｄｑ軸／３相変換手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
    　前記駆動制御手段は、前記角度検出手段による前記角度の検出時点と前記電流検出手段による前記電流の検出時点との時間差に対応する第２の検出ずれ量を前記検出角度から加算または減算することにより得られる第２の補正検出角度に基づき、前記電流検出手段により検出される３相の電流検出値をｄｑ座標軸上の電流検出値に変換する３相／ｄｑ軸変換手段を含むことを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のモータ制御装置を備えた、電動パワーステアリング装置。
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