JP5092760B2 - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置、および、そのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。

従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。

一般にモータ制御装置は、モータで発生するトルクを制御するために、モータに流れる電流を検出し、モータに供給すべき電流と検出した電流との差に基づきＰＩ制御（比例積分制御）を行う。３相ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置には、２相以上の電流を検出するために、２個または３個の電流センサが設けられる。

なお、本願発明に関連して、特許文献１には、モータの回路方程式を用いてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を求めることが開示されている。また、特許文献２には、モータの温度に応じてｄ軸電流指令値を補正することが開示されている。
特開２００１−１８７５７８号公報 特開２０００−１８４７７３号公報

電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置では、電流センサは１００Ａ以上の大電流を検出する必要がある。この電流センサは、サイズが大きく、電動パワーステアリング装置の制御装置の小型化を妨げている。このため、電動パワーステアリング装置などに含まれるモータ制御装置では、電流センサの削減が課題とされている。電流センサを削減できれば、モータ制御装置のコストや消費電力も低減できる。

電流センサを削減する方法としては、電流センサを１個に削減し、従来と同様のフィードバック制御を行う方法や、電流センサをすべて除去し、モータの回路方程式に従いオープンループ制御を行う方法などが考えられる。

これらのうち前者の方法には、モータのロータの回転位置によっては、１個の電流センサではフィードバック制御に必要な複数相の電流を検出できないことがあり、モータの制御が不連続になるという問題がある。これに対し、後者の方法では、このような問題は生じない。しかし、後者の方法には、電流についてのフィードバック制御の場合とは異なり、下記の要因によって相間で抵抗値に差が生じるとモータの出力トルクにリップル（「トルクリップル」と呼ばれる）が発生するという問題がある。
ｉ）フェイルセーフ用に２相にリレーを配置することでリレーの接点抵抗分の抵抗差が発生する。
ii）モータ制御装置とモータを接続するためのコネクタの接触抵抗が相間で異なる。

特に電動パワーステアリング装置では、操舵フィーリング向上の観点からモータの出力トルクの滑らかさが重要視されるので、このようなトルクリップルの発生を抑制することが求められている。

それ故に、本発明の目的は、相間での抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制されるようにブラシレスモータを駆動することができるモータ制御装置を提供することである。また、本発明の他の目的は、そのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を提供することである。

第１の発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置であって、
前記ブラシレスモータに印加すべき相電圧を示す相電圧指令値を求める制御演算手段と、
前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記ブラシレスモータにおけるロータの回転位置を検出する回転位置検出手段と、
前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸またはｄ軸成分のｑ軸またはｄ軸指令値に対する比の前記ブラシレスモータの電気角に関する２次高調波成分が示す、当該比の当該電気角に対する依存性が低減されるように、前記電流検出手段の検出結果および前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記相電圧指令値を補正する補正手段と、
前記補正手段による補正後の相電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段と
を備えることを特徴とする、モータ制御装置。

第２の発明は、第１の発明において、
前記制御演算手段は、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電圧指令値として算出し、当該ｑ軸およびｄ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の各相成分に変換することにより前記相電圧指令値を求め、
前記補正手段は、
前記電流検出手段の検出結果に基づき、前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸成分の前記ｑ軸電圧指令値に対する比および前記ブラシレスモータに流れる電流のｄ軸成分の前記ｄ軸電圧指令値に対する比の少なくとも一方を算出し、当該算出された比を前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記ブラシレスモータの電気角に対応づけて角度依存性データとして記憶するデータ取得手段と、
前記角度依存性データに基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する補正係数決定手段と、
前記補正係数決定手段により決定された補正係数に基づき前記相電圧指令値を補正する補正実行手段とを含むことを特徴とする。

第３の発明は、第１の発明において、
前記制御演算手段は、前記ブラシレスモータに流すべき電流のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電流指令値として決定し、当該ｑ軸およびｄ軸電流指令値に基づき、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電圧指令値として算出し、当該ｑ軸およびｄ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の各相成分に変換することにより前記相電圧指令値を求め、
前記補正手段は、
前記電流検出手段の検出結果に基づき、前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸成分の前記ｑ軸電流指令値に対する比および前記ブラシレスモータに流れる電流のｄ軸成分の前記ｄ軸電流指令値に対する比の少なくとも一方を算出し、当該算出された比を前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記ブラシレスモータの電気角に対応づけて角度依存性データとして記憶するデータ取得手段と、
前記角度依存性データに基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する補正係数決定手段と、
前記補正係数決定手段により決定された補正係数に基づき前記相電圧指令値を補正する補正実行手段とを含むことを特徴とする。

第４の発明は、第１の発明において、
前記補正手段は、前記電流検出手段により得られる電流の検出値が予め決められた閾値よりも小さいときに前記電流検出手段および前記回転位置検出手段により得られる電流および回転位置の検出値に基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正することを特徴とする。

第５の発明は、第１の発明において、
前記補正手段は、前記ブラシレスモータのロータの角速度が予め決められた閾値以下であるときに前記電流検出手段および前記回転位置検出手段により得られる電流および回転位置の検出値に基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正することを特徴とする。

第６の発明は、車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
第１から第５の発明のいずれかの発明に係るモータ制御装置を備え、
前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする。

上記第１の発明によれば、ブラシレスモータに流れる電流（モータ電流）のｑ軸またはｄ軸成分の電気角に対する依存性が低減されるように相電圧指令値が補正されることにより、相間での抵抗値の差（相間抵抗差）によってモータ電流につき相間で生じる差が低減または解消され、相間抵抗差に起因してブラシレスモータで発生するトルクリップルが抑制される。

上記第２の発明によれば、ブラシレスモータに流れる電流（モータ電流）のｑ軸成分のｑ軸電圧指令値に対する比およびモータ電流のｄ軸成分のｄ軸電圧指令値に対する比の少なくとも一方が算出され、当該算出された比が電気角に対応づけて角度依存性データとして取得される。この角度依存性データは、モータ電流の電圧指令値に対する比に基づくデータであるので、ブラシレスモータへの印加電圧の変化によるモータ電流のｑ軸またはｄ軸成分への影響が除去されて当該モータ電流のｑ軸またはｄ軸成分の電気角への依存性を適切に示すものとなっている。このような角度依存性データに基づき、ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸またはｄ軸成分の電気角に対する依存性が低減されるように相電圧指令値が補正される。したがって、相間抵抗差に起因してブラシレスモータで発生するトルクリップルをより確実に抑制することができる。

上記第３の発明によれば、ブラシレスモータに流れる電流（モータ電流）のｑ軸成分のｑ軸電流指令値に対する比およびモータ電流のｄ軸成分のｄ軸電流指令値に対する比の少なくとも一方が算出され、当該算出された比が電気角に対応づけて角度依存性データとして取得される。この角度依存性データは、モータ電流の電流指令値に対する比に基づくデータであるので、ブラシレスモータに供給すべき電流の変化すなわち電流指令値の変化（またはそれに対応する印加電圧の変化）によるモータ電流のｑ軸またはｄ軸成分への影響が除去されて、当該モータ電流のｑ軸またはｄ軸成分の電気角への依存性を適切に示すものとなっている。このような角度依存性データに基づき、ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸またはｄ軸成分の電気角に対する依存性が低減されるように相電圧指令値が補正される。したがって、相間抵抗差に起因してブラシレスモータで発生するトルクリップルをより確実に抑制することができる。

上記第４の発明によれば、相電圧指令値を補正するために使用されるモータ電流の検出値およびモータのロータ回転位置の検出値は、モータ電流の検出値が予め決められた閾値よりも小さいときに取得される。すなわち、モータ電流が当該閾値よりも小さいために発熱による抵抗値の増大が少ないときに補正のための電流検出値および回転位置検出値が取得される。これにより、相間抵抗差が抵抗値に比べて相対的に大きいときに取得された電流検出値および回転位置検出値が相電圧指令値の補正に使用されるので、相間抵抗差を精度よく補償する補正が可能となり、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生をより確実に抑制することができる。

上記第５の発明によれば、相電圧指令値を補正するために使用されるモータ電流の検出値およびモータのロータ回転位置の検出値は、ブラシレスモータのロータの角速度が予め決められた閾値以下であるときに取得される。すなわち、逆起電力が小さく各相の抵抗への印加電圧が比較的大きいときに電流検出値および回転位置検出値が取得される。このような電流検出値および回転位置検出値を用いることにより、相間抵抗差を精度よく補償する補正が可能となり、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生をより確実に抑制することができる。

上記第６の発明によれば、操舵補助力を与えるブラシレスモータに印加すべき電圧を示す相電圧指令値が補正されることにより、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制されるので、操舵フィーリングの良好な電動パワーステアリング装置を提供することができる。

＜１．電動パワーステアリング装置＞
図１は、本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および、電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、ＥＣＵという）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。

図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。

電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバで構成される。

ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。

この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、各実施形態に係る電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。

＜２．第１の実施形態＞
図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、および、電流センサ１４を備えている。

ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる電圧指令値を求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。

３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３は、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めた電圧指令値の電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の電圧指令値に応じたデューティー比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ−ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）が供給される。

電流センサ１４は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電流センサ１４は、例えば抵抗体やホール素子で構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に１個だけ設けられる。図２に示す例では、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。

ブラシレスモータ１が回転している間、電流センサ１４で検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。ＰＷＭ信号の１周期内では、電流センサ１４によって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。３相の駆動電流の和はゼロになるので、２相の駆動電流の和に基づき、残り１相の駆動電流を求めることができる。したがって、ブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１４を用いて３相の駆動電流を検出することができる。電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a は、マイコン２０に入力される。

マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、角速度算出部２５、Φ算出部２６、データ取得部４１、補正係数決定部４２、および補正実行部４３として機能する。なお、指令電流算出部２１とオープンループ制御部２２とｄｑ軸／３相変換部２３は、ブラシレスモータ１を駆動するために使用される相電圧指令値を求める制御演算手段を構成する。

マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す電流指令値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧を示す電圧指令値を求める。

角度算出部２４は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下、角度θという）を求める。角速度算出部２５は、角度θに基づき、ブラシレスモータ１のロータの角速度ω_e を求める。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が角度θとなる。すなわち、角度算出部２４ではブラシレスモータ１における電気角θが求められる。

指令電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべき電流のｄ軸成分とｑ軸成分を求める（以下、前者の値をｄ軸電流指令値ｉ_d ^*、後者の値をｑ軸電流指令値ｉ_q ^*という）。より詳細には、指令電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流との対応づけを記憶したテーブル（以下、アシストマップという）を内蔵しており、アシストマップを参照して電流指令値を求める。アシストマップを用いることにより、或る大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべき電流を示すｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を求めることができる。

なお、指令電流算出部２１で求めるｑ軸電流指令値ｉ_q ^*は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。また、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*は、典型的にはゼロに設定される。

オープンループ制御部２２は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^* ，ｑ軸電流指令値ｉ_q ^* および角速度ω_e に基づき、ブラシレスモータ１に印加すべき電圧のｄ軸成分とｑ軸成分を求める（以下、前者の値をｄ軸電圧指令値ｖ_d 、後者の値をｑ軸電圧指令値ｖ_q という）。ｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q は、次式（１）と（２）に示すモータの回路方程式を用いて算出される。
ｖ_d＝（Ｒ＋ＰＬ_d）ｉ_d ^*−ω_eＬ_qｉ_q ^* …（１）
ｖ_q＝（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q ^*＋ω_eＬ_dｉ_d ^*＋ω_eΦ …（２）
ただし、式（１）と（２）において、ｖ_d はｄ軸電圧指令値、ｖ_q はｑ軸電圧指令値、ｉ_d ^*はｄ軸電流指令値、ｉ_q ^*はｑ軸電流指令値、ω_e はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌ_d はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌ_q はｑ軸の自己インダクタンス、ΦはＵ，Ｖ，Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌ_d 、Ｌ_q およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。なお、Ｒで示される回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗などが含まれる。この点は他の実施形態でも同様である。

ｄｑ軸／３相変換部２３は、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q を３相交流座標軸上の電圧指令値に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２３は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q に基づき、次式（３）〜（５）を用いてｕ相電圧指令値Ｖ_u 、ｖ相電圧指令値Ｖ_v およびｗ相電圧指令値Ｖ_w を求める。
Ｖ_u＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓθ−ｖ_q×ｓｉｎθ｝ …（３）
Ｖ_v＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−ｖ_q×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（４）
Ｖ_w＝−Ｖ_u−Ｖ_v …（５）
上記の式（３）と（４）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めた電気角である。なお、ｕ相電圧指令値Ｖ_u 、ｖ相電圧指令値Ｖ_v およびｗ相電圧指令値Ｖ_w を総称して「相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w 」ともいう。

データ取得部４１には、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a と、角度算出部２４で算出された電気角θと、オープンループ制御部２２で算出されたｑ軸電圧指令値ｖ_qとが入力される。データ取得部４１は、まず電流値ｉ_a に基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流（以下、前者の値をｕ相電流検出値ｉ_u 、後者の値をｖ相電流検出値ｉ_v という）を求め、これらをｄｑ座標軸上の電流値に変換する。より詳細には、データ取得部４１は、ｕ相電流検出値ｉ_u とｖ相電流検出値ｉ_v に基づき、次式（６）を用いてｑ軸電流検出値ｉ_q を求める。
ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ−ｉ_u×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝ …（６）

次にデータ取得部４１は、上記ｑ軸電流検出値ｉ_qのｑ軸電圧指令値ｖ_qに対する比（以下「対電圧ｑ軸電流ゲイン値」または「ｑ軸電流ゲイン値」という）ｉ_q／ｖ_qを、ｖ_q≠０のときに求め、このｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを電流センサ１４での電流検出時点に角度算出部２４で算出される電気角θと対応付けて、データ取得部４１内に記憶する。このようにしてデータ取得部４１は、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qが算出される毎にその時点の電気角と対応付けて当該ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを記憶していく。これにより、データ取得部４１内には、０〜３６０度の種々の電気角θに対するｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータ（以下「角度依存性データ」という）が得られる。なお後述のように、ｑ軸電流の電気角θへの依存性は２次高調波成分に基づくので、角度依存性データを取得する際の電気角θの範囲は０〜３６０度よりも狭い範囲、例えば９０〜２７０度の範囲でもよい（この点は、後述の変形例や他の実施形態においても同様）。

補正係数決定部４２は、上記のようにして得られた角度依存性データに基づき、補正実行部４３で後述のように相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w をそれぞれ補正するための補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを決定する。

補正実行部４３には、上記の補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wと、Φ算出部２６で算出された電機子巻線鎖交磁束数Φと、角速度算出部２５で算出された角速度ω_e とが入力され、当該補正実行部４３は、次式（７）〜（９）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。
Ｖ_uc ＝（Ｖ_u−ｅ_u）・ｇ_u＋ｅ_u …（７）
Ｖ_vc ＝（Ｖ_v−ｅ_v）・ｇ_v＋ｅ_v …（８）
Ｖ_wc ＝（Ｖ_w−ｅ_w）・ｇ_w＋ｅ_w …（９）
上記式（７）〜（９）において、ｅ_u ， ｅ_v ，ｅ_w は、それぞれ、ブラシレスモータ１におけるｕ相、ｖ相、ｗ相の逆起電力（誘起電圧）である。ところで、ブラシレスモータ１の逆起電力のｑ軸成分はω_eΦであり、ｄ軸成分は０である。そこで補正実行部４３は、これら逆起電力のｄ軸成分およびｑ軸成分を次式（１０）〜（１２）により３相交流座標軸上の逆起電力に変換し、その変換により得られる各相の逆起電力ｅ_u ， ｅ_v ，ｅ_w を用いて上記式（７）〜（９）に従って補正後の相電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wcを算出する。
ｅ_u＝√（２／３）×｛０×ｃｏｓθ−ω_eΦ×ｓｉｎθ｝ …（１０）
ｅ_v＝√（２／３）×｛０×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−ω_eΦ×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（１１）
ｅ_w＝−ｅ_u−ｅ_v …（１２）
なお式（１０）と（１１）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めた電気角である。

このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の電流指令値ｉ_d ^* ，ｉ_q ^* を求める処理と、モータの回路方程式に従いｄｑ座標軸上の電圧指令値ｖ_d ，ｖ_q を求める処理と、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値ｖ_d ，ｖ_q を相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w に変換する処理と、相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する処理とを行う。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた補正後の相電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wc に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の補正後の電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wc に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは操舵補助に用いられる。

Φ算出部２６には、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a と、角度算出部２４で算出された電気角θと、角速度算出部２５で算出された角速度ω_e とが入力される。Φ算出部２６は、まず電流値ｉ_a に基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流を求め（以下、前者の値をｕ相電流検出値ｉ_u 、後者の値をｖ相電流検出値ｉ_v という）を求め、これらを次式（１３）と（１４）を用いてｄｑ座標軸上の電流値に変換することにより、ｄ軸電流検出値ｉ_d とｑ軸電流検出値ｉ_q を求める。
ｉ_d＝√２×｛ｉ_v×ｓｉｎθ−ｉ_u×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（１３）
ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ−ｉ_u×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝ …（１４）

次に、Φ算出部２６は、ω_e ≠０のときに、ｑ軸電圧指令値ｖ_q 、ｄ軸電流検出値ｉ_d 、ｑ軸電流検出値ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式（１５）を用いて式（２）に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求める。
Φ＝｛ｖ_q−（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q−ω_eＬ_dｉ_d｝／ω_e …（１５）
なお、式（１５）は、式（２）のｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｑ軸電流指令値ｉ_q ^*にｄ軸電流検出値ｉ_d とｑ軸電流検出値ｉ_q を代入し、その式をΦについて解いたものである。

Φ算出部２６は、求めたΦ値をオープンループ制御部２２に対して出力する。オープンループ制御部２２は、式（２）を用いてｑ軸電圧指令値ｖ_q を求めるときに、Φ算出部２６で算出されたΦ値を使用する。このようにマイコン２０は、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求め、ｑ軸電圧指令値ｖ_q を求めるときにはそのΦ値を使用する。

Φ算出部２６は、ω_e ≠０である限り、任意のタイミングでΦ値を求めてもよい。Φ算出部２６は、例えば、所定の時間間隔でΦ値を求めてもよく、ブラシレスモータ１の駆動開始後に１回だけΦ値を求めてもよく、温度などの状態が変化したときにΦ値を求めてもよい。また、ω_e がゼロに近いときに求めたΦ値には誤差が発生しやすいので、Φ算出部２６は、ω_e が所定の閾値以上であるときに限りΦ値を求めることとしてもよい。

以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流指令値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御により電圧指令値を求めると共に、電流センサで検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるΦを求め、電圧指令値を求めるときにはそのΦ値を使用する。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、モータの回路方程式に含まれるΦ値が製造ばらつきや温度変化によって変動するときでも、電流センサで検出した電流値に基づきΦ値を求めることにより、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。

また、本実施形態に係るモータ制御装置には、電流センサは１個だけ設けられている。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、電流センサを削減することにより、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となる。さらに、本実施形態に係るモータ制御装置はオープンループ制御を行うので、１個の電流センサを用いてフィードバック制御を行うモータ制御装置とは異なり、モータの制御が不連続にならない。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、音や振動を抑制することができる。

＜２．１ 補正の原理＞
本実施形態では、電機子巻線抵抗を含む回路抵抗の値についてのｕ相，ｖ相，ｗ相の間での差（以下、この差を「相間抵抗差」という）に起因するトルクリップルの発生を抑制すべく相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正するために、補正部４０が設けられている。この補正部４０は、既述のデータ取得部４１と補正係数決定部４２と補正実行部４３から構成されており、補正実行部４３は、データ取得部４１および補正係数決定部４２により得られる補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを用いて既述の式（７）〜（９）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。以下、このような相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w の補正につき図４〜図６を参照して説明する。

図４は、この補正の原理を説明するための図であり、ブラシレスモータ１に流れる電流のｑ軸成分であるｑ軸電流と電気角θとの関係を示している。より詳しくは、相間抵抗差が無い場合のｑ軸電流ｉ_qoと電気角θとの関係、および、相間抵抗差が有る場合のｑ軸電流ｉ_qaと電気角θとの関係が示されている。いま、ｕ相，ｖ相，ｗ相についての電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を、それぞれ「ｕ相抵抗」、「ｖ相抵抗」、「ｗ相抵抗」といい（または、まとめて「相抵抗」と総称し）、それぞれ記号“Ｒｕ”，“Ｒｖ”，“Ｒｗ”で示すものとする。また、記号“Ｒｕ”，“Ｒｖ”，“Ｒｗ”は、ｕ相抵抗、ｖ相抵抗、ｗ相抵抗の値をもそれぞれ示すものとする。

図４に示すように、これらの相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの間に抵抗差が無い場合（Ｒｕ＝Ｒｖ＝Ｒｗ）すなわち相間抵抗差が無い場合のｑ軸電流ｉ_qoは、電気角θに関係なく一定の値（固定）となる。これに対し、相間抵抗差が有る場合のｑ軸電流ｉ_qaは、電気角θに依存する。より詳しくは、相間抵抗差が有る場合のｑ軸電流ｉ_qaは、図４に示すように、電気角θについての２次高調波成分を含む。これは、ブラシレスモータ１に印加される（正弦波状の）ｕ，ｖ，ｗ相電圧の振幅が互いに同一であっても、相間抵抗差が有る場合には、ブラシレスモータ１に流れるｕ，ｖ，ｗ相電流ｉ_u ，ｉ_v ，ｉ_w 間で振幅が相違するので、（６）式より得られるｑ軸電流ｉ_qは一定値に固定されず、電気角θについての２次高調波成分を含むからである。この２次高調波成分の振幅と位相は、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの間での抵抗値の大小関係に応じて異なる。

したがって、ブラシレスモータ１におけるｑ軸電流ｉ_qの位相に応じて相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正することにより、ｑ軸電流ｉ_qの電気角に対する依存性を低減または解消し、これにより、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生を抑制することができる。本実施形態における補正部４０は、このような原理に基づきトルクリップルを抑制すべく相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。以下、この補正方法の詳細につき説明する。

＜２．２ 補正方法＞
本実施形態では、既述のように補正部４０のデータ取得部４１により、ｑ軸電流検出値ｉ_qのｑ軸電圧指令値ｖ_qに対する比であるｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qが種々の電気角θについて求められ、０〜３６０度の種々の電気角θに対するｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータが角度依存性データとしてがデータ取得部４１内に記憶される。ここで、ｑ軸電流検出値ｉ_qではなくｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータを記憶するのは、ブラシレスモータ１への印加電圧の変化によるｑ軸電流への影響を除去して、ｑ軸電流の電気角θに対する依存性を示すデータを適切に取得するためである。

補正部４０の補正係数決定部４２では、上記のようにして取得された角度依存性データに基づき、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qが最大となる電気角（以下「ピーク電気角」という）θｐが求められ、このピーク電気角θｐに応じて、既述の式（７）〜（９）における補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wが決定される。なお、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qに含まれる電気角θについての２次高調波成分にはθ＝０〜３６０度の範囲で２つのピークが存在するが、本実施形態における補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wの決定には、θ＝９０〜２７０度の範囲に含まれるピーク電気角θｐが使用される。ただし、補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wの決定に使用される電気角θの範囲は、これに限定されるものではない。また、既述の式（７）〜（９）からわかるように、補正係数ｇ_x（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）の値が１のときには、当該相の抵抗Ｒｘに印加される電圧（の振幅）は補正前と同じであり、補正係数ｇ_x （ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）の値が１よりも大きいときには、当該相の抵抗Ｒｘに印加される電圧（の振幅）が補正前よりも大きくなる。

また、上記式（６）から次の事項が導かれる。すなわち、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗがＲｖ＞Ｒｗ，Ｒｕなる関係にあるときには、例えば図５（ａ）に示すようにθ＝９０〜１５０度の範囲にピーク電気角θｐが存在し、Ｒｕ＞Ｒｖ，Ｒｗなる関係にあるときには、例えば図５（ｂ）に示すようにθ＝１５０〜２１０度の範囲にピーク電気角θｐが存在し、Ｒｗ＞Ｒｕ，Ｒｖなる関係にあるときには、例えば図５（ｃ）に示すようにθ＝２１０〜２７０度の範囲にピーク電気角θｐが存在する。

そこで、本実施形態における補正係数決定部４２では、次のようにして補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wが決定される。なお以下において、角度依存性データに基づく補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wの決定が全くなされていない時点では、これらの補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wとして適切な初期値、例えば“１”（補正無しに相当する値）が設定されているものとする。

（Ａ１）９０［ｄｅｇ］≦θｐ＜１５０［ｄｅｇ］の場合
現時点のｖ相補正係数ｇ_vを大きくした値を新たにｖ相補正係数ｇ_vとする。これは、ｖ相電流とｕ相およびｗ相電流との振幅差を低減すべく、ｖ相抵抗Ｒｖへの印加電圧を補正前よりも大きくすることを意味する。
（Ａ２）１５０［ｄｅｇ］≦θｐ＜２１０［ｄｅｇ］の場合
現時点のｕ相補正係数ｇ_uを大きくした値を新たにｕ相補正係数ｇ_uとする。これは、ｕ相電流とｖ相およびｗ相電流との振幅差を低減すべく、ｕ相抵抗Ｒｕへの印加電圧を補正前よりも大きくすることを意味する。
（Ａ３）２１０［ｄｅｇ］≦θｐ＜２７０［ｄｅｇ］の場合
現時点のｗ相補正係数ｇ_wを大きくした値を新たにｗ相補正係数ｇ_wとする。これは、ｗ相電流とｕ相およびｖ相電流との振幅差を低減すべく、ｗ相抵抗Ｒｗへの印加電圧を補正前よりも大きくすることを意味する。

上記（Ａ１）〜（Ａ３）のような補正によれば、ｕ相、ｖ相、ｗ相の電流の間での振幅差が低減または解消されるので、ｑ軸電流ｉ_qの電気角θに対する依存性が解消され、その結果、ブラシレスモータ１におけるトルクリップルが抑制される。以下、このような補正の具体例につき更に説明する。

例えば、上記角度依存性データに基づき求められたピーク電気角θｐが図６（ａ）に示すように１５０［ｄｅｇ］である場合には、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗはＲｕ＝Ｒｖ＞Ｒｗなる関係にある。この場合、補正係数決定部４２において、現時点のｕ相およびｖ相補正係数ｇ_u ，ｇ_vが例えばその１．１倍の値に変更される。また、上記角度依存性データに基づき求められたピーク電気角θｐが図６（ｂ）に示すように１６５［ｄｅｇ］である場合には、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗはＲｕ＞Ｒｖ＞Ｒｗなる関係にある。この場合、補正係数決定部４２において、現時点のｕ相補正係数ｇ_uが例えばその１．１倍の値に変更され、現時点のｖ相補正係数ｇ_vが例えばその１．０５倍の値に変更される。さらに、上記角度依存性データに基づき求められたピーク電気角θｐが図６（ｃ）に示すように１８０［ｄｅｇ］である場合には、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗはＲｕ＞Ｒｖ＝Ｒｗなる関係にある。この場合、補正係数決定部４２において、現時点のｕ相補正係数ｇ_uが例えばその１．１倍の値に変更される。更にまた、上記角度依存性データに基づき求められたピーク電気角θｐが図６（ｄ）に示すように１９５［ｄｅｇ］である場合には、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗはＲｕ＞Ｒｗ＞Ｒｖなる関係にあることから、補正係数決定部４２において、現時点のｕ相補正係数ｇ_uが例えばその１．１倍の値に変更され、現時点のｗ相補正係数ｇ_wが例えばその１．０５倍の値に変更される。

上記において、現時点の補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを変更する際の倍率または変更後の値は、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qに含まれる電気角θについての２次高調波成分の変動幅（振幅）に応じて決められる。なお、上記で示した「１．１倍」や「１．０５倍」という数値は一例に過ぎず、実際には、実験データまたは計算機シミュレーション結果等を用いて、ｑ軸電流の電気角θに対する依存性が抑制されるような適切な補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wが決定されるように、補正係数決定部４２による補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wの決定方法を調整するのが好ましい。

補正実行部４３では、上記のようにして決定された補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを用いて上記式（７）〜（９）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w が補正される。このような補正後の相電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wc は、既述のようにブラシレスモータ１の駆動に使用される。

以上のように本実施形態によれば、ｑ軸電流の電気角θに関する２次高調波成分が示すｑ軸電流の電気角θに対する依存性が低減または解消されるように相電圧指令値が補正されるので、相間抵抗差が補償されて相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制される。したがって、図１に示すような電動パワーステアリング装置において操舵補助力を発生させるブラシレスモータ１を駆動するために本実施形態に係るモータ制御装置を使用することにより、良好な操舵フィーリングを運転者に提供することができる。

＜３．第１の実施形態の変形例＞
次に、上記実施形態の変形例について説明する。なお、以下に述べる変形例の構成要素のうち上記実施形態の構成要素と同一または対応するものについては、同一の参照符号を付し詳しい説明を省略する。

上記実施形態では、０〜３６０度の種々の電気角θに対するｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータが角度依存性データとしてデータ取得部４１により取得され、この角度依存性データに基づき補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wが補正係数決定部４２により決定されるが、これに代えて、０〜３６０度の種々の電気角θに対する（対電圧）ｄ軸電流ゲイン値ｉ_d／ｖ_dを示すデータが角度依存性データとしてデータ取得部４１により取得され、この角度依存性データに基づき補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wが補正係数決定部４２により決定される構成としてもよい。この構成によれば、補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを用いた相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w の補正により、ｄ軸電流ｉ_dの電気角θに対する依存性が低減または解消され、ｕ相、ｖ相、ｗ相の電流の間での振幅差が低減または解消されるので、上記実施形態と同様、ブラシレスモータ１におけるトルクリップルを抑制することができる。

また上記実施形態では、ｑ軸電流検出値ｉ_q自体を示すデータではなくｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータが角度依存性データとして取得されるが、これに代えて、ｑ軸電流検出値ｉ_qのｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に対する比（以下「対指令ｑ軸電流ゲイン値」または「ｑ軸電流ゲイン値」という）ｉ_q／ｉ_q ^*を示すデータを、ｉ_q ^*≠０のときに角度依存性データとして取得するようにしてもよい。この角度依存性データの取得に必要なｑ軸電流指令値ｉ_q ^*は指令電流算出部２１から得られる。このような変形例によっても、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の変化すなわち電流指令値の変化（またはそれに対応するブラシレスモータ１への印加電圧の変化）によるｑ軸電流への影響を除去して、ｑ軸電流の電気角θに対する依存性を示すデータを適切に取得することができる。以下、この変形例につき図７を参照して説明する。

上記のｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｉ_q ^*が最大となる電気角も「ピーク電気角」と呼ぶものとすると、上記第１の実施形態の場合と同様、既述の式（６）から次の事項が導かれる。すなわち、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗがＲｖ＞Ｒｗ，Ｒｕなる関係にあるときには、図７（ａ）に示すようにθ＝９０〜１５０度の範囲にピーク電気角θｐが存在し、Ｒｕ＞Ｒｖ，Ｒｗなる関係にあるときには、図７（ｂ）に示すようにθ＝１５０〜２１０度の範囲にピーク電気角θｐが存在し、Ｒｗ＞Ｒｕ，Ｒｖなる関係にあるときには、図７（ｃ）に示すようにθ＝２１０〜２７０度の範囲にピーク電気角θｐが存在する。

そこで本変形例においても、補正係数決定部４２では、上記第１の実施形態の場合と同様にして補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wが決定される。すなわち、９０［ｄｅｇ］≦θｐ＜１５０［ｄｅｇ］の場合には、現時点のｖ相補正係数ｇ_vを大きくした値を新たにｖ相補正係数ｇ_vとする。また、１５０［ｄｅｇ］≦θｐ＜２１０［ｄｅｇ］の場合には、現時点のｕ相補正係数ｇ_uを大きくした値を新たにｕ相補正係数ｇ_uとする。さらに、２１０［ｄｅｇ］≦θｐ＜２７０［ｄｅｇ］の場合には、現時点のｗ相補正係数ｇ_wを大きくした値を新たにｗ相補正係数ｇ_wとする。そして本変形例の補正実行部４３は、このような新たな補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを用い、既述の式（７）〜（９）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。

なお、現時点の補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを変更する際の倍率または変更後の値は、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｉ_q ^*に含まれる電気角θについての２次高調波成分の変動幅（振幅）に応じて決められる。実際には、実験データまたは計算機シミュレーション結果等を用いて、ｑ軸電流の電気角θに対する依存性が抑制されるような適切な補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wが決定されるように、補正係数決定部４２による補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wの決定方法を調整するのが好ましい。本変形例における他の構成は、上記実施形態と同様である。

上記のような変形例によっても、ｕ相、ｖ相、ｗ相の電流の間での振幅差が低減または解消されるので、ｑ軸電流ｉ_qの電気角θに対する依存性が解消され、その結果、ブラシレスモータ１におけるトルクリップルが抑制される。

また、上記実施形態や変形例において、上記角度依存性データを構成する電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_q ，ｉ_d／ｖ_d またはｉ_q／ｉ_q ^* をデータ取得部４１が取得するタイミングや、上記角度依存性データに基づいて補正係数決定部４２が新たな補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを決定して補正実行部４３に出力するタイミングは、特に限定されない。このような電流ゲイン値の取得タイミングや補正係数の出力タイミングは、例えば所定間隔に設定されていてもよいし、温度などの状態が変化したときに上記角度依存性データを取得して新たな補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを出力するようにしてもよい。

なお、上記角度依存性データを構成する電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを取得する場合には、データ取得のタイミングはｖ_q≠０であれば特に限定されないが、ｑ軸電圧指令値ｖ_qが零に近い場合には誤差が発生しやすくピーク電気角θｐの検出精度が低下するので、ｑ軸電圧指令値ｖ_qが所定の下限値以上であるときに限り電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを取得するようにしてもよい。同様の理由により、上記角度依存性データを構成する電流ゲイン値ｉ_q／ｉ_q ^*を取得する場合には、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*が零に近い場合には誤差が発生しやすくピーク電気角θｐの検出精度が低下するので、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*が所定の下限値（閾値）以上であるときに限り電流ゲイン値ｉ_q／ｉ_q ^*を取得するようにしてもよい。また、ロータの角速度ω_eが大きいときには、逆起電力が大きくなって各相の抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗへの印加電圧が小さくなるので、同様の理由により、上記角度依存性データの取得に際して誤差が発生しやすくピーク電気角θｐの検出精度が低下する。したがって、角速度ω_eが所定の上限値（閾値）以下であるときに限り上記角度依存性データを取得するようにしてもよい。また、角速度ω_eが大きいと逆起電力が大きくなるので、相間抵抗差があってもトルクリップルは小さなものとなる。したがって、角速度ω_eが所定の上限値以下であるときに限り補正実行部４３で相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正するようにしてもよい（式（７）〜（９）参照）。

ところで、ブラシレスモータ１に流れる電流（モータ電流）が大きくなると発熱によって抵抗が大きくなるのに対し、通常、相間抵抗差は電流によって変化しない。したがって、モータ電流が大きくなると、相間抵抗差は抵抗値に比べて相対的に小さくなり、その結果、相間での電流差も小さくなる。このため、電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qまたはｉ_q／ｉ_q ^*に含まれる（電気角θについての）２次高調波成分の振幅も小さくなるので、上記角度依存性データから得られるピーク電気角θｐの検出精度が低下する。したがって、モータ電流（例えばｑ軸電流検出値ｉ_q）につき発熱の観点から上限値としての閾値を予め定めておき、モータ電流の検出値または指令値が当該閾値よりも小さいときに限り電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qまたはｉ_q／ｉ_q ^*を算出して角度依存性データを取得するようにするのが好ましい。

また、上記実施形態やその変形例では、補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを決定するためにｑ軸電流ゲイン値とｄ軸電流ゲイン値のいずれか一方についての角度依存性データが使用されるが、ｑ軸電流ゲイン値とｄ軸電流ゲイン値の双方についての角度依存性データを取得し、その角度依存性データに基づき補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを決定するようにしてもよい。

なお、上記実施形態や変形例では、オープンループ制御部２２においてｄ軸電圧指令値ｖ_d およびｑ軸電圧指令値ｖ_q を求めるために使用されるＲやΦ等は、既知のパラメータとして扱われるが、ΦについてはΦ算出部２６により算出された値が使用される。すなわち、Φについては既知のパラメータとして扱いつつもΦ算出部２６により適宜補正される。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、Φ算出部２６に代えて又はΦ算出部２６と共にＲ算出部を設け、ｄ軸電圧指令値ｖ_d およびｑ軸電圧指令値ｖ_q を求める際に、当該Ｒ算出部により算出されたＲを使用してもよい（この点は、以下に述べる実施形態においても同様）。なお、Ｒ算出部が設けられている場合、当該Ｒ算出部は、例えば、ｉ_q ≠０のときに、ｑ軸電圧指令値ｖ_q 、ｄ軸電流検出値ｉ_d 、ｑ軸電流検出値ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式を用いて上記式（１）と（２）に含まれる電気子巻線抵抗Ｒを求める。
Ｒ＝（ｖ_q−ＰＬ_qｉ_q−ω_eＬ_dｉ_d−ω_eΦ）／ｉ_q

＜４．第２の実施形態＞
図８は、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。本実施形態に係るモータ制御装置は、第１の実施形態に係るモータ制御装置においてマイコン２０と電流センサ１４をマイコン３０と電流センサ１５に置換したものである。このモータ制御装置は、電流センサ１５が正常に動作しているときにはフィードバック制御を行い、電流センサ１５が故障したときにはオープンループ制御を行う。

電流センサ１５は、ブラシレスモータ１に供給される３相の駆動電流が流れる経路上に１個ずつ設けられ、３相の駆動電流を個別に検出する。電流センサ１５で検出された３相の電流値（以下、ｕ相電流検出値ｉ_u 、ｖ相電流検出値ｉ_v およびｗ相電流検出値ｉ_w という）は、マイコン３０に入力される。

マイコン３０は、マイコン２０に対して、３相／ｄｑ軸変換部３１、減算部３２、フィードバック制御部３３、故障監視部３４、および、指令電圧選択部３５を追加したものである。また、マイコン３０においても、上記第１の実施形態と同様に、データ取得部４１，補正係数決定部４２および補正実行部５３からなる補正部５０が実現されているが、補正実行部５３の機能が上記第１の実施形態の場合と若干異なる（詳細は後述）。

３相／ｄｑ軸変換部３１は、電流センサ１５で検出されたｕ相電流検出値ｉ_u とｖ相電流検出値ｉ_v に基づき、次式（１６）と（１７）を用いてｄ軸電流検出値ｉ_d とｑ軸電流検出値ｉ_q を求める。
ｉ_d＝√２×｛ｉ_v×ｓｉｎθ−ｉ_u×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（１６）
ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ−ｉ_u×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝ …（１７）

減算部３２は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_d の偏差Ｅ_d 、および、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_q の偏差Ｅ_q を求める。フィードバック制御部３３は、偏差Ｅ_d 、Ｅ_q に対して次式（１８）と（１９）に示す比例積分演算を施して、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^#とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^#を求める。
ｖ_d ^#＝Ｋ×｛Ｅ_d＋（１／Ｔ）∫Ｅ_d・ｄｔ｝ …（１８）
ｖ_q ^#＝Ｋ×｛Ｅ_q＋（１／Ｔ）∫Ｅ_q・ｄｔ｝ …（１９）
ただし、式（１８）と（１９）において、Ｋは比例ゲイン定数であり、Ｔは積分時間である。

故障監視部３４は、電流センサ１５で検出された３相の電流値が正常範囲内にあるか否かを調べ、電流センサ１５が正常に動作しているか、故障しているかを判断する。故障監視部３４は、３相の電流値がすべて正常範囲内にあるときには「正常」と判断し、１相以上の電流値が正常範囲外にあるときには「故障」と判断する。故障監視部３４は、判断結果を示す制御信号を出力する。

指令電圧選択部３５は、故障監視部３４で正常と判断されたときには、フィードバック制御部３３で求めたｄ軸電圧指令値ｖ_d ^#とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^#を出力し、故障監視部３４で故障と判断されたときには、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q を出力する。

電流センサ１５が正常に動作しているときには、故障監視部３４は正常と判断し、指令電圧選択部３５はフィードバック制御部３３の出力を選択する。このとき、指令電流算出部２１、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、３相／ｄｑ軸変換部３１、減算部３２およびフィードバック制御部３３が動作し、フィードバック制御が行われる。これに加えて、電流センサ１５が正常に動作している間に、角速度算出部２５とΦ算出部２６も動作する。Φ算出部２６は、電流センサ１５が正常に動作している間に、式（１５）を用いて式（２）に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求める。

データ取得部４１および補正係数決定部４２も、電流センサ１５が正常に動作している間に、上記第１の実施形態の場合と同様に動作する。すなわち、データ取得部４１は、電流センサ１５からのｕ相電流検出値ｉ_u およびｖ相電流検出値ｉ_v に基づき算出されるｑ軸電流検出値ｉ_q とフィードバック制御部３３からのｑ軸電圧指令値ｖ_q ^#と角度算出部２４からの電気角θと用いて、種々の電気角θに対するｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_q ^#を示す角度依存性データを取得する。また、補正係数決定部４２は、この角度依存性データに基づき補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを決定する。これらの補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wは補正実行部５３に与えられる。この補正実行部５３には、上記第１の実施形態の場合と同様、これらの補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wと共に、Φ算出部２６から電機子巻線鎖交磁束数Φが、角速度算出部２５から角速度ω_e がそれぞれ与えられる。さらに補正実行部５３には、故障監視部３４での判断結果を示す制御信号も与えられる。

ところで、電流センサ１５が正常に動作している間は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_d の偏差Ｅ_d 、および、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_q の偏差Ｅ_q が打ち消されるようにフィードバック制御が行われることから、通常、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生は問題とはならない。そこで本実施形態では、補正実行部５３は、故障監視部３４からの上記制御信号に基づき、電流センサ１５が正常に動作している間すなわちフィードバック制御が行われている間は、ｄｑ軸／３相変換部２３から出力される相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正することなく、そのまま３相／ＰＷＭ変調器１２に与える。すなわち、Ｖ_u ＝Ｖ_uc，Ｖ_v ＝Ｖ_vc，Ｖ_w ＝Ｖ_wcである。しかし、フィードバック制御が行われている間においても、上記補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを使用して相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正するようにしてもよい。

その後、電流センサ１５が故障すると、故障監視部３４は故障と判断し、指令電圧選択部３５は、オープンループ制御部２２の出力を選択する。このとき、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３および角度算出部２４が動作し、オープンループ制御が行われる。オープンループ制御部２２は、電流センサ１５が正常に動作している間に求められたΦ値を用いて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q を求める。これらのｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q は、指令電圧選択部３５を介してｄｑ軸／３相変換部２３に与えられ、そこで相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w に変換される。これらの相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w は補正実行部５３に与えられる。

補正実行部５３は、故障監視部３４からの制御信号に基づき、電流センサ１５が故障しているときには、上記第１の実施形態の場合と同様、補正係数決定部４２からの補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wとΦ算出部２６からの電機子巻線鎖交磁束数Φと角速度算出部２５からの角速度ω_e とを用い、既述の式（７）〜（１２）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。この補正後の相電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wcは３相／ＰＷＭ変調器１２に与えられる。この３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３からなるモータ駆動手段は、これらの相電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wcの電圧によってブラシレスモータ１を駆動する。

以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流センサが正常に動作しているときには、電流指令値と電流センサで検出された電流値との差に比例積分演算を施して電圧指令値を求め、電流センサが故障したときには、電流指令値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御を行って電圧指令値を求める。また、オープンループ制御を行うときには、電流センサが正常に動作している間に求めたΦ値（電機子巻線鎖交磁束数Φ）が使用される。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、電流センサが正常に動作している間は、フィードバック制御を行い、高い精度でブラシレスモータを駆動することができる。また、電流センサが故障し、フィードバック制御を行えないときには、フィードバック制御を行っている間に求めた電機子巻線鎖交磁束数Φを用いてオープンループ制御を行うことにより、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。

また本実施形態によれば、オープンループ制御を行う場合には、データ取得部４１および補正係数決定部４２により得られる補正係数を用いてｑ軸電流ｉ_qまたはｄ軸電流ｉ_dの電気角θに対する依存性が低減または解消されるように相電圧指令値が補正実行部５３により補正される。これにより、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制される。したがって、電流センサが故障し、フィードバック制御を行えない場合であっても、良好な操舵フィーリングを得ることができる。

なお、本実施形態においても、データ取得部４１および補正係数決定部４２については上記第１の実施形態の変形例と同様の変形が可能である。

＜５．その他の変形例＞
上記第１の実施形態や変形例では、電流センサ１４が１個だけ設けられているが、複数個（２個または３個）設けられていてもよい。例えばｕ相およびｖ相用電流センサが設けられている場合には、データ取得部４１およびΦ算出部２６において使用されるｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qは、これらのｕ相およびｖ相用電流センサから出力されるｕ相電流検出値ｉ_u およびｖ相電流検出値ｉ_v をｄｑ座標軸上の電流値に変換することにより得られる。

また、第２の実施形態に係るモータ制御装置では、故障監視部３４での判断結果によってフィードバック制御とオープンループ制御が切り替えられるが、故障監視部３４での判断以外の判断によって（例えば、運転者の選択によって）フィードバック制御とオープンループ制御を切り替えてもよい。

なお、本発明は、上述したコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置だけでなく、ピニオンアシスト型やラックアシスト型の電動パワーステアリング装置にも適用できる。また、本発明は、電動パワーステアリング装置以外のモータ制御装置にも適用できる。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 ３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示す図である。 上記第１の実施形態における相電圧指令値の補正の原理を説明するための図である。 上記第１の実施形態における相電圧指令値の補正方法を説明するための図である。 上記第１の実施形態における補正の具体例を説明するための図である。 上記第１の実施形態の変形例における相電圧指令値の補正方法を説明するための図である。 本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

６…ロータ、１０…ＥＣＵ、１３…モータ駆動回路、１４，１５…電流センサ（電流検出手段）、２０，３０…マイコン、３２…減算部、３５…指令電圧選択部、４０，５０…補正部。

Claims (6)

1. ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置であって、
   前記ブラシレスモータに印加すべき相電圧を示す相電圧指令値を求める制御演算手段と、
   前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記ブラシレスモータにおけるロータの回転位置を検出する回転位置検出手段と、
   前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸またはｄ軸成分のｑ軸またはｄ軸指令値に対する比の前記ブラシレスモータの電気角に関する２次高調波成分が示す、当該比の当該電気角に対する依存性が低減されるように、前記電流検出手段の検出結果および前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記相電圧指令値を補正する補正手段と、
   前記補正手段による補正後の相電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段と
   を備えることを特徴とする、モータ制御装置。
2. 前記制御演算手段は、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電圧指令値として算出し、当該ｑ軸およびｄ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の各相成分に変換することにより前記相電圧指令値を求め、
   前記補正手段は、
   前記電流検出手段の検出結果に基づき、前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸成分の前記ｑ軸電圧指令値に対する比および前記ブラシレスモータに流れる電流のｄ軸成分の前記ｄ軸電圧指令値に対する比の少なくとも一方を算出し、当該算出された比を前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記ブラシレスモータの電気角に対応づけて角度依存性データとして記憶するデータ取得手段と、
   前記角度依存性データに基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する補正係数決定手段と、
   前記補正係数決定手段により決定された補正係数に基づき前記相電圧指令値を補正する補正実行手段と
   を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記制御演算手段は、前記ブラシレスモータに流すべき電流のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電流指令値として決定し、当該ｑ軸およびｄ軸電流指令値に基づき、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電圧指令値として算出し、当該ｑ軸およびｄ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の各相成分に変換することにより前記相電圧指令値を求め、
   前記補正手段は、
   前記電流検出手段の検出結果に基づき、前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸成分の前記ｑ軸電流指令値に対する比および前記ブラシレスモータに流れる電流のｄ軸成分の前記ｄ軸電流指令値に対する比の少なくとも一方を算出し、当該算出された比を前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記ブラシレスモータの電気角に対応づけて角度依存性データとして記憶するデータ取得手段と、
   前記角度依存性データに基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する補正係数決定手段と、
   前記補正係数決定手段により決定された補正係数に基づき前記相電圧指令値を補正する補正実行手段と
   を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記補正手段は、前記電流検出手段により得られる電流の検出値が予め決められた閾値よりも小さいときに前記電流検出手段および前記回転位置検出手段により得られる電流および回転位置の検出値に基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正することを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記補正手段は、前記ブラシレスモータのロータの角速度が予め決められた閾値以下であるときに前記電流検出手段および前記回転位置検出手段により得られる電流および回転位置の検出値に基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正することを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
   請求項１から５のいずれか１項に記載のモータ制御装置を備え、
   前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする、電動パワーステアリング装置。

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