JP3809783B2 - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3809783B2 JP3809783B2 JP2001276887A JP2001276887A JP3809783B2 JP 3809783 B2 JP3809783 B2 JP 3809783B2 JP 2001276887 A JP2001276887 A JP 2001276887A JP 2001276887 A JP2001276887 A JP 2001276887A JP 3809783 B2 JP3809783 B2 JP 3809783B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- harmonic
- motor
- coordinate system
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ制御装置に関し、特に、３相交流モータに流れる高調波電流を低減するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、３相交流モータの電流制御回路では、演算を容易にするために、３相交流を直流に変換して制御演算が行われている（例えば、特開平０８−３３１８８５号公報参照）。図２５は、従来の３相交流モータの制御装置の構成を示す。従来のモータ制御装置で行われる制御演算では、３相交流モータに流れる電流のうち、励磁電流成分の方向をｄ軸に設定し、トルク電流成分の方向をｄ軸と直交するｑ軸に設定した回転直交座標系（ｄｑ座標系）を用いる。回転直交座標系において、３相交流電流値を変換した直流電流値を用いて電流制御演算を行い、電流の制御偏差を小さくしている。
【０００３】
交流モータは、小型化と高効率化のために、図７に示すような内部埋め込み磁石構造のローターと、集中巻構造のステーターを備えている。ローターは、磁石トルクとリラクタンストルクを有効利用できる。このようなローターを有するモータはＩＰＭ（Interior Permanent-magnet Motor）と呼ばれている。ステーターは、コイルエンドの大幅な低減が可能である。上述した構造のローターとステーターを備えたモータは、集中巻ＩＰＭモータと呼ばれ、小形で高い効率を実現できるモーターとして注目されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した集中巻ＩＰＭモータは、空間高調波が大きいという特性を有している。集中巻ＩＰＭモータのように集中巻構造を有するモータは、１極当たりのスロット数が少ないので、分布巻構造のモータに比べて磁束の分布が不均一になるからである。磁束の分布が均一にならない理由について説明する。
【０００５】
図８は、ローターの表面が磁石で覆われている表面磁石構造を有するＳＰＭモータを示す。図８に示すＳＰＭモータと異なり、図７に示す内部埋め込み磁石構造を有するＩＰＭモータでは、ローターの円周に沿って磁石が埋め込まれている部分と磁石が存在しない部分とが存在する。従って、ローターの表面が磁石で覆われているＳＰＭモータでは磁束の分布が均一になるが、ＩＰＭモータでは磁束の変化が大きくなり、空間高調波成分が大きくなる。
【０００６】
モータの空間高調波が大きくなると、モータに流れる電流の高調波成分が大きくなるので、モータの効率改善効果が小さくなったり、トルクリップルが大きくなるという問題がある。また、電流の基本波成分に高調波成分が重畳されるので、電流のピーク値が大きくなるという問題もある。
【０００７】
本発明の目的は、交流モータに流れる高調波電流を低減するモータ制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
（１）請求項１の発明は、３相交流モータＭに流れる電流ｉu、ｉv、ｉwの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分を制御する基本波電流制御回路１〜５，８と、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路８〜１２とを備え、高調波座標系を基本波電流制御回路１〜５，８のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、高調波電流制御回路８〜１２は、ｄｑ座標系の電流指令値に対する電流応答値を予測する電流応答値予測回路５０と、ｄｑ座標系の電流値から電流応答値予測回路５０で予測された電流応答値を減算して高調波電流を検出する高調波電流検出回路５０とを備え、高調波電流検出回路５０で検出されたｄｑ座標系の高調波電流を高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、基本波電流制御回路１〜５，８の出力と高調波電流制御回路８〜１２の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とする。
（２）請求項２のモータ制御装置は、３相交流モータＭに流れる電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の基本波成分を制御する基本波電流制御回路１〜５，８と、モータ電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路８〜１２とを備え、高調波座標系を基本波電流制御回路１〜５，８のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、高調波電流制御回路８〜１２は、モータ電流指令値に対する電流応答値を予測する電流応答値予測回路５０と、基本波電流値から電流応答値予測回路５０で予測された電流応答値を減算して高調波電流を検出する高調波電流検出回路５０とを備え、高調波電流検出回路８〜１２によって検出された高調波電流を高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、
基本波電流制御回路１〜５，８の出力と高調波電流制御回路８〜１２の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とする。
（３）請求項３のモータ制御装置は、３相交流モータＭに流れる電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の基本波成分を制御する基本波電流制御回路１〜５，８と、モータ電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路８〜１２とを備え、高調波座標系を基本波電流制御回路１〜５，８のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、高調波電流制御回路８〜１２は、モータ電流をモータのステーター側に固定されたαβ直交座標系の電流に変換し、このαβ座標系の電流の高調波成分を検出して高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、基本波電流制御回路１〜５，８の出力と高調波電流制御回路８〜１２の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とする。
（４）請求項４の発明は、請求項３のモータ制御装置において、高調波電流制御回路１１，３３，３４，３５，３６，５０Ｄ，５５は、αβ座標系の電流指令値ｉα * ，ｉβ * に対する電流応答値ｉα _i ，ｉβ _i を予測する電流応答値予測回路５０Ｄと、αβ座標系の電流値ｉα，ｉβから電流応答値予測回路５０Ｄで予測された電流応答値ｉα _i ，ｉβ _i を 減算して高調波電流ｉα _h ，ｉβ _h を検出する高調波電流検出回路５０Ｄとを備える。
（５）請求項５の発明は、請求項１，２，４のいずれかに記載のモータ制御装置において、電流応答値予測回路は、ローパス・フィルタであることを特徴とする。
（６）請求項６の発明は、請求項５のモータ制御装置において、ローパス・フィルタの時定数は、モータの状態が変化することに伴い変化することを特徴とする。
（７）請求項７の発明は、請求項１のモータ制御装置において、高調波電流制御回路における制御対象の高調波次数をモータの駆動状態に応じて切り換えるようにしたものである。
（８）請求項８の発明は、請求項１〜７のモータ制御装置において、複数の次数の高調波電流に対応する複数組の高調波電流制御回路を備えることを特徴とする。
（９）請求項９の発明は、請求項８のモータ制御装置において、高調波電流制御回路における制御対象の高調波次数を、モータ電流に含まれる高調波成分の多い順に決定するようにしたものである。
【０００９】
なお、上記課題を解決するための手段の項では、本発明をわかりやすく説明するために一実施の形態の図を用いたが、これにより本発明が実施の形態に限定されるものではない。
【００１０】
【発明の効果】
（１） 請求項１の発明によれば、基本波電流が変化した時でも、基本波電流の変化分が高調波電流として検出されることはなく、確実に高調波電流を検出することができる。また、所定次数を中心とする高調波成分を大幅に低減することができる。
（２）請求項２の発明によれば、基本波電流が変化した時でも、基本波電流の変化分が高調波電流として検出されることはなく、確実に高調波電流を検出することができる。また、所定次数を中心とする高調波成分を大幅に低減することができる。
（３）請求項３の発明によれば、３相交流座標系で電流制御演算を行う場合に比べて演算量を少なくしつつ、所定次数を中心とする高調波成分を大幅に低減することができる。
（４）請求項４の発明によれば、基本波電流が変化した時でも、基本波電流の変化分が高調波電流として検出されることはなく、確実に高調波電流を検出することができる。
（５）請求項６の発明によれば、モータの状態により基本波電流の制御応答値が変化する場合でも、ローパス・フィルタの時定数をモータの状態に応じた値とするので、電流指令値に対する予測応答値の精度を向上させることができる。
（６）請求項７の発明によれば、モータの駆動状態に応じて発生する高調波電流を効果的に低減することができる。
（７）請求項８または９の発明によれば、モータ電流に含まれる高調波成分をさらに多く低減することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
《第１の実施の形態》
図１は、本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。モータ制御装置は、３相交流モータを用いて直流モータと同等のトルク制御を実現するベクトル制御を行う。すなわち、モータ電流の励磁電流成分とトルク電流成分とを非干渉化することにより、トルク電流成分がモータの出力トルクに比例する。つまり、交流モータが回転駆動することにより発生する回転磁界の磁束ベクトルの振幅を一定に制御すると、磁束ベクトルと直交するトルク電流ベクトルがモータトルクに比例する。
【００１２】
上述した制御を行うために、第１の実施の形態のモータ制御装置は、基本波電流制御回路と高調波電流制御回路とを備えている。基本波電流制御回路は、ｄｑ座標系を用いてモータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分を制御する回路である。ｄｑ座標系は、３相交流モータＭに流れる３相電流ｉu、ｉv、ｉwの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とで構成され、モータ回転に同期して回転する座標系である。高調波電流制御回路は、高調波座標系を用いてモータ電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調波成分を制御する回路である。高調波座標系は、基本波電流制御回路のみを用いてモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系であり、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する座標系である。
【００１３】
基本波電流制御回路は、トルク制御部１、基本波電流制御部２、ｄｑ／３相変換部３、電力変換部４、位相速度演算部５および３相／ｄｑ変換部８を備えている。なお、この基本波電流制御回路の構成は、図２５に示す従来のモータ制御装置の構成と同様である。トルク制御部１は、トルク指令値Ｔe*とモータ回転速度ωeとに基づいて、電流指令値テーブルを用いて、励磁電流成分であるｄ軸電流指令値ｉd*と、トルク電流成分であるｑ軸電流指令値ｉq*とを演算する。演算した電流指令値ｉd*，ｉq*は、基本波電流制御部２に送られる。
【００１４】
基本波電流制御部（ｄｑ軸電流制御部）２は、ｄ軸とｑ軸の実電流ｉd、ｉqをそれぞれ電流指令値ｉd*、ｉq*に一致させるために、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*を演算する。ｄｑ／３相変換部３は、３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相θeに基づいて、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値（ｖd*＋ｖd'）、（ｖq*＋ｖq'）を３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換する。ｄ軸，ｑ軸の電圧指令値（ｖd*＋ｖd'）、（ｖq*＋ｖq'）については後述する。変換した３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*は、電力変換部４に送られる。電力変換部４は、ＩＧＢＴなどの電力変換素子により、３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に基づいてバッテリなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングし、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００１５】
エンコーダＰＳは３相交流モータＭに連結され、モータＭの回転位置θmを検出する。検出した回転位置θmは、位相速度演算部５に送られる。位相速度演算部５は、エンコーダＰＳから送られた回転位置信号θmに基づいてモータＭの回転速度ωeと３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相θeを演算する。電流センサ６、７は、３相交流モータＭのＵ相とＶ相の実電流ｉu、ｉvをそれぞれ検出する。検出したＵ相電流iuとＶ相電流ivは、３相／ｄｑ変換部８に送られる。３相／ｄｑ変換部８は、３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相θeに基づいて３相交流モータＭの実電流ｉu、ｉv、ｉw（＝−ｉu−ｉv）をｄ軸の実電流ｉdとｑ軸の実電流ｉqに変換する。
【００１６】
高調波電流制御回路は、３相／ｄｑ変換部８、ハイパス・フィルタ９、ｄｑ／ｄhｑh変換部１０、高調波電流制御部１１およびｄhｑh／ｄｑ変換部１２を備えている。ハイパス・フィルタ９は、ｄ軸の実電流ｉd、ｑ軸の実電流ｉqにフィルタ処理を施して高調波成分を抽出する。ｄｑ／ｄhｑh変換部１０は、上述した基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）ｄhｑhを有し、ｄ軸の実電流ｉd、ｑ軸の実電流ｉqの高調波成分を高調波座標系ｄhｑhの実電流ｉdh、ｉqhに変換する。ｄｑ座標系から見たｄhｑh座標系の位相をθehとすると、ｄhｑh座標系の実電流ｉdh、ｉqhは次式（１）により求められる。
【数１】
【００１７】
高調波電流制御部１１は、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調波成分の内の上記所定次数の高調波成分が０となるように高調波電流を制御する。そのため、高調波電流制御部（ｄhｑh軸電流制御部）１１は、ｄh軸とｑh軸の実電流ｉdh、ｉqhをそれぞれ電流指令値ｉdh*＝０、ｉqh*＝０に一致させるためのｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh*、ｖqh*を演算する。ｄhｄq／ｄｑ変換部１２は、ｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh*、ｖqh*をそれぞれ、ｄ軸とｑ軸の高調波電圧指令値ｖd’、ｖq’に変換する。この変換は式（１）と逆の変換を行えばよい。変換後の電圧指令値ｖd’、ｖq’は、加算器１３，１４に送られる。加算器１３，１４は、基本波電流制御部２で生成された基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*と高調波電流制御回路で生成された高調波電圧指令値ｖd'、ｖq'とを加算し、最終的なｄ軸電圧指令値（ｖd*＋ｖd'）とｑ軸電圧指令値（ｖq*＋ｖq'）を得る。
【００１８】
図１に示す第１の実施の形態のモータ制御装置から、ハイパス・フィルタ９、ｄｑ／ｄhｑh変換部１０、高調波電流制御部１１、ｄhｑh／ｄｑ変換部１２および加算器１３，１４を除くと、図２５に示す従来のモータ制御装置の電流制御回路、つまり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流を制御する電流制御回路となる。ｄｑ座標系のみを用いた電流制御演算では、電流指令値に対する実電流の追従性を、モータの空間高調波に起因する高調波電流の周波数帯域まで確保するのは困難である。従って、上述したように集中巻ＩＰＭモータの効率改善効果が小さくなったり、トルクリップルが大きくなったり、あるいは電流のピーク値が大きくなるという問題が発生する。
【００１９】
この問題について詳しく説明する。ｄｑ座標系は、モータの回転に同期して回転する座標系であるから、ｄｑ座標系ではモータの基本波電流は直流量になる。一方、ｄｑ座標系における高調波電流の角周波数ωeh_dqは、高調波電流の角周波数をωehとし、モータ電流の基本角周波数をωeとすると、次式（２）で表される。
【数２】
ωeh_dq＝ωeh−ωe …（２）
式（２）から明らかなように、モータ電流の高調波成分はｄｑ座標系でも直流量にならない。このため、モータの回転速度が高くなってモータ電流の周波数が高くなると、モータ電流の基本波成分の追従性は良好であるが、モータ電流の高調波成分はモータの回転速度に応じて周波数が高くなり、電流指令値に対して実電流が追従できなくなる。
【００２０】
上述した問題を解決するために、第１の実施の形態のモータ制御装置では、図１に示す高調波電流制御回路８〜１２と加算器１３，１４とを用いて、所定次数の高調波成分の電流追従性を改善して、所定次数の高調波成分を低減する。説明を簡単にするために、この実施の形態ではｋ次高調波成分を低減するものとする。
【００２１】
３相／ｄｑ変換部８から出力されるｄ軸とｑ軸の実電流ｉd、ｉqの基本波成分は直流量であるが、高調波成分は交流量である。ハイパス・フィルタ９は、実電流ｉd、ｉqから高調波成分のみを抽出する。抽出した高調波成分は、ｄｑ／ｄhｑh変換部１０に送られる。ｄｑ／ｄhｑh変換部１０は、実電流ｉd、ｉqに含まれるｋ次高調波成分を、位相（θe_h−θe）で回転するｄhｑh高調波座標系の実電流ｉdh、ｉqhに変換する。ただし、θe_hはｋ次高調波電流の位相である。ｋ次高調波成分は予め設定しておくことができるので、位相θe_h−θeは演算により求めることができる。変換後の実電流ｉdh、ｉqhは、直流量となる。したがって、ｄhｑh座標系で電流制御演算を行うと、ｋ次高調波電流の電流指令値（＝０）に対する追従性は大きく改善される。この結果、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調波電流を低減することができる。特に、ｋ次およびその近傍の高調波電流を大幅に低減できる。
【００２２】
従来のモータ制御装置を用いて、空間高調波成分の大きい集中巻ＩＰＭモータを駆動した場合の、Ｕ相電流指令値に対するＵ相電流の波形を図５に示す。また、第１の実施の形態のモータ制御装置を用いて、同じＩＰＭモータを駆動した場合のＵ相電流指令値に対するＵ相電流の波形を図６に示す。従来のモータ制御装置を用いた場合、図５から明らかなようにモータ電流に大きな高調波成分が含まれている。これに対し、第１の実施の形態のモータ制御装置を用いた場合、図６から明らかなように高調波成分が大きく低減されている。
【００２３】
このように、第１の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、モータ電流に含まれる所定次数を中心とする高調波成分を低減することができる。
【００２４】
なお、上述した第１の実施の形態のモータ制御装置では、任意の所定次数ｋの高調波電流を低減する例を示したが、モータ速度や負荷などのモータの駆動状態に応じて、低減する高調波電流の次数ｋを切り換えるようにしてもよい。すなわち、モータの駆動状態が変化すると発生する高調波電流成分も変化するので、モータの駆動状態に応じて、最も多い高調波電流成分を低減する必要がある。
【００２５】
上述した第１の実施の形態では、ｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqから基本波成分と高調波成分とを抽出する例を示した。ｄｑ軸では基本波成分は直流量となり、高調波成分は交流量となるため、後述する第２および第３の実施の形態で行う方法に比べ、基本波成分と高調波成分の分離が容易である。
【００２６】
上述した第１の実施の形態では、高調波座標系を基本波電流制御回路１〜８のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系ｄhｑhとした例を示した。高調波座標系として、モータ電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系を用いても、同様な高調波成分の低減効果を得ることができる。
【００２７】
《第２の実施の形態》
上述した第１の実施の形態では、基本波分のｄｑ軸電圧指令値ｖd*、ｖq*と高調波分のｄｑ軸電圧指令値ｖd'、ｖq'とを加算して最終的なｄｑ軸電圧指令値（ｖd*＋ｖd'）、（ｖq*＋ｖq'）を求め、ｄｑ／３相変換により３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換する例を示した。第２の実施の形態では、基本波分の３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*と高調波分の３相交流電圧指令値ｖu'、ｖv'、ｖw'とを求め、それらを加算して最終的な３相交流電圧指令値（ｖu*＋ｖu'）、（ｖv*＋ｖv'）、（ｖw*＋ｖw'）を得る。
【００２８】
図２は、第２の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略するとともに、単線図で表す。基本波電流制御回路については図１に示す第１の実施の形態と同様であり、その説明は省略する。
【００２９】
高調波電流制御回路において、ハイパス・フィルタ９は３相交流モータＭの実電流ｉu、ｉvにフィルタ処理を施して高調波成分を抽出する。３相／ｄhｑh変換部２１は、高調波座標系ｄhｑhを有し、モータ電流ｉu、ｉvの高調波数成分を高調波座標系ｄhｑhの実電流ｉdh、ｉqhに変換する。高調波座標系とは、上述したように、基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系である。３相座標系から見たｄhｑh座標系の位相をθehsとすると、ｄhｑh座標系の実電流ｉdh、ｉqhは次式（３）により求められる。
【数３】
【００３０】
ｄhｑh／３相変換部２２は、高調波電流制御部１１から送られてきたｄh軸の電圧指令値ｖdh*、ｑh軸の電圧指令値ｖqh*を高調波分の３相交流電圧指令値ｖu'、ｖv'、ｖw'に変換する。この変換は式（３）と逆の変換を行えばよい。加算器１３，１４は、基本波電流制御回路で演算した基本波分の３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*と、高調波電流制御回路で演算した高調波分の３相交流電圧指令値ｖu'、ｖv'、ｖw'とを加算し、最終的な３相交流電圧指令値（ｖu*＋ｖu'）、（ｖv*＋ｖv'）、（ｖw*＋ｖw'）を得る。
【００３１】
第２の実施の形態のモータ制御装置を用いたときのモータ電流波形は、図６に示す波形とほぼ同様な波形が得られる。すなわち、第１の実施の形態のモータ制御装置と同様にモータ電流に含まれる所定次数を中心とする高調波成分を低減することができる。なお、第２の実施の形態のモータ制御装置では、３相交流座標系において基本波分と高調波分の指令値演算を行うため、ｄｑ座標系において演算を行う第１の実施の形態よりも演算処理量が多くなる。
【００３２】
《第３の実施の形態》
上述した第１の一実施の形態では、ｄｑ座標系において電圧指令値演算を行う例を、また第２の実施の形態では３相交流座標系において電圧指令値演算を行う例をそれぞれ示した。第３の実施の形態では、αβ座標系において電圧指令値演算を行う。
【００３３】
上述した３相交流座標系は、モータのステーターに固定された静止座標系であり、１２０度ずつずれたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の軸を有する座標系である。これに対しαβ座標系は、ステーターに固定された直交座標系である。一般には、α軸を３相交流座標系のＵ軸と同一位相にとってαβ座標系を設定する。このαβ座標系では、３相交流座標系の３つの物理量を直交する２つの物理量で取り扱えるので、指令値演算の処理量は上述した第１の実施の形態のｄｑ座標系の場合とほぼ同じ量になる。
【００３４】
図３は第３の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略するとともに、単線図で表す。第３の実施の形態の基本波電流制御回路は、図１に示す基本波電流制御回路に対して、ｄｑ／αβ変換部３１とαβ／３相変換部３２が新たに加わり、３相／ｄｑ変換部８に代わって３相／αβ変換部３３とαβ／ｄｑ変換部３４が用いられる。
【００３５】
ｄｑ／αβ変換部３１は、基本波電流制御部２で演算されたｄｑ軸基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*をαβ軸基本波電圧指令値ｖα*、ｖβ*に変換する。αβ／３相変換部３２は、後述する最終的なαβ軸電圧指令値（ｖα*＋ｖα'）、（ｖβ*＋ｖβ'）を３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換する。３相／αβ変換部３３は、基本波電流位相θeに基づいて３相交流モータＭの実電流ｉu、ｉv、ｉw（＝−ｉu−ｉv）をαβ軸の実電流ｉα、ｉβに変換する。αβ／ｄｑ変換部３４は、αβ軸の実電流ｉα、ｉβをｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqに変換する。
【００３６】
第３の実施の形態の高調波電流制御回路では、図１に示す高調波電流制御回路のｄｑ／ｄhｑh変換部１０とｄhｑh／ｄｑ変換部１２の代わりに、αβ／ｄhｑh変換部３５とｄhｑh／αβ変換部３６がそれぞれ用いられる。
【００３７】
ハイパス・フィルタ９は、αβ軸の実電流ｉα、ｉβにフィルタ処理を施して高調波成分を抽出する。抽出した高調波成分は、αβ／ｄhｑh変換部３５に送られる。αβ／ｄhｑh変換部３５は、高調波座標系ｄhｑhを有し、αβ軸電流ｉα、ｉβの高調波成分を高調波座標系ｄhｑhの実電流ｉdh、ｉqhに変換する。高調波座標系は、上述したように、基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系である。ｄhｑh／αβ変換部３６は、高調波電流制御部１１から送られてきたｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh*、ｖqh*を、αβ軸高調波電圧指令値ｖα'、ｖβ'にそれぞれ変換する。
【００３８】
加算器１３，１４は、基本波電流制御回路で演算したαβ軸基本波電圧指令値ｖα*、ｖβ*と、高調波電流制御回路で演算したαβ軸高調波電圧指令値ｖα'、ｖβ'とを加算し、最終的なαβ軸電圧指令値（ｖα*＋ｖα'）、（ｖβ*＋ｖβ'）を得る。
【００３９】
最終的なαβ軸電圧指令値（ｖα*＋ｖα'）、（ｖβ*＋ｖβ'）は、αβ／３相変換部３２により３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換される。電力変換部４は、３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に基づいて、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００４０】
第３の実施の形態のモータ制御装置を用いたときのモータ電流波形は、図６に示す波形とほぼ同様な波形が得られる。すなわち、第１の実施の形態のモータ制御装置と同様に、モータ電流に含まれる所定次数を中心とする高調波成分を低減することができる。
【００４１】
《第４の実施の形態》
上述した第１〜第３の実施の形態ではいずれも、モータ電流に含まれる単一次数を中心とした高調波成分を低減する例を示した。第４の実施の形態では、２つの次数、ここでは一般的に成分が大きいとされる第５次と第７次を中心とする高調波成分を低減する例を示す。
【００４２】
図４は第４の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略するとともに、単線図で表す。第４の実施の形態の基本波電流制御回路の構成は、図１に示す第１の実施の形態の基本波電流制御回路の構成と同じである。
【００４３】
第１の実施の形態のモータ制御装置と異なるのは、高調波電流制御回路である。すなわち、第４の実施の形態のモータ制御装置では、図１に示す第１の実施の形態の高調波電流制御回路を２組備えている。２つのうちの１つの高調波電流制御回路は、３相／ｄｑ変換部８、ハイパス・フィルタ９、ｄｑ／ｄh1ｑh1変換部１０Ａ、高調波電流制御部１１およびｄh1ｑh1／ｄｑ変換部１２Ａから構成される。もう１つの高調波電流制御回路は、３相／ｄｑ変換部８、ハイパス・フィルタ９、ｄｑ／ｄh2ｑh2変換部１０Ｂ、高調波電流制御部１１およびｄh1ｑh1／ｄｑ変換部１２Ｂから構成される。
【００４４】
ｄｑ／ｄh1ｑh1変換部１０Ａとｄｑ／ｄh2ｑh2変換部１０Ｂは、図１に示すｄｑ／ｄhｑh変換部１０と同様のものである。しかし、ｄｑ／ｄh1ｑh1変換部１０Ａは、ｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqの高調波成分を、モータ電流の第５次高調波成分の位相（θeh1−θe）に同期して回転する直交座標系（高調波座標系）ｄh1ｑh1の実電流ｉdh1、ｉqh1に変換するものである。また、ｄｑ／ｄh2ｑh2変換部１０Ｂは、ｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqの高調波成分を、モータ電流の第７次高調波成分の位相（θeh2−θe）に同期して回転する直交座標系（高調波座標系）ｄh2ｑh2の実電流ｉdh2、ｉqh2に変換するものである。
【００４５】
ｄh1ｑh1／ｄｑ変換部１２Ａとｄh2ｑh2／ｄｑ変換部１２Ｂは、図１に示すｄhｑh／ｄｑ変換部１２と同様のものである。しかし、ｄh1ｑh1／ｄｑ変換部１２Ａは、ｄh1軸とｑh1軸の高調波電圧指令値ｖdh1*、ｖqh1*をｄ軸とｑ軸の高調波電圧指令値ｖd1’、ｖq1’に変換するものである。また、ｄh2ｑh2／ｄｑ変換部１２Ｂは、ｄh2軸とｑh2軸の高調波電圧指令値ｖdh2*、ｖqh2*をｄ軸とｑ軸の高調波電圧指令値ｖd2’、ｖq2’に変換するものである。
【００４６】
加算器１３，１４は、基本波電流制御回路で演算したｄｑ軸基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*と、第５次高調波電流制御回路で演算したｄｑ軸高調波電圧指令値ｖd1'、ｖq1'と、第７次高調波電流制御回路で演算したｄｑ軸高調波電圧指令値ｖd2'、ｖq2'とを加算し、最終的なｄｑ軸電圧指令値（ｖd*＋ｖd1'＋ｖd2'）、（ｖq*＋ｖq1'＋ｖq2'）を得る。
【００４７】
最終的なｄｑ軸電圧指令値（ｖd*＋ｖd1'＋ｖd2'）、（ｖq*＋ｖq1'＋ｖq2'）は、ｄｑ／３相変換部３により３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換される。電力変換部４は、３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に基づいて、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００４８】
第４の実施の形態のモータ制御装置によれば、上述した第１〜第３の実施の形態のモータ制御装置よりもさらにモータ電流に含まれる高調波成分、特に第５次と第７次を中心とした高調波成分を低減することができる。
【００４９】
なお、第４の実施の形態のモータ制御装置では、第１の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備えた構成としている。同様に、第２の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備える構成とすることもできるし、第３の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備える構成とすることもできる。また、第４の実施の形態では、モータ電流に含まれる高調波電流のうち、第５次と第７次の高調波成分が多いので、第５次高調波成分と第７次高調波成分を低減する例を示したが、低減対象となる高調波の次数はこの実施の形態に限定されない。すなわち、高調波電流のうち含まれている高調波成分が多い次数を低減すればよい。さらに、第４の実施の形態では、第５次と第７次の２つの次数の高調波成分を中心に低減する例を示したが、３つ以上の高調波成分を低減することもできる。この場合、低減対象となる高調波成分の数だけ上述した高調波電流制御回路を設ければよい。
【００５０】
《第５の実施の形態》
図９は、第５の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略するとともに、単線図で表す。基本波電流制御回路については図１に示す第１の実施の形態と同様であり、その説明は省略する。
【００５１】
第５の実施の形態のモータ制御装置が、図１に示すモータ制御装置と異なるのは、高調波電流検出部５０である。すなわち、第１の実施の形態のモータ制御装置では、ハイパス・フィルタ９を用いてｄｑ軸の実電流ｉd，ｉqの高調波成分を検出しているが、第５の実施の形態のモータ制御装置では、高調波電流検出部５０を用いて高調波成分を検出している。高調波電流検出部５０は、ｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*に対する電流応答値を予測し、予測した電流応答値と３相／ｄｑ変換部８で変換したｄｑ軸電流ｉd，ｉqとを用いてｄｑ軸電流ｉd，ｉqの高調波成分を検出する。この方法を図１０を用いて詳しく説明する。
【００５２】
図１０は、高調波電流検出部５０の構成を示すブロック図である。電流応答予測部５１は、ｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*に対する電流応答予測値ｉd_ｉ，ｉq_ｉを出力する伝達関数Ｇ（ｓ）を有する。基本波電流制御部２で行う電流制御を例えばＰＩ制御にて行う場合、図１１に示すように、伝達関数Ｇ（ｓ）を１次のローパス・フィルタ５１ａで実現することができる。この場合、ローパス・フィルタ５１ａの時定数は、基本波電流制御部２の時定数と等しい。
【００５３】
電流応答予測部５１にｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*を入力し、例えばローパスフィルタ５１ａを用いてフィルタ処理を施すことにより、電流応答予測値ｉd_ｉ，ｉq_ｉを求めて減算器５２，５３に出力する。減算器５２は、ｄ軸の実電流ｉdからｄ軸の電流応答予測値ｉd_ｉを減じて、ｄ軸電流の高調波成分ｉd_hを求める。また、減算器５３は、ｑ軸の実電流ｉqからｑ軸の電流応答予測値ｉq_ｉを減じて、ｑ軸電流の高調波成分ｉq_hを求める。なお、ｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*に対する電流応答予測値の位相特性・ゲイン特性は、基本波電流制御部２の位相特性・ゲイン特性と等しい。また、基本波電流制御部２がＰＩ制御以外の制御を行うときは、その制御系に対応した伝達関数を用いればよい。
【００５４】
図１に示すハイパス・フィルタ９を用いてｄｑ軸電流の高調波成分を検出する場合、基本波電流が変化した時に基本波電流の変化分がハイパス・フィルタ９を通過して高調波成分として検出されることがある。高調波成分が誤って検出されると、電力変換部４に送られる３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*にも誤差が生じるので、モータの制御の精度が悪化する。ハイパス・フィルタ９の代わりに高調波電流検出部５０を用いてｄｑ軸電流の高調波成分を検出した場合、基本波電流が変化する時でも高調波成分ｉd_h，ｉq_hは基本波電流の変化分を含むことはない。すなわち、ｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*が変化すると電流応答予測値ｉd_ｉ，ｉq_ｉも変化するので、減算器５２，５３で電流応答予測値の変化分が減じられて算出される高調波成分には基本波電流の変化分は含まれない。
【００５５】
図１３〜図１７を用いて、第１の実施の形態のモータ制御装置を用いてシミュレーションを行ったときの制御結果と第５の実施の形態のモータ制御装置を用いてシミュレーションを行ったときの制御結果とを比較する。図１３は、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値の時間変化を示す図である。図１４は、図１３に示す電流指令値に対して、第１の実施の形態におけるモータ制御装置を用いてｑ軸の高調波電流を検出したときの結果である。縦軸のスケールは、−６０［Ａ］〜１５０［Ａ］である。図１４から明らかなように、検出されたｑ軸の高調波電流には、基本波電流の変化分も含まれている。
【００５６】
図１５は、図１３に示す電流指令値に対して、第５の実施の形態におけるモータ制御装置を用いてｑ軸の高調波電流を検出したときの結果である。縦軸のスケールは、−２０［Ａ］〜２０［Ａ］である。検出されたｑ軸の高調波電流の変動は小さく、基本波電流の変化分は含まれていないことが分かる。高調波電流指令値ｉdｈ＝０，ｉqｈ＝０としたときの、図１３に示す電流指令値に対する応答値を図１６，図１７に示す。図１６から分かるように、第１の実施の形態のモータ制御装置による制御では、ｄ軸電流が変動している。これに対し、第５の実施の形態のモータ制御装置による制御では、ｄ軸電流の変動が抑えられて、制御精度が向上している。また、電流指令値に対するｑ軸電流の応答性も向上している。
【００５７】
図１７は、図１６の一部を拡大した図であり、ｑ軸電流指令値に対する第１の実施の形態のモータ制御装置による制御結果と、第５の実施の形態のモータ制御装置による制御結果とを示す。図から分かるように、第５の実施の形態のモータ制御装置による制御の方が、電流指令値に対するｑ軸電流の応答値の制御精度が向上している。上述したように、第１の実施の形態のモータ制御装置による制御では、基本波電流の変化分が誤って高調波電流として検出されるために、ｄ軸電流、ｑ軸電流ともに制御精度が悪化する。第５の実施の形態のモータ制御装置による制御では、検出した高調波電流には基本波電流が含まれないので、ｄｑ軸電流の制御精度を向上させることができる。
【００５８】
第５の実施の形態のモータ制御装置で用いられたローパス・フィルタ５１ａの時定数は、基本波電流制御部２の時定数と等しい固定の値である。この時定数を可変とすることもできる。実際の制御においては、モータＭの抵抗は温度によって変化し、インダクタンスはモータ電流によって変化するように、モータＭの状態は変化する。この場合、時定数を固定とした一次遅れ系の制御では、電流指令値と電流応答値との間に誤差が生じる。この誤差を抑えるために、ローパス・フィルタ５１ａの時定数を可変として、高調波電流の検出精度を向上させることができる。
【００５９】
図１２は、ローパス・フィルタ５１ａの時定数を可変とした高調波電流検出部５０Ａの構成を示すブロック図である。時定数テーブル５４は、ｄｑ電流指令値ｉd*，ｉq*に応じてローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を設定するためのテーブルである。電流指令値ｉd*，ｉq*とローパス・フィルタ５１ａＡの時定数との関係は、予め実験によって求めておく。ローパス・フィルタ５１ａＡは、時定数テーブル５４により求められる時定数を用いてフィルタ処理を行い、電流応答予測値ｉd_ｉ，ｉq_ｉを減算器５２，５３にそれぞれ出力する。
【００６０】
第５の実施の形態のモータ制御装置によれば、基本波電流が変化した時でも、基本波電流の変化分が高調波電流として検出されることはなく、確実に高調波電流を検出することができる。また、電流指令値ｉd*，ｉq*に応じてローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を設定することにより、さらに正確に高調波電流を検出することができる。
【００６１】
なお、時定数テーブル５４に格納されるローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を、電流指令値ｉd*，ｉq*ではなく、ｄｑ軸電流ｉd，ｉqに応じる値とすることもできる。
【００６２】
《第６の実施の形態》
第５の実施の形態のモータ制御装置は、第１の実施の形態のモータ制御装置におけるハイパス・フィルタ９を高調波電流検出部５０と置き換えて構成している。第６の実施の形態のモータ制御装置は、第２の実施の形態のモータ制御装置におけるハイパス・フィルタ９を高調波電流検出部５０Ｂと置き換えて構成される。また、高調波電流検出部５０Ｂに電流指令値ｉu*，ｉv*を入力するために、ｄｑ／３相変換部５５を備えている。第６の実施の形態のモータ制御装置の構成を図１８に示す。
【００６３】
図１９は、高調波電流検出部５０Ｂの構成を示すブロック図である。ｄｑ／３相変換部５５で変換された電流指令値ｉu*，ｉv*は、ローパス・フィルタ５１ａＢに入力される。入力された電流指令値ｉu*，ｉv*は、ローパス・フィルタ５１ａＢでフィルタ処理が施されて電流応答予測値ｉu_ｉ，ｉv_ｉが求められる。減算器５２は、ｕ相電流ｉuからｕ相電流応答予測値ｉu_ｉを減じて、ｕ相電流の高調波成分ｉu_hを求める。また、減算器５３は、ｖ相電流ｉvからｖ相電流応答予測値ｉv_ｉを減じて、ｖ相電流の高調波成分ｉv_hを求める。求めた高調波成分ｉu_h，ｉv_hはそれぞれ３相／ｄhｑh変換部２１に出力される。
【００６４】
また、第５の実施の形態と同様に、ローパス・フィルタ５１ａＢの時定数を可変とすることもできる。図２０は、ローパス・フィルタ５１ａＢの時定数を可変とした高調波電流検出部５０Ｃの構成を示すブロック図である。時定数テーブル５４Ｃには、ｕ相電流指令値ｉu*，ｖ相電流指令値ｉv*に対応するローパス・フィルタ５１ａＣの時定数が格納されている。ローパス・フィルタ５１ａＣの時定数を可変とすることにより、第５の実施の形態でローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を可変としたときと同様の効果を得ることができる。なお、時定数テーブル５４Ｃに格納されるローパス・フィルタ５１ａＣの時定数を、電流指令値ｉu*，ｉv*ではなく、Ｕ相電流ｉu，Ｖ相電流ｉvに応じる値とすることもできる。
【００６５】
第６の実施の形態のモータ制御装置によれば、第５の実施の形態のモータ制御装置と同様の効果を得ることができる。
【００６６】
《第７の実施の形態》
図２１は、第７の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。第７の実施の形態のモータ制御装置は、第３の実施の形態のモータ制御装置におけるハイパス・フィルタ９を高調波電流検出部５０Ｄと置き換えて構成される。また、高調波電流検出部５０Ｄに電流指令値ｉα*，ｉβ*を入力するために、ｄｑ／αβ変換部５６を備えている。
【００６７】
図２２は、高調波電流検出部５０Ｄの構成を示すブロック図である。ｄｑ／αβ変換部５６で変換された電流指令値ｉα*，ｉβ*は、ローパス・フィルタ５１ａＤに入力される。入力された電流指令値ｉα*，ｉβ*は、ローパス・フィルタ５１ａＤでフィルタ処理が施されて電流応答予測値ｉα_ｉ，ｉβ_ｉが求められる。減算器５２は、α軸電流ｉαからα軸電流応答予測値ｉα_ｉを減じて、α軸電流の高調波成分ｉα_hを求める。また、減算器５３は、β軸電流ｉβからβ軸電流応答予測値ｉβ_ｉを減じて、β軸電流の高調波成分ｉβ_hを求める。求めた高調波成分ｉβ_h，ｉβ_hはそれぞれαβ／ｄhｑh変換部３５に出力される。
【００６８】
ローパス・フィルタ５１ａＤの時定数を可変とすることができるのも、第５，第６の実施の形態と同様である。図２３は、ローパス・フィルタ５１ａＤの時定数を可変とした高調波電流検出部５０Ｅの構成を示すブロック図である。時定数テーブル５４Ｅには、α軸電流指令値ｉα*，β軸電流指令値ｉβ*に対応するローパス・フィルタ５１ａＥの時定数が格納されている。ローパス・フィルタ５１ａＥの時定数を可変とする効果は、第５，第６の実施の形態でローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を可変としたときと同じであり、その詳細については省略する。
【００６９】
第７の実施の形態のモータ制御装置においても、第５，第６の実施の形態のモータ制御装置と同様の効果を得ることができる。
【００７０】
《第８の実施の形態》
第８の実施の形態のモータ制御装置は、第４の実施の形態のモータ制御装置におけるハイパス・フィルタ９を高調波電流検出部５０と置き換えて構成される。すなわち、第８の実施の形態のモータ制御装置は、図９に示す第１の実施の形態のモータ制御装置の高調波電流制御回路を２組備えている。第８の実施の形態のモータ制御装置の構成を図２４に示す。高調波電流検出部５０は、第１の実施の形態の高調波電流検出部５０と同じものを用いることができるので、その構成は図１０，１１に示すものとなる。また、ローパス・フィルタ５１ａの時定数を可変としたときの高調波電流検出部５０の構成は、図１２に示すものとなる。第８の実施の形態のモータ制御装置においても、第５〜第７の実施の形態のモータ制御装置と同様の効果を得ることができる。
【００７１】
なお、第８の実施の形態のモータ制御装置では、第５の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備えた構成としている。同様に、第６の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備える構成とすることもできるし、第７の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備える構成とすることもできる。これらの構成によるモータ制御装置では、２つの次数の高調波成分を低減することができるが、３つ以上の高調波成分を低減する構成とすることもできる。この場合、低減対象となる高調波成分の数だけ上述した高調波電流制御回路を設ければよい。
【００７２】
本発明は、上述した実施の形態に限定されることはない。例えば、第２〜第４の実施の形態のモータ制御装置の高調波電流制御回路における制御対象である高調波電流成分の次数は、モータ速度やモータにかかる負荷などのモータの制御状態に応じて切り替えることができる。また、交流モータの種類に限定されることはなく、同期モータや誘導モータに適用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図２】第２の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図３】第３の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図４】第４の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図５】従来のモータ制御装置により駆動したモータの電流波形を示す図である。
【図６】第１の実施の形態により駆動したモータの電流波形を示す図である。
【図７】ＩＰＭモータのローター構造を示す図である。
【図８】ＳＰＭモータのローター構造を示す図である。
【図９】第５の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図１０】第５の実施の形態のモータ制御装置における高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図１１】電流応答予測部にローパス・フィルタを用いて構成される高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図１２】ローパス・フィルタの時定数を可変としたときの高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図１３】ｄｑ軸の電流指令値を示す図である。
【図１４】図１３に示す電流指令値に対して、第１の実施の形態のモータ制御装置により検出されるｑ軸の高調波電流を示す図である。
【図１５】図１３に示す電流指令値に対して、第５の実施の形態のモータ制御装置により検出されるｑ軸の高調波電流を示す図である。
【図１６】図１３に示す電流指令値に対して、ｄｑ軸の電流応答値を示す図である。
【図１７】図１６の一部を拡大した図である。
【図１８】第６の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図１９】第６の実施の形態のモータ制御装置における高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図２０】ローパス・フィルタの時定数を可変としたときの第６の実施の形態の高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図２１】第７の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図２２】第７の実施の形態のモータ制御装置における高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図２３】ローパス・フィルタの時定数を可変としたときの第７の実施の形態の高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図２４】第８の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図２５】従来のモータ制御装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ トルク制御部
２ 基本波電流制御部
３ ｄｑ／３相変換部
４ 電力変換部
５ 位相速度演算部
６，７ 電流センサー
８ ３相／ｄｑ変換部
９ ハイパス・フィルター
１０ ｄｑ／ｄhｑh変換部
１０Ａ ｄｑ／ｄh1ｑh1変換部
１０Ｂ ｄｑ／ｄh2ｑh2変換部
１１ 高調波電流制御部
１２ ｄhｑh／ｄｑ変換部
１２Ａ ｄh1ｑh1／ｄｑ変換部
１２Ｂ ｄh2ｑh2／ｄｑ変換部
１３，１４ 加算器
２１ ３相／ｄhｑh変換部
２２ ｄhｑh／３相変換部
３１ ｄｑ／αβ変換部
３２ αβ／３相変換部
３３ ３相／αβ変換部
３４ αβ／ｄｑ変換部
３５ αβ／ｄhｑh変換部
３６ ｄhｑh／αβ変換部
５０、５０Ａ、５０Ｂ、５０Ｃ、５０Ｄ、５０Ｅ 高調波電流検出部
５１ 電流応答予測部
５１ａ、５１ａＡ、５１ａＢ、５１ａＣ、５１ａＤ、５１ａＥ、 ローパス・フィルタ
５２、５３ 減算器
５４、５４Ｃ、５４Ｅ 時定数テーブル
５５ ｄｑ／３相変換部
５６ ｄｑ／αβ変換部
Ｍ ３相交流モータ
ＰＳ エンコーダー
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ制御装置に関し、特に、３相交流モータに流れる高調波電流を低減するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、３相交流モータの電流制御回路では、演算を容易にするために、３相交流を直流に変換して制御演算が行われている（例えば、特開平０８−３３１８８５号公報参照）。図２５は、従来の３相交流モータの制御装置の構成を示す。従来のモータ制御装置で行われる制御演算では、３相交流モータに流れる電流のうち、励磁電流成分の方向をｄ軸に設定し、トルク電流成分の方向をｄ軸と直交するｑ軸に設定した回転直交座標系（ｄｑ座標系）を用いる。回転直交座標系において、３相交流電流値を変換した直流電流値を用いて電流制御演算を行い、電流の制御偏差を小さくしている。
【０００３】
交流モータは、小型化と高効率化のために、図７に示すような内部埋め込み磁石構造のローターと、集中巻構造のステーターを備えている。ローターは、磁石トルクとリラクタンストルクを有効利用できる。このようなローターを有するモータはＩＰＭ（Interior Permanent-magnet Motor）と呼ばれている。ステーターは、コイルエンドの大幅な低減が可能である。上述した構造のローターとステーターを備えたモータは、集中巻ＩＰＭモータと呼ばれ、小形で高い効率を実現できるモーターとして注目されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した集中巻ＩＰＭモータは、空間高調波が大きいという特性を有している。集中巻ＩＰＭモータのように集中巻構造を有するモータは、１極当たりのスロット数が少ないので、分布巻構造のモータに比べて磁束の分布が不均一になるからである。磁束の分布が均一にならない理由について説明する。
【０００５】
図８は、ローターの表面が磁石で覆われている表面磁石構造を有するＳＰＭモータを示す。図８に示すＳＰＭモータと異なり、図７に示す内部埋め込み磁石構造を有するＩＰＭモータでは、ローターの円周に沿って磁石が埋め込まれている部分と磁石が存在しない部分とが存在する。従って、ローターの表面が磁石で覆われているＳＰＭモータでは磁束の分布が均一になるが、ＩＰＭモータでは磁束の変化が大きくなり、空間高調波成分が大きくなる。
【０００６】
モータの空間高調波が大きくなると、モータに流れる電流の高調波成分が大きくなるので、モータの効率改善効果が小さくなったり、トルクリップルが大きくなるという問題がある。また、電流の基本波成分に高調波成分が重畳されるので、電流のピーク値が大きくなるという問題もある。
【０００７】
本発明の目的は、交流モータに流れる高調波電流を低減するモータ制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
（１）請求項１の発明は、３相交流モータＭに流れる電流ｉu、ｉv、ｉwの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分を制御する基本波電流制御回路１〜５，８と、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路８〜１２とを備え、高調波座標系を基本波電流制御回路１〜５，８のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、高調波電流制御回路８〜１２は、ｄｑ座標系の電流指令値に対する電流応答値を予測する電流応答値予測回路５０と、ｄｑ座標系の電流値から電流応答値予測回路５０で予測された電流応答値を減算して高調波電流を検出する高調波電流検出回路５０とを備え、高調波電流検出回路５０で検出されたｄｑ座標系の高調波電流を高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、基本波電流制御回路１〜５，８の出力と高調波電流制御回路８〜１２の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とする。
（２）請求項２のモータ制御装置は、３相交流モータＭに流れる電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の基本波成分を制御する基本波電流制御回路１〜５，８と、モータ電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路８〜１２とを備え、高調波座標系を基本波電流制御回路１〜５，８のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、高調波電流制御回路８〜１２は、モータ電流指令値に対する電流応答値を予測する電流応答値予測回路５０と、基本波電流値から電流応答値予測回路５０で予測された電流応答値を減算して高調波電流を検出する高調波電流検出回路５０とを備え、高調波電流検出回路８〜１２によって検出された高調波電流を高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、
基本波電流制御回路１〜５，８の出力と高調波電流制御回路８〜１２の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とする。
（３）請求項３のモータ制御装置は、３相交流モータＭに流れる電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の基本波成分を制御する基本波電流制御回路１〜５，８と、モータ電流ｉ u 、ｉ v 、ｉ w の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路８〜１２とを備え、高調波座標系を基本波電流制御回路１〜５，８のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、高調波電流制御回路８〜１２は、モータ電流をモータのステーター側に固定されたαβ直交座標系の電流に変換し、このαβ座標系の電流の高調波成分を検出して高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、基本波電流制御回路１〜５，８の出力と高調波電流制御回路８〜１２の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とする。
（４）請求項４の発明は、請求項３のモータ制御装置において、高調波電流制御回路１１，３３，３４，３５，３６，５０Ｄ，５５は、αβ座標系の電流指令値ｉα * ，ｉβ * に対する電流応答値ｉα _i ，ｉβ _i を予測する電流応答値予測回路５０Ｄと、αβ座標系の電流値ｉα，ｉβから電流応答値予測回路５０Ｄで予測された電流応答値ｉα _i ，ｉβ _i を 減算して高調波電流ｉα _h ，ｉβ _h を検出する高調波電流検出回路５０Ｄとを備える。
（５）請求項５の発明は、請求項１，２，４のいずれかに記載のモータ制御装置において、電流応答値予測回路は、ローパス・フィルタであることを特徴とする。
（６）請求項６の発明は、請求項５のモータ制御装置において、ローパス・フィルタの時定数は、モータの状態が変化することに伴い変化することを特徴とする。
（７）請求項７の発明は、請求項１のモータ制御装置において、高調波電流制御回路における制御対象の高調波次数をモータの駆動状態に応じて切り換えるようにしたものである。
（８）請求項８の発明は、請求項１〜７のモータ制御装置において、複数の次数の高調波電流に対応する複数組の高調波電流制御回路を備えることを特徴とする。
（９）請求項９の発明は、請求項８のモータ制御装置において、高調波電流制御回路における制御対象の高調波次数を、モータ電流に含まれる高調波成分の多い順に決定するようにしたものである。
【０００９】
なお、上記課題を解決するための手段の項では、本発明をわかりやすく説明するために一実施の形態の図を用いたが、これにより本発明が実施の形態に限定されるものではない。
【００１０】
【発明の効果】
（１） 請求項１の発明によれば、基本波電流が変化した時でも、基本波電流の変化分が高調波電流として検出されることはなく、確実に高調波電流を検出することができる。また、所定次数を中心とする高調波成分を大幅に低減することができる。
（２）請求項２の発明によれば、基本波電流が変化した時でも、基本波電流の変化分が高調波電流として検出されることはなく、確実に高調波電流を検出することができる。また、所定次数を中心とする高調波成分を大幅に低減することができる。
（３）請求項３の発明によれば、３相交流座標系で電流制御演算を行う場合に比べて演算量を少なくしつつ、所定次数を中心とする高調波成分を大幅に低減することができる。
（４）請求項４の発明によれば、基本波電流が変化した時でも、基本波電流の変化分が高調波電流として検出されることはなく、確実に高調波電流を検出することができる。
（５）請求項６の発明によれば、モータの状態により基本波電流の制御応答値が変化する場合でも、ローパス・フィルタの時定数をモータの状態に応じた値とするので、電流指令値に対する予測応答値の精度を向上させることができる。
（６）請求項７の発明によれば、モータの駆動状態に応じて発生する高調波電流を効果的に低減することができる。
（７）請求項８または９の発明によれば、モータ電流に含まれる高調波成分をさらに多く低減することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
《第１の実施の形態》
図１は、本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。モータ制御装置は、３相交流モータを用いて直流モータと同等のトルク制御を実現するベクトル制御を行う。すなわち、モータ電流の励磁電流成分とトルク電流成分とを非干渉化することにより、トルク電流成分がモータの出力トルクに比例する。つまり、交流モータが回転駆動することにより発生する回転磁界の磁束ベクトルの振幅を一定に制御すると、磁束ベクトルと直交するトルク電流ベクトルがモータトルクに比例する。
【００１２】
上述した制御を行うために、第１の実施の形態のモータ制御装置は、基本波電流制御回路と高調波電流制御回路とを備えている。基本波電流制御回路は、ｄｑ座標系を用いてモータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分を制御する回路である。ｄｑ座標系は、３相交流モータＭに流れる３相電流ｉu、ｉv、ｉwの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とで構成され、モータ回転に同期して回転する座標系である。高調波電流制御回路は、高調波座標系を用いてモータ電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調波成分を制御する回路である。高調波座標系は、基本波電流制御回路のみを用いてモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系であり、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する座標系である。
【００１３】
基本波電流制御回路は、トルク制御部１、基本波電流制御部２、ｄｑ／３相変換部３、電力変換部４、位相速度演算部５および３相／ｄｑ変換部８を備えている。なお、この基本波電流制御回路の構成は、図２５に示す従来のモータ制御装置の構成と同様である。トルク制御部１は、トルク指令値Ｔe*とモータ回転速度ωeとに基づいて、電流指令値テーブルを用いて、励磁電流成分であるｄ軸電流指令値ｉd*と、トルク電流成分であるｑ軸電流指令値ｉq*とを演算する。演算した電流指令値ｉd*，ｉq*は、基本波電流制御部２に送られる。
【００１４】
基本波電流制御部（ｄｑ軸電流制御部）２は、ｄ軸とｑ軸の実電流ｉd、ｉqをそれぞれ電流指令値ｉd*、ｉq*に一致させるために、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*を演算する。ｄｑ／３相変換部３は、３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相θeに基づいて、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値（ｖd*＋ｖd'）、（ｖq*＋ｖq'）を３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換する。ｄ軸，ｑ軸の電圧指令値（ｖd*＋ｖd'）、（ｖq*＋ｖq'）については後述する。変換した３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*は、電力変換部４に送られる。電力変換部４は、ＩＧＢＴなどの電力変換素子により、３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に基づいてバッテリなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングし、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００１５】
エンコーダＰＳは３相交流モータＭに連結され、モータＭの回転位置θmを検出する。検出した回転位置θmは、位相速度演算部５に送られる。位相速度演算部５は、エンコーダＰＳから送られた回転位置信号θmに基づいてモータＭの回転速度ωeと３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相θeを演算する。電流センサ６、７は、３相交流モータＭのＵ相とＶ相の実電流ｉu、ｉvをそれぞれ検出する。検出したＵ相電流iuとＶ相電流ivは、３相／ｄｑ変換部８に送られる。３相／ｄｑ変換部８は、３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相θeに基づいて３相交流モータＭの実電流ｉu、ｉv、ｉw（＝−ｉu−ｉv）をｄ軸の実電流ｉdとｑ軸の実電流ｉqに変換する。
【００１６】
高調波電流制御回路は、３相／ｄｑ変換部８、ハイパス・フィルタ９、ｄｑ／ｄhｑh変換部１０、高調波電流制御部１１およびｄhｑh／ｄｑ変換部１２を備えている。ハイパス・フィルタ９は、ｄ軸の実電流ｉd、ｑ軸の実電流ｉqにフィルタ処理を施して高調波成分を抽出する。ｄｑ／ｄhｑh変換部１０は、上述した基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）ｄhｑhを有し、ｄ軸の実電流ｉd、ｑ軸の実電流ｉqの高調波成分を高調波座標系ｄhｑhの実電流ｉdh、ｉqhに変換する。ｄｑ座標系から見たｄhｑh座標系の位相をθehとすると、ｄhｑh座標系の実電流ｉdh、ｉqhは次式（１）により求められる。
【数１】
高調波電流制御部１１は、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調波成分の内の上記所定次数の高調波成分が０となるように高調波電流を制御する。そのため、高調波電流制御部（ｄhｑh軸電流制御部）１１は、ｄh軸とｑh軸の実電流ｉdh、ｉqhをそれぞれ電流指令値ｉdh*＝０、ｉqh*＝０に一致させるためのｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh*、ｖqh*を演算する。ｄhｄq／ｄｑ変換部１２は、ｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh*、ｖqh*をそれぞれ、ｄ軸とｑ軸の高調波電圧指令値ｖd’、ｖq’に変換する。この変換は式（１）と逆の変換を行えばよい。変換後の電圧指令値ｖd’、ｖq’は、加算器１３，１４に送られる。加算器１３，１４は、基本波電流制御部２で生成された基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*と高調波電流制御回路で生成された高調波電圧指令値ｖd'、ｖq'とを加算し、最終的なｄ軸電圧指令値（ｖd*＋ｖd'）とｑ軸電圧指令値（ｖq*＋ｖq'）を得る。
【００１８】
図１に示す第１の実施の形態のモータ制御装置から、ハイパス・フィルタ９、ｄｑ／ｄhｑh変換部１０、高調波電流制御部１１、ｄhｑh／ｄｑ変換部１２および加算器１３，１４を除くと、図２５に示す従来のモータ制御装置の電流制御回路、つまり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流を制御する電流制御回路となる。ｄｑ座標系のみを用いた電流制御演算では、電流指令値に対する実電流の追従性を、モータの空間高調波に起因する高調波電流の周波数帯域まで確保するのは困難である。従って、上述したように集中巻ＩＰＭモータの効率改善効果が小さくなったり、トルクリップルが大きくなったり、あるいは電流のピーク値が大きくなるという問題が発生する。
【００１９】
この問題について詳しく説明する。ｄｑ座標系は、モータの回転に同期して回転する座標系であるから、ｄｑ座標系ではモータの基本波電流は直流量になる。一方、ｄｑ座標系における高調波電流の角周波数ωeh_dqは、高調波電流の角周波数をωehとし、モータ電流の基本角周波数をωeとすると、次式（２）で表される。
【数２】
ωeh_dq＝ωeh−ωe …（２）
式（２）から明らかなように、モータ電流の高調波成分はｄｑ座標系でも直流量にならない。このため、モータの回転速度が高くなってモータ電流の周波数が高くなると、モータ電流の基本波成分の追従性は良好であるが、モータ電流の高調波成分はモータの回転速度に応じて周波数が高くなり、電流指令値に対して実電流が追従できなくなる。
【００２０】
上述した問題を解決するために、第１の実施の形態のモータ制御装置では、図１に示す高調波電流制御回路８〜１２と加算器１３，１４とを用いて、所定次数の高調波成分の電流追従性を改善して、所定次数の高調波成分を低減する。説明を簡単にするために、この実施の形態ではｋ次高調波成分を低減するものとする。
【００２１】
３相／ｄｑ変換部８から出力されるｄ軸とｑ軸の実電流ｉd、ｉqの基本波成分は直流量であるが、高調波成分は交流量である。ハイパス・フィルタ９は、実電流ｉd、ｉqから高調波成分のみを抽出する。抽出した高調波成分は、ｄｑ／ｄhｑh変換部１０に送られる。ｄｑ／ｄhｑh変換部１０は、実電流ｉd、ｉqに含まれるｋ次高調波成分を、位相（θe_h−θe）で回転するｄhｑh高調波座標系の実電流ｉdh、ｉqhに変換する。ただし、θe_hはｋ次高調波電流の位相である。ｋ次高調波成分は予め設定しておくことができるので、位相θe_h−θeは演算により求めることができる。変換後の実電流ｉdh、ｉqhは、直流量となる。したがって、ｄhｑh座標系で電流制御演算を行うと、ｋ次高調波電流の電流指令値（＝０）に対する追従性は大きく改善される。この結果、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調波電流を低減することができる。特に、ｋ次およびその近傍の高調波電流を大幅に低減できる。
【００２２】
従来のモータ制御装置を用いて、空間高調波成分の大きい集中巻ＩＰＭモータを駆動した場合の、Ｕ相電流指令値に対するＵ相電流の波形を図５に示す。また、第１の実施の形態のモータ制御装置を用いて、同じＩＰＭモータを駆動した場合のＵ相電流指令値に対するＵ相電流の波形を図６に示す。従来のモータ制御装置を用いた場合、図５から明らかなようにモータ電流に大きな高調波成分が含まれている。これに対し、第１の実施の形態のモータ制御装置を用いた場合、図６から明らかなように高調波成分が大きく低減されている。
【００２３】
このように、第１の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、モータ電流に含まれる所定次数を中心とする高調波成分を低減することができる。
【００２４】
なお、上述した第１の実施の形態のモータ制御装置では、任意の所定次数ｋの高調波電流を低減する例を示したが、モータ速度や負荷などのモータの駆動状態に応じて、低減する高調波電流の次数ｋを切り換えるようにしてもよい。すなわち、モータの駆動状態が変化すると発生する高調波電流成分も変化するので、モータの駆動状態に応じて、最も多い高調波電流成分を低減する必要がある。
【００２５】
上述した第１の実施の形態では、ｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqから基本波成分と高調波成分とを抽出する例を示した。ｄｑ軸では基本波成分は直流量となり、高調波成分は交流量となるため、後述する第２および第３の実施の形態で行う方法に比べ、基本波成分と高調波成分の分離が容易である。
【００２６】
上述した第１の実施の形態では、高調波座標系を基本波電流制御回路１〜８のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系ｄhｑhとした例を示した。高調波座標系として、モータ電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系を用いても、同様な高調波成分の低減効果を得ることができる。
【００２７】
《第２の実施の形態》
上述した第１の実施の形態では、基本波分のｄｑ軸電圧指令値ｖd*、ｖq*と高調波分のｄｑ軸電圧指令値ｖd'、ｖq'とを加算して最終的なｄｑ軸電圧指令値（ｖd*＋ｖd'）、（ｖq*＋ｖq'）を求め、ｄｑ／３相変換により３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換する例を示した。第２の実施の形態では、基本波分の３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*と高調波分の３相交流電圧指令値ｖu'、ｖv'、ｖw'とを求め、それらを加算して最終的な３相交流電圧指令値（ｖu*＋ｖu'）、（ｖv*＋ｖv'）、（ｖw*＋ｖw'）を得る。
【００２８】
図２は、第２の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略するとともに、単線図で表す。基本波電流制御回路については図１に示す第１の実施の形態と同様であり、その説明は省略する。
【００２９】
高調波電流制御回路において、ハイパス・フィルタ９は３相交流モータＭの実電流ｉu、ｉvにフィルタ処理を施して高調波成分を抽出する。３相／ｄhｑh変換部２１は、高調波座標系ｄhｑhを有し、モータ電流ｉu、ｉvの高調波数成分を高調波座標系ｄhｑhの実電流ｉdh、ｉqhに変換する。高調波座標系とは、上述したように、基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系である。３相座標系から見たｄhｑh座標系の位相をθehsとすると、ｄhｑh座標系の実電流ｉdh、ｉqhは次式（３）により求められる。
【数３】
ｄhｑh／３相変換部２２は、高調波電流制御部１１から送られてきたｄh軸の電圧指令値ｖdh*、ｑh軸の電圧指令値ｖqh*を高調波分の３相交流電圧指令値ｖu'、ｖv'、ｖw'に変換する。この変換は式（３）と逆の変換を行えばよい。加算器１３，１４は、基本波電流制御回路で演算した基本波分の３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*と、高調波電流制御回路で演算した高調波分の３相交流電圧指令値ｖu'、ｖv'、ｖw'とを加算し、最終的な３相交流電圧指令値（ｖu*＋ｖu'）、（ｖv*＋ｖv'）、（ｖw*＋ｖw'）を得る。
【００３１】
第２の実施の形態のモータ制御装置を用いたときのモータ電流波形は、図６に示す波形とほぼ同様な波形が得られる。すなわち、第１の実施の形態のモータ制御装置と同様にモータ電流に含まれる所定次数を中心とする高調波成分を低減することができる。なお、第２の実施の形態のモータ制御装置では、３相交流座標系において基本波分と高調波分の指令値演算を行うため、ｄｑ座標系において演算を行う第１の実施の形態よりも演算処理量が多くなる。
【００３２】
《第３の実施の形態》
上述した第１の一実施の形態では、ｄｑ座標系において電圧指令値演算を行う例を、また第２の実施の形態では３相交流座標系において電圧指令値演算を行う例をそれぞれ示した。第３の実施の形態では、αβ座標系において電圧指令値演算を行う。
【００３３】
上述した３相交流座標系は、モータのステーターに固定された静止座標系であり、１２０度ずつずれたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の軸を有する座標系である。これに対しαβ座標系は、ステーターに固定された直交座標系である。一般には、α軸を３相交流座標系のＵ軸と同一位相にとってαβ座標系を設定する。このαβ座標系では、３相交流座標系の３つの物理量を直交する２つの物理量で取り扱えるので、指令値演算の処理量は上述した第１の実施の形態のｄｑ座標系の場合とほぼ同じ量になる。
【００３４】
図３は第３の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略するとともに、単線図で表す。第３の実施の形態の基本波電流制御回路は、図１に示す基本波電流制御回路に対して、ｄｑ／αβ変換部３１とαβ／３相変換部３２が新たに加わり、３相／ｄｑ変換部８に代わって３相／αβ変換部３３とαβ／ｄｑ変換部３４が用いられる。
【００３５】
ｄｑ／αβ変換部３１は、基本波電流制御部２で演算されたｄｑ軸基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*をαβ軸基本波電圧指令値ｖα*、ｖβ*に変換する。αβ／３相変換部３２は、後述する最終的なαβ軸電圧指令値（ｖα*＋ｖα'）、（ｖβ*＋ｖβ'）を３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換する。３相／αβ変換部３３は、基本波電流位相θeに基づいて３相交流モータＭの実電流ｉu、ｉv、ｉw（＝−ｉu−ｉv）をαβ軸の実電流ｉα、ｉβに変換する。αβ／ｄｑ変換部３４は、αβ軸の実電流ｉα、ｉβをｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqに変換する。
【００３６】
第３の実施の形態の高調波電流制御回路では、図１に示す高調波電流制御回路のｄｑ／ｄhｑh変換部１０とｄhｑh／ｄｑ変換部１２の代わりに、αβ／ｄhｑh変換部３５とｄhｑh／αβ変換部３６がそれぞれ用いられる。
【００３７】
ハイパス・フィルタ９は、αβ軸の実電流ｉα、ｉβにフィルタ処理を施して高調波成分を抽出する。抽出した高調波成分は、αβ／ｄhｑh変換部３５に送られる。αβ／ｄhｑh変換部３５は、高調波座標系ｄhｑhを有し、αβ軸電流ｉα、ｉβの高調波成分を高調波座標系ｄhｑhの実電流ｉdh、ｉqhに変換する。高調波座標系は、上述したように、基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系である。ｄhｑh／αβ変換部３６は、高調波電流制御部１１から送られてきたｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh*、ｖqh*を、αβ軸高調波電圧指令値ｖα'、ｖβ'にそれぞれ変換する。
【００３８】
加算器１３，１４は、基本波電流制御回路で演算したαβ軸基本波電圧指令値ｖα*、ｖβ*と、高調波電流制御回路で演算したαβ軸高調波電圧指令値ｖα'、ｖβ'とを加算し、最終的なαβ軸電圧指令値（ｖα*＋ｖα'）、（ｖβ*＋ｖβ'）を得る。
【００３９】
最終的なαβ軸電圧指令値（ｖα*＋ｖα'）、（ｖβ*＋ｖβ'）は、αβ／３相変換部３２により３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換される。電力変換部４は、３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に基づいて、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００４０】
第３の実施の形態のモータ制御装置を用いたときのモータ電流波形は、図６に示す波形とほぼ同様な波形が得られる。すなわち、第１の実施の形態のモータ制御装置と同様に、モータ電流に含まれる所定次数を中心とする高調波成分を低減することができる。
【００４１】
《第４の実施の形態》
上述した第１〜第３の実施の形態ではいずれも、モータ電流に含まれる単一次数を中心とした高調波成分を低減する例を示した。第４の実施の形態では、２つの次数、ここでは一般的に成分が大きいとされる第５次と第７次を中心とする高調波成分を低減する例を示す。
【００４２】
図４は第４の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略するとともに、単線図で表す。第４の実施の形態の基本波電流制御回路の構成は、図１に示す第１の実施の形態の基本波電流制御回路の構成と同じである。
【００４３】
第１の実施の形態のモータ制御装置と異なるのは、高調波電流制御回路である。すなわち、第４の実施の形態のモータ制御装置では、図１に示す第１の実施の形態の高調波電流制御回路を２組備えている。２つのうちの１つの高調波電流制御回路は、３相／ｄｑ変換部８、ハイパス・フィルタ９、ｄｑ／ｄh1ｑh1変換部１０Ａ、高調波電流制御部１１およびｄh1ｑh1／ｄｑ変換部１２Ａから構成される。もう１つの高調波電流制御回路は、３相／ｄｑ変換部８、ハイパス・フィルタ９、ｄｑ／ｄh2ｑh2変換部１０Ｂ、高調波電流制御部１１およびｄh1ｑh1／ｄｑ変換部１２Ｂから構成される。
【００４４】
ｄｑ／ｄh1ｑh1変換部１０Ａとｄｑ／ｄh2ｑh2変換部１０Ｂは、図１に示すｄｑ／ｄhｑh変換部１０と同様のものである。しかし、ｄｑ／ｄh1ｑh1変換部１０Ａは、ｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqの高調波成分を、モータ電流の第５次高調波成分の位相（θeh1−θe）に同期して回転する直交座標系（高調波座標系）ｄh1ｑh1の実電流ｉdh1、ｉqh1に変換するものである。また、ｄｑ／ｄh2ｑh2変換部１０Ｂは、ｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqの高調波成分を、モータ電流の第７次高調波成分の位相（θeh2−θe）に同期して回転する直交座標系（高調波座標系）ｄh2ｑh2の実電流ｉdh2、ｉqh2に変換するものである。
【００４５】
ｄh1ｑh1／ｄｑ変換部１２Ａとｄh2ｑh2／ｄｑ変換部１２Ｂは、図１に示すｄhｑh／ｄｑ変換部１２と同様のものである。しかし、ｄh1ｑh1／ｄｑ変換部１２Ａは、ｄh1軸とｑh1軸の高調波電圧指令値ｖdh1*、ｖqh1*をｄ軸とｑ軸の高調波電圧指令値ｖd1’、ｖq1’に変換するものである。また、ｄh2ｑh2／ｄｑ変換部１２Ｂは、ｄh2軸とｑh2軸の高調波電圧指令値ｖdh2*、ｖqh2*をｄ軸とｑ軸の高調波電圧指令値ｖd2’、ｖq2’に変換するものである。
【００４６】
加算器１３，１４は、基本波電流制御回路で演算したｄｑ軸基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*と、第５次高調波電流制御回路で演算したｄｑ軸高調波電圧指令値ｖd1'、ｖq1'と、第７次高調波電流制御回路で演算したｄｑ軸高調波電圧指令値ｖd2'、ｖq2'とを加算し、最終的なｄｑ軸電圧指令値（ｖd*＋ｖd1'＋ｖd2'）、（ｖq*＋ｖq1'＋ｖq2'）を得る。
【００４７】
最終的なｄｑ軸電圧指令値（ｖd*＋ｖd1'＋ｖd2'）、（ｖq*＋ｖq1'＋ｖq2'）は、ｄｑ／３相変換部３により３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換される。電力変換部４は、３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に基づいて、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００４８】
第４の実施の形態のモータ制御装置によれば、上述した第１〜第３の実施の形態のモータ制御装置よりもさらにモータ電流に含まれる高調波成分、特に第５次と第７次を中心とした高調波成分を低減することができる。
【００４９】
なお、第４の実施の形態のモータ制御装置では、第１の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備えた構成としている。同様に、第２の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備える構成とすることもできるし、第３の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備える構成とすることもできる。また、第４の実施の形態では、モータ電流に含まれる高調波電流のうち、第５次と第７次の高調波成分が多いので、第５次高調波成分と第７次高調波成分を低減する例を示したが、低減対象となる高調波の次数はこの実施の形態に限定されない。すなわち、高調波電流のうち含まれている高調波成分が多い次数を低減すればよい。さらに、第４の実施の形態では、第５次と第７次の２つの次数の高調波成分を中心に低減する例を示したが、３つ以上の高調波成分を低減することもできる。この場合、低減対象となる高調波成分の数だけ上述した高調波電流制御回路を設ければよい。
【００５０】
《第５の実施の形態》
図９は、第５の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略するとともに、単線図で表す。基本波電流制御回路については図１に示す第１の実施の形態と同様であり、その説明は省略する。
【００５１】
第５の実施の形態のモータ制御装置が、図１に示すモータ制御装置と異なるのは、高調波電流検出部５０である。すなわち、第１の実施の形態のモータ制御装置では、ハイパス・フィルタ９を用いてｄｑ軸の実電流ｉd，ｉqの高調波成分を検出しているが、第５の実施の形態のモータ制御装置では、高調波電流検出部５０を用いて高調波成分を検出している。高調波電流検出部５０は、ｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*に対する電流応答値を予測し、予測した電流応答値と３相／ｄｑ変換部８で変換したｄｑ軸電流ｉd，ｉqとを用いてｄｑ軸電流ｉd，ｉqの高調波成分を検出する。この方法を図１０を用いて詳しく説明する。
【００５２】
図１０は、高調波電流検出部５０の構成を示すブロック図である。電流応答予測部５１は、ｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*に対する電流応答予測値ｉd_ｉ，ｉq_ｉを出力する伝達関数Ｇ（ｓ）を有する。基本波電流制御部２で行う電流制御を例えばＰＩ制御にて行う場合、図１１に示すように、伝達関数Ｇ（ｓ）を１次のローパス・フィルタ５１ａで実現することができる。この場合、ローパス・フィルタ５１ａの時定数は、基本波電流制御部２の時定数と等しい。
【００５３】
電流応答予測部５１にｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*を入力し、例えばローパスフィルタ５１ａを用いてフィルタ処理を施すことにより、電流応答予測値ｉd_ｉ，ｉq_ｉを求めて減算器５２，５３に出力する。減算器５２は、ｄ軸の実電流ｉdからｄ軸の電流応答予測値ｉd_ｉを減じて、ｄ軸電流の高調波成分ｉd_hを求める。また、減算器５３は、ｑ軸の実電流ｉqからｑ軸の電流応答予測値ｉq_ｉを減じて、ｑ軸電流の高調波成分ｉq_hを求める。なお、ｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*に対する電流応答予測値の位相特性・ゲイン特性は、基本波電流制御部２の位相特性・ゲイン特性と等しい。また、基本波電流制御部２がＰＩ制御以外の制御を行うときは、その制御系に対応した伝達関数を用いればよい。
【００５４】
図１に示すハイパス・フィルタ９を用いてｄｑ軸電流の高調波成分を検出する場合、基本波電流が変化した時に基本波電流の変化分がハイパス・フィルタ９を通過して高調波成分として検出されることがある。高調波成分が誤って検出されると、電力変換部４に送られる３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*にも誤差が生じるので、モータの制御の精度が悪化する。ハイパス・フィルタ９の代わりに高調波電流検出部５０を用いてｄｑ軸電流の高調波成分を検出した場合、基本波電流が変化する時でも高調波成分ｉd_h，ｉq_hは基本波電流の変化分を含むことはない。すなわち、ｄｑ軸の電流指令値ｉd*，ｉq*が変化すると電流応答予測値ｉd_ｉ，ｉq_ｉも変化するので、減算器５２，５３で電流応答予測値の変化分が減じられて算出される高調波成分には基本波電流の変化分は含まれない。
【００５５】
図１３〜図１７を用いて、第１の実施の形態のモータ制御装置を用いてシミュレーションを行ったときの制御結果と第５の実施の形態のモータ制御装置を用いてシミュレーションを行ったときの制御結果とを比較する。図１３は、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値の時間変化を示す図である。図１４は、図１３に示す電流指令値に対して、第１の実施の形態におけるモータ制御装置を用いてｑ軸の高調波電流を検出したときの結果である。縦軸のスケールは、−６０［Ａ］〜１５０［Ａ］である。図１４から明らかなように、検出されたｑ軸の高調波電流には、基本波電流の変化分も含まれている。
【００５６】
図１５は、図１３に示す電流指令値に対して、第５の実施の形態におけるモータ制御装置を用いてｑ軸の高調波電流を検出したときの結果である。縦軸のスケールは、−２０［Ａ］〜２０［Ａ］である。検出されたｑ軸の高調波電流の変動は小さく、基本波電流の変化分は含まれていないことが分かる。高調波電流指令値ｉdｈ＝０，ｉqｈ＝０としたときの、図１３に示す電流指令値に対する応答値を図１６，図１７に示す。図１６から分かるように、第１の実施の形態のモータ制御装置による制御では、ｄ軸電流が変動している。これに対し、第５の実施の形態のモータ制御装置による制御では、ｄ軸電流の変動が抑えられて、制御精度が向上している。また、電流指令値に対するｑ軸電流の応答性も向上している。
【００５７】
図１７は、図１６の一部を拡大した図であり、ｑ軸電流指令値に対する第１の実施の形態のモータ制御装置による制御結果と、第５の実施の形態のモータ制御装置による制御結果とを示す。図から分かるように、第５の実施の形態のモータ制御装置による制御の方が、電流指令値に対するｑ軸電流の応答値の制御精度が向上している。上述したように、第１の実施の形態のモータ制御装置による制御では、基本波電流の変化分が誤って高調波電流として検出されるために、ｄ軸電流、ｑ軸電流ともに制御精度が悪化する。第５の実施の形態のモータ制御装置による制御では、検出した高調波電流には基本波電流が含まれないので、ｄｑ軸電流の制御精度を向上させることができる。
【００５８】
第５の実施の形態のモータ制御装置で用いられたローパス・フィルタ５１ａの時定数は、基本波電流制御部２の時定数と等しい固定の値である。この時定数を可変とすることもできる。実際の制御においては、モータＭの抵抗は温度によって変化し、インダクタンスはモータ電流によって変化するように、モータＭの状態は変化する。この場合、時定数を固定とした一次遅れ系の制御では、電流指令値と電流応答値との間に誤差が生じる。この誤差を抑えるために、ローパス・フィルタ５１ａの時定数を可変として、高調波電流の検出精度を向上させることができる。
【００５９】
図１２は、ローパス・フィルタ５１ａの時定数を可変とした高調波電流検出部５０Ａの構成を示すブロック図である。時定数テーブル５４は、ｄｑ電流指令値ｉd*，ｉq*に応じてローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を設定するためのテーブルである。電流指令値ｉd*，ｉq*とローパス・フィルタ５１ａＡの時定数との関係は、予め実験によって求めておく。ローパス・フィルタ５１ａＡは、時定数テーブル５４により求められる時定数を用いてフィルタ処理を行い、電流応答予測値ｉd_ｉ，ｉq_ｉを減算器５２，５３にそれぞれ出力する。
【００６０】
第５の実施の形態のモータ制御装置によれば、基本波電流が変化した時でも、基本波電流の変化分が高調波電流として検出されることはなく、確実に高調波電流を検出することができる。また、電流指令値ｉd*，ｉq*に応じてローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を設定することにより、さらに正確に高調波電流を検出することができる。
【００６１】
なお、時定数テーブル５４に格納されるローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を、電流指令値ｉd*，ｉq*ではなく、ｄｑ軸電流ｉd，ｉqに応じる値とすることもできる。
【００６２】
《第６の実施の形態》
第５の実施の形態のモータ制御装置は、第１の実施の形態のモータ制御装置におけるハイパス・フィルタ９を高調波電流検出部５０と置き換えて構成している。第６の実施の形態のモータ制御装置は、第２の実施の形態のモータ制御装置におけるハイパス・フィルタ９を高調波電流検出部５０Ｂと置き換えて構成される。また、高調波電流検出部５０Ｂに電流指令値ｉu*，ｉv*を入力するために、ｄｑ／３相変換部５５を備えている。第６の実施の形態のモータ制御装置の構成を図１８に示す。
【００６３】
図１９は、高調波電流検出部５０Ｂの構成を示すブロック図である。ｄｑ／３相変換部５５で変換された電流指令値ｉu*，ｉv*は、ローパス・フィルタ５１ａＢに入力される。入力された電流指令値ｉu*，ｉv*は、ローパス・フィルタ５１ａＢでフィルタ処理が施されて電流応答予測値ｉu_ｉ，ｉv_ｉが求められる。減算器５２は、ｕ相電流ｉuからｕ相電流応答予測値ｉu_ｉを減じて、ｕ相電流の高調波成分ｉu_hを求める。また、減算器５３は、ｖ相電流ｉvからｖ相電流応答予測値ｉv_ｉを減じて、ｖ相電流の高調波成分ｉv_hを求める。求めた高調波成分ｉu_h，ｉv_hはそれぞれ３相／ｄhｑh変換部２１に出力される。
【００６４】
また、第５の実施の形態と同様に、ローパス・フィルタ５１ａＢの時定数を可変とすることもできる。図２０は、ローパス・フィルタ５１ａＢの時定数を可変とした高調波電流検出部５０Ｃの構成を示すブロック図である。時定数テーブル５４Ｃには、ｕ相電流指令値ｉu*，ｖ相電流指令値ｉv*に対応するローパス・フィルタ５１ａＣの時定数が格納されている。ローパス・フィルタ５１ａＣの時定数を可変とすることにより、第５の実施の形態でローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を可変としたときと同様の効果を得ることができる。なお、時定数テーブル５４Ｃに格納されるローパス・フィルタ５１ａＣの時定数を、電流指令値ｉu*，ｉv*ではなく、Ｕ相電流ｉu，Ｖ相電流ｉvに応じる値とすることもできる。
【００６５】
第６の実施の形態のモータ制御装置によれば、第５の実施の形態のモータ制御装置と同様の効果を得ることができる。
【００６６】
《第７の実施の形態》
図２１は、第７の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。第７の実施の形態のモータ制御装置は、第３の実施の形態のモータ制御装置におけるハイパス・フィルタ９を高調波電流検出部５０Ｄと置き換えて構成される。また、高調波電流検出部５０Ｄに電流指令値ｉα*，ｉβ*を入力するために、ｄｑ／αβ変換部５６を備えている。
【００６７】
図２２は、高調波電流検出部５０Ｄの構成を示すブロック図である。ｄｑ／αβ変換部５６で変換された電流指令値ｉα*，ｉβ*は、ローパス・フィルタ５１ａＤに入力される。入力された電流指令値ｉα*，ｉβ*は、ローパス・フィルタ５１ａＤでフィルタ処理が施されて電流応答予測値ｉα_ｉ，ｉβ_ｉが求められる。減算器５２は、α軸電流ｉαからα軸電流応答予測値ｉα_ｉを減じて、α軸電流の高調波成分ｉα_hを求める。また、減算器５３は、β軸電流ｉβからβ軸電流応答予測値ｉβ_ｉを減じて、β軸電流の高調波成分ｉβ_hを求める。求めた高調波成分ｉβ_h，ｉβ_hはそれぞれαβ／ｄhｑh変換部３５に出力される。
【００６８】
ローパス・フィルタ５１ａＤの時定数を可変とすることができるのも、第５，第６の実施の形態と同様である。図２３は、ローパス・フィルタ５１ａＤの時定数を可変とした高調波電流検出部５０Ｅの構成を示すブロック図である。時定数テーブル５４Ｅには、α軸電流指令値ｉα*，β軸電流指令値ｉβ*に対応するローパス・フィルタ５１ａＥの時定数が格納されている。ローパス・フィルタ５１ａＥの時定数を可変とする効果は、第５，第６の実施の形態でローパス・フィルタ５１ａＡの時定数を可変としたときと同じであり、その詳細については省略する。
【００６９】
第７の実施の形態のモータ制御装置においても、第５，第６の実施の形態のモータ制御装置と同様の効果を得ることができる。
【００７０】
《第８の実施の形態》
第８の実施の形態のモータ制御装置は、第４の実施の形態のモータ制御装置におけるハイパス・フィルタ９を高調波電流検出部５０と置き換えて構成される。すなわち、第８の実施の形態のモータ制御装置は、図９に示す第１の実施の形態のモータ制御装置の高調波電流制御回路を２組備えている。第８の実施の形態のモータ制御装置の構成を図２４に示す。高調波電流検出部５０は、第１の実施の形態の高調波電流検出部５０と同じものを用いることができるので、その構成は図１０，１１に示すものとなる。また、ローパス・フィルタ５１ａの時定数を可変としたときの高調波電流検出部５０の構成は、図１２に示すものとなる。第８の実施の形態のモータ制御装置においても、第５〜第７の実施の形態のモータ制御装置と同様の効果を得ることができる。
【００７１】
なお、第８の実施の形態のモータ制御装置では、第５の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備えた構成としている。同様に、第６の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備える構成とすることもできるし、第７の実施の形態のモータ制御装置の高調波制御回路を２組備える構成とすることもできる。これらの構成によるモータ制御装置では、２つの次数の高調波成分を低減することができるが、３つ以上の高調波成分を低減する構成とすることもできる。この場合、低減対象となる高調波成分の数だけ上述した高調波電流制御回路を設ければよい。
【００７２】
本発明は、上述した実施の形態に限定されることはない。例えば、第２〜第４の実施の形態のモータ制御装置の高調波電流制御回路における制御対象である高調波電流成分の次数は、モータ速度やモータにかかる負荷などのモータの制御状態に応じて切り替えることができる。また、交流モータの種類に限定されることはなく、同期モータや誘導モータに適用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図２】第２の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図３】第３の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図４】第４の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図５】従来のモータ制御装置により駆動したモータの電流波形を示す図である。
【図６】第１の実施の形態により駆動したモータの電流波形を示す図である。
【図７】ＩＰＭモータのローター構造を示す図である。
【図８】ＳＰＭモータのローター構造を示す図である。
【図９】第５の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図１０】第５の実施の形態のモータ制御装置における高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図１１】電流応答予測部にローパス・フィルタを用いて構成される高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図１２】ローパス・フィルタの時定数を可変としたときの高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図１３】ｄｑ軸の電流指令値を示す図である。
【図１４】図１３に示す電流指令値に対して、第１の実施の形態のモータ制御装置により検出されるｑ軸の高調波電流を示す図である。
【図１５】図１３に示す電流指令値に対して、第５の実施の形態のモータ制御装置により検出されるｑ軸の高調波電流を示す図である。
【図１６】図１３に示す電流指令値に対して、ｄｑ軸の電流応答値を示す図である。
【図１７】図１６の一部を拡大した図である。
【図１８】第６の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図１９】第６の実施の形態のモータ制御装置における高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図２０】ローパス・フィルタの時定数を可変としたときの第６の実施の形態の高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図２１】第７の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図２２】第７の実施の形態のモータ制御装置における高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図２３】ローパス・フィルタの時定数を可変としたときの第７の実施の形態の高調波電流検出部の構成を示すブロック図である。
【図２４】第８の実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。
【図２５】従来のモータ制御装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ トルク制御部
２ 基本波電流制御部
３ ｄｑ／３相変換部
４ 電力変換部
５ 位相速度演算部
６，７ 電流センサー
８ ３相／ｄｑ変換部
９ ハイパス・フィルター
１０ ｄｑ／ｄhｑh変換部
１０Ａ ｄｑ／ｄh1ｑh1変換部
１０Ｂ ｄｑ／ｄh2ｑh2変換部
１１ 高調波電流制御部
１２ ｄhｑh／ｄｑ変換部
１２Ａ ｄh1ｑh1／ｄｑ変換部
１２Ｂ ｄh2ｑh2／ｄｑ変換部
１３，１４ 加算器
２１ ３相／ｄhｑh変換部
２２ ｄhｑh／３相変換部
３１ ｄｑ／αβ変換部
３２ αβ／３相変換部
３３ ３相／αβ変換部
３４ αβ／ｄｑ変換部
３５ αβ／ｄhｑh変換部
３６ ｄhｑh／αβ変換部
５０、５０Ａ、５０Ｂ、５０Ｃ、５０Ｄ、５０Ｅ 高調波電流検出部
５１ 電流応答予測部
５１ａ、５１ａＡ、５１ａＢ、５１ａＣ、５１ａＤ、５１ａＥ、 ローパス・フィルタ
５２、５３ 減算器
５４、５４Ｃ、５４Ｅ 時定数テーブル
５５ ｄｑ／３相変換部
５６ ｄｑ／αβ変換部
Ｍ ３相交流モータ
ＰＳ エンコーダー
Claims (9)
- ３相交流モータに流れる電流の励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流の基本波成分を制御する基本波電流制御回路と、
モータ電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（以下、高調波座標系と呼ぶ）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路とを備え、
前記高調波座標系を前記基本波電流制御回路のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、
前記高調波電流制御回路は、ｄｑ座標系の電流指令値に対する電流応答値を予測する電流応答値予測回路と、ｄｑ座標系の電流値から前記電流応答値予測回路で予測された電流応答値を減算して高調波電流を検出する高調波電流検出回路とを備え、前記高調波電流検出回路で検出されたｄｑ座標系の高調波電流を前記高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、前記所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、
前記基本波電流制御回路の出力と前記高調波電流制御回路の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 - ３相交流モータに流れる電流の励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流の基本波成分を制御する基本波電流制御回路と、
モータ電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（以下、高調波座標系と呼ぶ）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路とを備え、
前記高調波座標系を前記基本波電流制御回路のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、
前記高調波電流制御回路は、モータ電流指令値に対する電流応答値を予測する電流応答値予測回路と、基本波電流値から前記電流応答値予測回路で予測された電流応答値を減算して高調波電流を検出する高調波電流検出回路とを備え、前記高調波電流検出回路によって検出された高調波電流を前記高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、前記所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、
前記基本波電流制御回路の出力と前記高調波電流制御回路の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 - ３相交流モータに流れる電流の励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流の基本波成分を制御する基本波電流制御回路と、
モータ電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（以下、高調波座標系と呼ぶ）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路とを備え、
前記高調波座標系を前記基本波電流制御回路のみでモータ電流を制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系とし、
前記高調波電流制御回路は、モータ電流をモータのステーター側に固定されたαβ直交座標系の電流に変換し、このαβ座標系の電流の高調波成分を検出して前記高調波座標系の高調波電流に変換するとともに、変換した高調波電流のうち、前記所定次数の高調波電流が０となるように高調波電流を制御し、
前記基本波電流制御回路の出力と前記高調波電流制御回路の出力とを加算して３相交流 座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項３に記載のモータ制御装置において、
前記高調波電流制御回路は、αβ座標系の電流指令値に対する電流応答値を予測する電流応答値予測回路と、αβ座標系の電流値から前記電流応答値予測回路で予測された電流応答値を減算して高調波電流を検出する高調波電流検出回路とを備えることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１、２、４のいずれかの項に記載のモータ制御装置において、
前記電流応答値予測回路は、ローパス・フィルタであることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項５に記載のモータ制御装置において、
前記ローパス・フィルタの時定数は、モータの状態が変化することに伴い変化することを特徴とするモータ制御装置。 - ３相交流モータに流れる電流の励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流の基本波成分を制御する基本波電流制御回路と、
モータ電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系（以下、高調波座標系と呼ぶ）でモータ電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路とを備え、
前記高調波電流制御回路は、制御対象の高調波次数をモータの駆動状態に応じて切り換え、
前記基本波電流制御回路の出力と前記高調波電流制御回路の出力とを加算して３相交流座標系の各相の電圧指令値を生成し、３相交流モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１〜７のいずれかの項に記載のモータ制御装置において、
複数の次数の高調波電流に対応する複数組の前記高調波電流制御回路を備えることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項８に記載のモータ制御装置において、
前記高調波電流制御回路における制御対象の高調波次数を、モータ電流に含まれる高調波成分の多い順に決定することを特徴とするモータ制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001276887A JP3809783B2 (ja) | 2000-11-22 | 2001-09-12 | モータ制御装置 |
| EP01126007.2A EP1211798B1 (en) | 2000-11-22 | 2001-10-31 | Motor control apparatus and motor control method |
| US09/986,086 US6674262B2 (en) | 2000-11-22 | 2001-11-07 | Motor control apparatus and motor control method |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000356117 | 2000-11-22 | ||
| JP2000-356117 | 2000-11-22 | ||
| JP2001276887A JP3809783B2 (ja) | 2000-11-22 | 2001-09-12 | モータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002223600A JP2002223600A (ja) | 2002-08-09 |
| JP3809783B2 true JP3809783B2 (ja) | 2006-08-16 |
Family
ID=26604463
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001276887A Expired - Lifetime JP3809783B2 (ja) | 2000-11-22 | 2001-09-12 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3809783B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017146089A1 (ja) * | 2016-02-24 | 2017-08-31 | 株式会社デンソー | 交流電動機の制御装置 |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3722048B2 (ja) * | 2001-11-15 | 2005-11-30 | 日産自動車株式会社 | モーター制御装置 |
| JP3928575B2 (ja) * | 2003-04-07 | 2007-06-13 | 日産自動車株式会社 | モーター制御装置 |
| US7345442B2 (en) | 2003-09-02 | 2008-03-18 | Nsk Ltd. | Device for controlling electric-motor power steering device |
| EP1683705B1 (en) | 2003-10-07 | 2015-04-08 | JTEKT Corporation | Electric power steering device |
| JP2005328691A (ja) | 2004-04-15 | 2005-11-24 | Denso Corp | モータ制御装置 |
| JP4359546B2 (ja) * | 2004-09-06 | 2009-11-04 | 株式会社豊田中央研究所 | 交流モータの制御装置 |
| KR100655702B1 (ko) * | 2004-12-20 | 2006-12-11 | 현대자동차주식회사 | 영구자석 동기 모터 제어방법 |
| DE102006016429A1 (de) * | 2006-04-07 | 2007-10-11 | Zf Lenksysteme Gmbh | Lenk-Hilfsantrieb |
| ES2424867T3 (es) * | 2006-04-24 | 2013-10-09 | Panasonic Corporation | Dispositivo inversor y acondicionador de aire |
| JP5092760B2 (ja) * | 2008-01-16 | 2012-12-05 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 |
| JP5386859B2 (ja) * | 2008-06-04 | 2014-01-15 | 株式会社明電舎 | モータのトルクリップル抑制装置 |
| JP5412772B2 (ja) * | 2008-09-08 | 2014-02-12 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| JP5487622B2 (ja) * | 2009-01-06 | 2014-05-07 | 日産自動車株式会社 | 電動機制御装置 |
| JP6085102B2 (ja) * | 2012-06-06 | 2017-02-22 | ジョンソンコントロールズ ヒタチ エア コンディショニング テクノロジー（ホンコン）リミテッド | モータ制御装置、およびそれを用いた空気調和機 |
| JP6497244B2 (ja) * | 2015-07-07 | 2019-04-10 | 日産自動車株式会社 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| JP6693294B2 (ja) * | 2016-06-22 | 2020-05-13 | 株式会社デンソー | ３相回転機の制御装置 |
| JP6753326B2 (ja) * | 2017-02-03 | 2020-09-09 | 株式会社豊田自動織機 | モータ制御装置 |
| JP6867931B2 (ja) * | 2017-11-07 | 2021-05-12 | 株式会社コロナ | モータ制御装置及び空気調和装置 |
| JP7050951B2 (ja) * | 2018-11-07 | 2022-04-08 | 三菱電機株式会社 | 負荷駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機 |
| JP7218700B2 (ja) * | 2019-09-27 | 2023-02-07 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
| JP7363611B2 (ja) | 2020-03-13 | 2023-10-18 | 株式会社豊田自動織機 | 交流電動機の制御装置 |
| CN113541547B (zh) * | 2021-06-24 | 2023-02-24 | 浙江大学 | 一种内置式永磁同步电机电流谐波特征量提取方法 |
-
2001
- 2001-09-12 JP JP2001276887A patent/JP3809783B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017146089A1 (ja) * | 2016-02-24 | 2017-08-31 | 株式会社デンソー | 交流電動機の制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002223600A (ja) | 2002-08-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3809783B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| AU2008305943B2 (en) | Controller of rotary electric machine | |
| JP3582505B2 (ja) | モーター制御装置 | |
| JP3928575B2 (ja) | モーター制御装置 | |
| US6674262B2 (en) | Motor control apparatus and motor control method | |
| JP5324159B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| US9742333B2 (en) | Motor control device | |
| JP2004064909A (ja) | モータ制御装置 | |
| WO2015056541A1 (ja) | 電動機の駆動装置 | |
| JP3852289B2 (ja) | モーター制御装置 | |
| EP3128668B1 (en) | Electric apparatus drive device | |
| JP4135753B2 (ja) | モーター制御装置およびモーター制御方法 | |
| JP2008206330A (ja) | 同期電動機の磁極位置推定装置および磁極位置推定方法 | |
| JP2004048933A (ja) | Ｄｃブラシレスモータの制御装置 | |
| WO2017030055A1 (ja) | 回転機の制御装置および制御方法 | |
| JP2014117069A (ja) | 交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法 | |
| JP4691916B2 (ja) | 回転位置角推定方法及び回転位置角推定装置、並びにモータの制御方法及びモータの制御装置 | |
| JP2009044908A (ja) | 回転機の回転角度推定装置及び駆動システム | |
| JP4147883B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP6422796B2 (ja) | 同期機制御装置及び駆動システム | |
| JP2004023804A (ja) | モータ制御装置 | |
| US20230198438A1 (en) | Rotary machine control device | |
| JP2012182859A (ja) | 回転機の制御装置 | |
| JP4918891B2 (ja) | 電動機付ターボチャージャ制御システム | |
| JP2005102385A (ja) | モーター制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041201 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041214 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050214 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060502 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060515 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 3809783 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090602 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100602 Year of fee payment: 4 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110602 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120602 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120602 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130602 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140602 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |