JP6693294B2 - ３相回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、３相回転機の制御装置に関する。

一般に、多相回転機の巻線に通電する電流と回転機の出力トルクとの関係については、通電電流を大きくすることで出力トルクを大きくすることができる反面、大きな電流を流すと発熱が大きくなり、多相回転機の性能劣化や故障のおそれが生じる。
従来、相電流１次成分の基本波に高調波電流を重畳させることにより相電流ピーク値を低減し、電流ピーク値に起因する発熱を低減する技術が知られている。

例えば特許文献１には、二組の巻線組を有する３相回転機の制御装置において、二組の巻線組に所定の位相差の電流を通電することにより、５次高調波成分によって生ずる６次のトルクリップルを相殺しつつ、相電流ピーク値を低減する技術が開示されている。この技術では、ｄｑ座標上で０次成分に重畳させる６次成分のｄｑ軸電流を演算することで、相電流１次成分に重畳させる５次高調波成分を生成する。

特許第５６７２２７８号公報

特許文献１の技術は、主に表面磁石型回転機を想定し、マグネットトルクのトルクリップルを低減するものである。しかし、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとの値が異なる埋込磁石型回転機では、その差分に基づくリラクタンストルクが発生する。また、表面磁石型回転機でも微小なリラクタンストルクが発生する場合がある。
このように、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機に特許文献１の技術を適用した場合、リラクタンストルクのトルクリップルを相殺することができないという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機の制御装置において、トルクリップルを低減しつつ、相電流ピーク値を低減可能な３相回転機の制御装置を提供することにある。

本発明は、二組の３相巻線組（８０１、８０２）を有し、当該二組の巻線組に異なる位相の交流電流が通電されたとき、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機（８０）の駆動を制御する制御装置である。
この制御装置は、二つの電力変換器（６０１、６０２）及び制御部（６５）を備える。
二つの電力変換器は、二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）［ｄｅｇ］である交流電流を二組の巻線組に出力する。

制御部は、二組の巻線組に通電される相電流１次成分のピーク値を低減するように、ｄｑ座標上で基本波成分に重畳する６（２ｋ＋１）次成分（ｋは０以上の整数）のｄ軸電流及びｑ軸電流を演算し、３相回転機の通電を制御する。
ここで、制御部は、６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流の振幅が６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流の振幅よりも大きくなるように電流を演算する。
なお、６（２ｋ＋１）次成分には、６次、１８次、３０次等の成分が該当する。

リラクタンストルクが発生する３相回転機では、６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流、及び、６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流の振幅の積に基づいて、１２（２ｋ＋１）次成分のトルクリップルが発生する。
このトルクリップルを低減するためには、６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流の振幅とｄ軸電流の振幅の積を小さくすればよい。ただし、ｄ軸電流の振幅を大きく、ｑ軸電流の振幅を小さく設定した場合には、相電流ピークの低減効果は小さい。

そこで、本発明では、６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流の振幅を６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流の振幅よりも大きく設定する。これにより、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機の制御装置において、トルクリップルを低減しつつ、相電流ピーク値を適切に低減することができる。その結果、トルクリップルに起因する振動や騒音を低減するとともに、相電流ピーク値に起因する発熱や損失を低減することができる。

好ましくは、制御部は、６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流の振幅を０とし、６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流のみを通電する。これにより、１２（２ｋ＋１）次成分のトルクリップルを０にすることができる。したがって、トルクリップルによる影響を排除することができる。

各実施形態による３相回転機の制御装置が適用される電動パワーステアリング装置の概略構成図。 ３相回転機の制御装置の全体構成図。 第１実施形態による制御部のブロック図。 図３のピーク低減電流指令値演算部のブロック図。 ３相回転機の回転数とｄ軸電流制限ゲインとの関係を示す特性図。 電流振幅基準値と電流振幅制限値との関係を示す特性図。 ３相回転機の回転数と電流振幅ゲインとの関係を示す特性図。 ３相回転機の回転数と位相補償量との関係を示す特性図。 ６次成分のｑ軸電流のみを通電した場合の６次ｑ軸電流比率と相電流ピーク低減率との関係を示す図。 ６次ｑ軸電流比率４％での（ａ）相電流波形図、（ｂ）ピーク部拡大図。 同上比率４．４％での（ａ）相電流波形図、（ｂ）ピーク部拡大図。 同上比率５％での（ａ）相電流波形図、（ｂ）ピーク部拡大図。 第２実施形態による制御部のブロック図。 第２実施形態及び比較例による（ａ）６次ｄ軸電流振幅比率−相電流ピーク低減率、（ｂ）相電流ピーク低減率−トルクリップル指数の関係を示す特性図。 第３実施形態による制御部のブロック図。 第４実施形態による制御部のブロック図。

以下、３相回転機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。各実施形態において「３相回転機の制御装置」としてのＥＣＵは、車両の電動パワーステアリング装置に適用され、操舵アシストトルクを発生するモータ（すなわち、３相回転機）の通電を制御する。最初に図１、図２を参照し、各実施形態に共通の構成について説明する。
［電動パワーステアリング装置の構成］
図１に、電動パワーステアリング装置９０を含むステアリングシステム１００の全体構成を示す。なお、図１に示す電動パワーステアリング装置９０はコラムアシスト式であるが、ラックアシスト式の電動パワーステアリング装置にも同様に適用可能である。

ステアリングシステム１００は、ハンドル９１、ステアリングシャフト９２、ピニオンギア９６、ラック軸９７、車輪９８、及び、電動パワーステアリング装置９０等を含む。
ハンドル９１にはステアリングシャフト９２が接続されている。ステアリングシャフト９２の先端に設けられたピニオンギア９６は、ラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪９８が設けられる。運転者がハンドル９１を回転させると、ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２が回転する。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によりラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の変位量に応じた角度に一対の車輪９８が操舵される。

電動パワーステアリング装置９０は、操舵トルクセンサ９３、ＥＣＵ１０、モータ８０及び減速ギア９４等を含む。
操舵トルクセンサ９３は、ステアリングシャフト９２の途中に設けられ、運転者の操舵トルクＴｓを検出する。ＥＣＵ１０は、操舵トルクＴｓに基づいて、モータ８０が所望のアシストトルクを発生するようにモータ８０の駆動を制御する。モータ８０が出力したアシストトルクは、減速ギア９４を介してステアリングシャフト９２に伝達される。

［制御装置の構成］
図２に、制御装置の全体構成を示す。「３相回転機」としてのモータ８０は、二組の３相巻線組８０１、８０２を有する３相ブラシレスモータである。第２巻線組８０２の各相コイル８２１、８２２、８２３は、第１巻線組８０１の各相コイル８１１、８１２、８１３に対し、電気角３０ｄｅｇの位置関係に配置されている。巻線組８０１、８０２の構成は、例えば特許文献１（特許第５６７２２７８号公報）の図３に参照される。
回転角センサ８５は、モータ８０の電気角θを検出し、制御部６５に出力する。

さらに、モータ８０は、ＩＰＭＳＭ、すなわち埋込磁石型の同期回転機である。一般に埋込磁石型回転機は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する。このように各実施形態の制御装置は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータ８０の駆動を制御することを前提とする。図２は、基本的に特許文献１の図１に準ずるものであるが、モータ８０に「ＩＰＭＳＭ」を明示している点が異なる。

「制御装置」としてのＥＣＵ１０は、インバータ６０１、６０２、電流センサ７０１、７０２、及び、制御部６５等を備えている。
「第１電力変換器」としての第１インバータ６０１、及び、「第２電力変換器」としての第２インバータ６０２は、二組の巻線組８０１、８０２に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）ｄｅｇである交流電流を二組の巻線組８０１、８０２に出力する。
以下、巻線組と当該巻線組に対応するインバータとを含む単位を「系統」という。構成要素符号の３桁目の数字「１」、「２」、及び、電流、電圧等の物理量を表す記号の末尾数字「１」、「２」は、第１系統又は第２系統の構成要素及び物理量であることを示す。二系統の物理量を包括して表す場合、末尾数字「１」、「２」を付さないで記す。

インバータ６０１、６０２は、それぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ等の６つのスイッチング素子６１１〜６１６、６２１〜６２６が、高電位ラインＬｐと低電位ラインＬｇとの間にブリッジ接続されている。インバータ６０１、６０２は、制御部６５の駆動回路６８からの駆動信号によりスイッチング動作し、バッテリ５１の直流電力を変換して、二組の巻線組８０１、８０２に供給する。
インバータ６０１、６０２の入力部には、各系統の電源リレー５２１、５２２及び平滑コンデンサ５３が設けられている。また、分圧Ｖｒ１、Ｖｒ２を検出することにより入力電圧を検出可能である。

電流センサ７０１、７０２は、電流検出素子７１１、７１２、７１３、７２１、７２２、７２３により各系統の相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出し、制御部６５にフィードバックする。
制御部６５は、マイコン６７、駆動回路（又はプリドライバ）６８等で構成され、操舵トルクセンサ９３が検出した操舵トルクＴｓ、並びに、相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２、及び電気角θのフィードバック情報等に基づいてモータ８０の通電を制御する。

次に、各実施形態の制御部６５の構成について実施形態毎に説明する。第１〜第４実施形態の制御部の符号として、「６５」に続く３桁目に実施形態の番号を付す。第１〜第４実施形態の制御部６５１〜６５４は、いずれも、二組の巻線組８０１、８０２に流れるｄｑ軸実電流の和と差を、二系統のｄｑ軸電流指令値の和と差に対してフィードバック制御するものである。この方式は、系統毎の電流指令値に対してフィードバック制御する構成に比べ、演算を簡単にすることができる。
各実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。

（第１実施形態）
第１実施形態について、図３〜図１２を参照して説明する。
図３に示すように、制御部６５１は、電流指令値加減算部４１、ピーク低減電流指令値演算部２０、加減算部２８、電流フィードバック演算部４０等を含む。

電流指令値加減算部４１では、ｄ軸、ｑ軸毎に電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が加減算され、電流指令値の和であるＩｄ和^*、Ｉｑ和^*、及び、電流指令値の差であるＩｄ差^*、Ｉｑ差^*が生成される。二系統の電気的特性は同等であるから、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*はＩｄ^*、Ｉｑ^*の２倍に相当し、Ｉｄ差^*、Ｉｑ差^*は「０」に相当する。
なお、電流指令値加減算部４１を設けず、「Ｉｄ和^*＝２×Ｉｄ^*、Ｉｑ和^*＝２×Ｉｑ^*、Ｉｄ差^*＝０、Ｉｑ差^*＝０」に設定する構成としてもよい。

ピーク低減電流指令値演算部２０は、二組の巻線組８０１、８０２に通電される相電流１次成分、すなわち基本波のピークを低減するように、相電流に重畳される高調波成分をｄｑ座標上で演算する。第１〜第４実施形態では、相電流に重畳される高調波成分として、相電流１次成分の５倍、７倍の周波数を有する５次成分及び７次成分を生成する。これに対応し、ｄｑ座標で０次成分の基本波に重畳される高調波成分として、相電流１次成分の６倍の周波数を有する６次成分のｄｑ軸電流を生成する。
ピーク低減電流指令値演算部２０の詳細構成については後述する。

以下、本明細書における６次ｄｑ軸電流とは、相電流ピーク低減を目的として基本波に重畳される電流指令値を意味する。第１系統及び第２系統における基本波振幅に対する６次ｄ軸電流の振幅を「Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*」と表し、二系統の差を「Ｉｄ差₆ ^*」と表す。同様に、第１系統及び第２系統における基本波振幅に対する６次ｄ軸電流の振幅を「Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*」と表し、二系統の差を「Ｉｑ差₆ ^*」と表す。
ピーク低減電流指令値演算部２０で系統毎に演算された６次ｄｑ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*、Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*は、加減算部２８にてｄ軸、ｑ軸毎に加減算される。電流位相が３０ｄｅｇずれた二系統の６次成分の和は相殺するから、Ｉｄ和₆ ^*、Ｉｑ和₆ ^*は０となる。

特に第１実施形態では、６次ｑ軸電流Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*の振幅を正の値とし、６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*の振幅を０とする。その技術的意義については後述する。
正の値である６次ｑ軸電流Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*の振幅は、６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*の振幅、すなわち０よりも当然に大きい。また、二系統の６次ｄ軸電流の差であるＩｄ差₆ ^*は０であるため、二系統の６次ｑ軸電流の差であるＩｑ差₆ ^*のみが加減算部２８から出力される。
なお、加減算部２８を設けず、ピーク低減電流指令値演算部２０の内部で、Ｉｑ差₆ ^*を直接算出する構成としてもよい。

加減算部２８で算出されたＩｑ差₆ ^*は、電流指令値加減算部４１が算出した二系統のｑ軸電流指令値の差であるＩｑ差^*、つまり「０」に加算される。
こうして、電流指令値加減算部４１が算出したＩｄ和^*、Ｉｑ和^*、Ｉｄ差^*は、そのまま電流フィードバック演算部４０に出力される。また、Ｉｑ差^*には、Ｉｑ差₆ ^*が加算されて電流フィードバック演算部４０に出力される。

電流フィードバック演算部４０は、和制御器４２１、差制御器４２、二系統電圧算出部４３、及び、フィードバック電流加減算部４６を含む。なお、本明細書では、「指令値と実値との偏差に基づくフィードバック演算を行う部分」を「電流フィードバック演算部」と定義する。そのため、フィードバック演算前後の座標変換部３４１、３４２、３５１、３５２を「電流フィードバック演算部」の枠外に図示する。

和制御器４２１には、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*と、フィードバック電流加減算部４６で算出されたＩｄ和、Ｉｑ和との偏差が入力される。和制御器４２１は、これらの偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって、二系統の電圧指令値の和であるＶｄ和、Ｖｑ和を演算する。
差制御器４２２には、Ｉｄ差^*（＝０）、及び「Ｉｑ差^*（＝０）にＩｑ差₆ ^*が加算された値」と、フィードバック電流加減算部４６で算出されたＩｄ差、Ｉｑ差との偏差が入力される。差制御器４２２は、これらの偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって二系統の電圧指令値の差であるＶｄ差、Ｖｑ差を演算する。

図３の座標変換部３４１、３４２、３５１、３５２について、第１系統の制御ブロックに「第１」、第２系統の制御ブロックに「第２」を付して記す。ただし、二系統の各制御ブロックの機能は基本的に同じであるため、明細書中では「第１」、「第２」を適宜省略し、一括して説明する。座標変換演算において、第１系統では電気角として「θ」を用い、第２系統では位相が３０ｄｅｇずれた「θ−３０」を用いて演算する。以下、本明細書中の「θ」の単位は、［ｄｅｇ］とする。

系統電圧算出部４３は、Ｖｄ和、Ｖｑ和、Ｖｄ差、Ｖｑ差を、第１系統及び第２系統の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２に変換し、２相３相変換部３４１、３４２に出力する。
２相３相変換部３４１、３４２は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２を３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に座標変換する。
その後、３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に基づき、ＰＷＭ制御等によって、インバータ６０１，６０２の駆動信号が生成される。

３相２相変換部３５１、３５２は、電流センサにて検出された実電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２をｄｑ軸電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２に座標変換してフィードバックする。
フィードバック電流加減算部４６は、３相２相変換部３５１、３５２から入力された電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２を加減算し、Ｉｄ和、Ｉｑ和、Ｉｄ差、Ｉｑ差を算出する。

続いて、各実施形態に共通のピーク低減電流指令値演算部２０の構成について、図４〜図８を参照する。
図４に示すように、ピーク低減電流指令値演算部２０は、ｄ軸電流指令値制限部２１、電流振幅算出部２２、電流振幅制限部２３、電流振幅ゲイン設定部２４、電流位相算出部２５、位相補償量算出部２６、及び、最終電流指令値算出部２７を備える。ピーク低減電流指令値演算部２０は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づき、ピーク低減電流指令値として、６次ｄｑ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*、Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*を演算する。ここで、第１実施形態では、６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*の振幅は０である。

相電流ピークを低減することにより、特にモータ８０の零速度時、低回転時において、インバータ６０１、６０２や巻線組８０１、８０２の発熱を低減することができる。
ピーク低減電流指令値演算部２０には、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の他に、回転角センサ８５で検出された電気角θ、及び、電気角θを時間微分して得られた電気角速度ωが入力される。電気角速度ωは、比例定数を乗じることによりモータ回転数［ｒｐｍ］に換算される。以下の明細書及び図面では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して、適宜「回転数ω」と記す。また、回転数ωの正負は、電気角θの正負、すなわちモータ８０の回転方向が反映される。

ピーク低減電流指令値演算部２０は、相電流１次成分のピークを低減するように、ｄｑ座標上で６次成分のｄｑ軸電流を演算する。
以下、各ブロックにおける演算について説明する。各ブロックの演算は、マップの参照により実行してもよく、数式の演算により実行してもよい。

ｄ軸電流指令値制限部２１は、モータ８０の回転数ωに応じてｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を制限し、ｄ軸電流指令制限値Ｉｄ^*＿ｌｉｍとして出力する。具体的には、図５に示すように、回転数ωの絶対値がωｄ₁以上のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にｄ軸電流制限ゲインＫｄとして「１」を乗じる。また、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にｄ軸電流制限ゲインＫｄとして「０」を乗じる。回転数ωの絶対値がωｄ₀からωｄ₁までの間では、ゲインＫｄを「０」から「１」まで漸増させる。

すなわち、回転数ωの絶対値がωｄ₁以上のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*をそのまま維持し、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を０として電流位相θｉを０ｄｅｇに固定する。また、回転数ωの絶対値がωｄ₀からωｄ₁までの間では、それらの間を徐変させる。これにより、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満である低回転数領域において、ｄｑ軸電流位相θｉの演算を省略することができる。
ここで、特許文献１の図７に示す通り、電流位相θｉは、ｄｑ軸座標においてＩｄ^*、Ｉｑ^*をそれぞれｄ軸、ｑ軸成分とする電流ベクトルの＋ｑ軸を基準とした角度に相当する。電流位相θｉは、＋ｑ軸から反時計回り方向を正と定義する。

電流振幅算出部２２は、ｄｑ軸電流の６次成分の電流振幅基準値Ｉｐ₀を算出する。
電流振幅制限部２３は、電流振幅基準値Ｉｐ₀の値を制限し、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMとして出力する。具体的には、図６に示すように、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇ以上Ｉｐ＿ｇｒｄ以下のとき、電流振幅基準値Ｉｐ₀をそのまま維持する。一方、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇ未満のとき、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMを０とする。また、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｇｒｄを超えたとき、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMをガード値±Ｉｐ＿ｇｒｄに制限する。

電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇより小さいときには相電流１次成分のピークが比較的低く、発熱が問題とならないため、あえてピークを低減する必要性が低い。したがって、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMを０とし、ピーク低減電流指令値演算部２０が出力するピーク低減電流指令値を０とすることにより、ピーク低減電流指令値の演算を省略することができる。

電流振幅ゲイン設定部２４は、モータ８０の回転数ωに応じて電流振幅ゲインＫｐを設定する。電流振幅制限部２３が出力した電流振幅制限値Ｉｐ_LIMに電流振幅ゲインＫｐが乗算されて得られた電流振幅Ｉｐは、最終電流指令値算出部２７に出力される。
図７（ａ）、（ｂ）に示すように、回転数ωの絶対値がωｐより大きいとき、電流振幅ゲインＫｐは「０」に設定される。すなわち、回転数ωの絶対値がωｐより大きい高回転数領域では、ピーク低減電流指令値を０とし、相電流１次成分のピークを低減するための通電を実施しない。したがって、電流振幅ゲイン設定部２４の回転数閾値ωｐと、ｄ軸電流指令値制限部２１の回転数閾値ωｄ₀との関係を「ωｄ₀≧ωｐ」にすると、すべての回転数領域で、電流位相θｉの演算を省略することができる。

一方、回転数ωの絶対値がωｐ以下のとき、図７（ａ）に示す例では、回転数ωが０に近づくほど直線的に増加するように電流振幅ゲインＫｐを設定する。また、図７（ｂ）に示す例では、電流制御の応答遅れに伴い発生する振幅低下分を補正するように電流振幅ゲインＫｐを設定する。例えば、電流振幅ゲインＫｐは、回転数ωの絶対値がωｐから減少するに伴って増加し、さらに回転数ωの絶対値が０の近傍では再び減少するように設定される。
この構成では、発熱に対するピーク値の影響が大きい零速度時及び低回転時には高調波成分を重畳させ、発熱に対する実効値の影響が大きい中、高回転時には高調波成分を重畳させないようにする。これにより、ニーズに応じた効果的な制御が可能となる。

電流位相算出部２５は、電流振幅ゲイン設定部２４の回転数閾値ωｐと、ｄ軸電流指令値制限部２１の回転数閾値ωｄ₀との関係が「ωｄ₀＜ωｐ」である場合、回転数ωの絶対値が「ωｄ₀＜｜ω｜＜ωｐ」の領域で、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づいて、ｄｑ軸電流位相θｉを算出し、最終電流指令値算出部２７に出力する。

位相補償量算出部２６は、モータ８０の回転数ωに応じた位相補償量θｃを算出する。回転数ωが高いほど、通電しようとする電流の周波数が高くなり、電流制御の応答遅れに伴い発生する位相遅れ分を補償する必要が生ずる。そこで、位相補償量算出部２６は、図８に示すように、下限値θｃ＿ｍｉｎと上限値θｃ＿ｍａｘとの間で回転数ωに応じて正の相関を有する位相補償量θｃを算出し、最終電流指令値算出部２７に出力する。

最終電流指令値算出部２７は、電流振幅Ｉｐ、位相補償量θｃ、及び、場合によってはｄｑ軸電流位相θｉが入力される。また、回転角センサ８５から電気角θを取得し、６次ｄｑ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*、Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*を算出する。
なお、加減算部２８を設けない構成では、最終電流指令値算出部２７は、二系統の６次ｄｑ軸電流の差であるＩｄ差₆ ^*、Ｉｑ差₆ ^*を算出する。

上記構成による第１実施形態では、相電流ピーク低減のための６次ｄｑ軸電流として、６次ｑ軸電流Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*のみを二組の巻線組８０１、８０２に通電し、６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*を流さない。次に、この構成の技術的意義について説明する。
マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータのトルクＴｍは、式（１）で表される。ここで、Ｋｔはマグネットトルク定数、Ｌｄ、Ｌｑは、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを表す。
Ｔｍ＝Ｋｔ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ ・・・（１）
一般に埋込磁石型回転機では「Ｌｄ≠Ｌｑ」であるため、式（１）右辺の第２項によるリラクタンストルクが発生する。

次に、特許文献１の従来技術に基づき、電気角が３０ｄｅｇずれた位置関係に設けられた二系統の巻線組８０１、８０２に通電する電流について、ｄｑ座標上で０次成分の基本波に６次ｄｑ軸電流を重畳させる構成を適用する。二系統が正常であることを前提とすると、二系統のインバータ６０１、６０２が出力する交流電流の振幅は、互いに同一であり、互いの位相差が３０ｄｅｇである。

この構成による第１系統の巻線トルクＴｍ１、第２系統の巻線トルクＴｍ２は、式（２．１）、（２．２）で表される。例えば、「Ｉｑ１₀」は、第１系統の０次成分のｑ軸電流振幅を意味し、「Ｉｄ２₆」は、第２系統の６次成分のｑ軸電流振幅を意味する。

二系統の電気的特性は同等であるため、式（３．１）〜（３．４）にて、二系統に共通の０次ｄｑ軸電流Ｉｄ₀、Ｉｑ₀、及び、６次ｄｑ軸電流Ｉｄ₆、Ｉｑ₆を定義する。
Ｉｄ₀＝Ｉｄ１₀＝Ｉｄ２₀ ・・・（３．１）
Ｉｑ₀＝Ｉｑ１₀＝Ｉｑ２₀ ・・・（３．２）
Ｉｄ₆＝Ｉｄ１₆＝Ｉｄ２₆ ・・・（３．３）
Ｉｑ₆＝Ｉｑ１₆＝Ｉｑ２₆ ・・・（３．４）

式（３．１）〜（３．４）を用いて式（２．１）、（２．２）の両辺を合算すると、二系統の合計巻線トルクＴｍは、式（４）で表される。

すなわち、式（４）右辺第２項のリラクタンストルクのうち、６次のトルクリップルは二系統で相殺されるのに対し、１２次のトルクリップルは相殺されない。

そこで、６次ｄ軸電流Ｉｄ₆、又は６次ｑ軸電流Ｉｑ₆のいずれか一方の振幅を０にすれば、それらの積を含む１２次トルクリップルは０になる。しかし、６次ｑ軸電流Ｉｑ₆の振幅を０にし、６次ｄ軸電流Ｉｄ₆のみを通電した場合には、検証の結果、相電流のピーク低減効果が得られないことが確認された。したがって、第１実施形態では、６次ｄ軸電流Ｉｄ₆の振幅を０にし、６次ｑ軸電流Ｉｑ₆のみを通電する構成を採用する。

この場合、式（４）に「Ｉｄ₆＝０」を代入すると、式（５）が得られる。すなわち、リラクタンストルクは、直流成分である０次ｄｑ軸電流Ｉｄ₀、Ｉｑ₀によってのみ規定され、１２次トルクリップルは発生しない。

続いて、第１実施形態による相電流ピーク低効果について、図９〜図１２を参照する。
以下、基本波振幅に対する６次ｑ軸電流Ｉｄ₆及び６次ｑ軸電流Ｉｑ₆の振幅比率を、それぞれ、６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）及び６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）と表す。図９には、６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）を０〜１０％の間で変化させたときの相電流ピーク低減率の変化を示す。図９において相電流ピーク低減率が最大付近となる６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）が４％、４．４％、５％のときの相電流波形を、それぞれ図１０、図１１、図１２に示す。

図１０〜図１２の（ａ）には、電気１周期での相電流波形全体を示す。同系統での三相の波形は同一であり、位相が互いに１２０ｄｅｇずれている。また、第１系統と第２系統の同相同士の波形は位相が互いに３０ｄｅｇずれている。図１０〜図１２の波形は、いずれの系統のどの相の波形と考えてもよく、位相軸における「０ｄｅｇ」の位置に意味はない。また、図１０〜図１２では、相電流基本波は「ｓｉｎ（θ＋１６５）」で示される。つまり、位相θ＝−７５、１０５において、基本波の正側及び負側のピークが存在する。

各図の（ｂ）は、（ａ）における正側の相電流ピーク付近、すなわち、位相θ＝−７５ｄｅｇを中心とした拡大図である。図示のように、６次ｑ軸電流Ｉｑ₆を重畳させた後の相電流波形は、中心位相での電流値が両側の電流値よりも凹む波形となり、中心位相の両側にピーク値が存在する。このピーク値と１００％との差が「相電流ピーク低減率」となる。６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）が４％〜５％のときの相電流ピーク低減率は、約３．４％である。

特許文献１の従来技術では、相電流１次成分の基本波に対し５次高調波電流を重畳させることにより、相電流ピーク値の低減を図っている。このとき、二系統の巻線組に位相が３０ｄｅｇずれた電流を通電することにより、６次のトルクリップルを相殺しているが、１２次のリラクタンストルクが相殺されないことについては考慮されていない。
そのため、特許文献１の技術は、表面磁石型回転機には有効であるが、埋込磁石型回転機に代表される、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する回転機に適用した場合、相殺されないトルクリップルが発生する。

それに対し、第１実施形態の制御部６５１は、ｄｑ軸座標上で基本波に重畳するピーク低減電流について、６次ｄ軸電流Ｉｄ₆の振幅を０にし、６次ｑ軸電流Ｉｑ₆のみを通電する。これにより、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータ８０において、相電流ピーク値を低減するとともに、リラクタンストルクのトルクリップルが発生しないようにすることができる。したがって、相電流ピーク値に起因する発熱や損失を低減する効果に加え、トルクリップルによる騒音や振動の影響を排除することができる。

特に車両の電動パワーステアリング装置では、搭載スペースの制約等により小型のＥＣＵ１０で大電流を通電させる必要があるため、相電流ピークの低減により、発熱や損失を低減するニーズが大きい。一方、トルクリップルによる騒音や振動が運転者の操舵フィーリングや商品性に及ぼす影響も大きく、トルクリップル低減のニーズも大きい。
したがって、トルクリップルの低減効果と相電流ピーク低減効果とを両立する本発明の各実施形態の効果が有効に発揮される。さらに第１実施形態では、１２次トルクリップルを０にすることができるため、騒音や振動の低減をより優先するシステムに適している。

（第２実施形態）
第２実施形態について、図１３、図１４を参照して説明する。
第２実施形態の制御部６５２は、ピーク低減電流指令値演算部２０が演算する６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*の振幅を非ゼロの値とする。また、６次ｑ軸電流Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*の振幅が６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*の振幅よりも大きくなるようにする。
加減算部２８で算出されたＩｄ差₆ ^*、Ｉｑ差₆ ^*は、それぞれ、電流指令値加減算部４１が算出したＩｄ差^*、Ｉｑ差^*、つまり「０」に加算される。そして、加算された電流値が電流フィードバック演算部４０に出力される。

図１４に、第２実施形態と比較例との特性比較を示す。第２実施形態は、６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）を６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）よりも大きい値に設定する。比較例は、６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）と６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）とを等しい値に設定するものである。
図１４の例では、６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）の最大値を４．６％に設定する。図中のＡ点、Ｂ点、Ｃ点の６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）及び６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）は、以下の通りである。
［Ａ点］：Ｒ（Ｉｄ₆）＝０％、Ｒ（Ｉｑ₆）＝０％
［Ｂ点］：Ｒ（Ｉｄ₆）＝０％、Ｒ（Ｉｑ₆）＝４．６％
［Ｃ点］：Ｒ（Ｉｄ₆）＝４．６％、Ｒ（Ｉｑ₆）＝４．６％

黒丸及び破線矢印で示す比較例では、「Ｒ（Ｉｄ₆）＝Ｒ（Ｉｑ₆）」の関係を維持しつつ、Ａ点とＣ点との間で６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）を変化させる。
ここで、相電流５次成分の振幅比率Ｒ（Ｉ₅）、及び７次成分の振幅比率Ｒ（Ｉ₇）は、式（６．１）、（６．２）により表される。
Ｒ（Ｉ₅）＝（Ｒ（Ｉｄ₆）＋Ｒ（Ｉｑ₆））／２×√（２／３）・・・（６．１）
Ｒ（Ｉ₇）＝（Ｒ（Ｉｄ₆）−Ｒ（Ｉｑ₆））／２×√（２／３）・・・（６．２）
したがって、「Ｒ（Ｉｄ₆）＝Ｒ（Ｉｑ₆）」のとき、７次成分の振幅比率Ｒ（Ｉ₇）は０となる。つまり、比較例は、相電流５次成分のみを基本波に重畳する特許文献１の従来技術に相当するものである。

一方、白丸及び実線矢印で示す第２実施形態では、「Ｒ（Ｉｑ₆）＝４．６％」に固定し、Ｂ点とＣ点との間で６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）を変化させる。
第２実施形態では、６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）は０でなく、且つ、６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）は６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）よりも大きいことを要件としているため、Ｂ点及びＣ点を含まない。つまり、Ｂ点の直後からＣ点の直前までの範囲が第２実施形態で規定される範囲となる。そのため、Ｂ点の白丸輪郭を破線で示す。

なお、Ａ点及びＢ点を含み、６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）が０である一点鎖線の範囲は、第１実施形態で規定される範囲である。「Ｒ（Ｉｄ₆）＝０」のとき、式（６．１）、（６．２）により、「Ｒ（Ｉ₅）＝−Ｒ（Ｉ₇）」となる。つまり、振幅比率の絶対値が等しく位相が逆相となる相電流５次成分及び７次成分が重畳される。そのため、第１実施形態では、相電流５次成分及び７次成分の振幅の組み合わせが限定される。
それに対し、「０≠Ｒ（Ｉｄ₆）＜Ｒ（Ｉｑ₆）」の関係のみが規定されている第２実施形態では、相電流５次成分及び７次成分の両方が基本波に重畳され、且つ、相電流５次成分及び７次成分の振幅の組み合わせを幅広く選択可能である。

図１４（ａ）に、６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）に対する相電流ピーク低減率の関係を示す。比較例では、６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）が０％から４．６％まで増加するに連れて、相電流ピーク低減率は、０％から約４．５％まで増加する。第２実施形態では、６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）が０％から４．６％まで増加するに連れて、相電流ピーク低減率は、約３．４％から約４．５％まで増加する。

図１４（ｂ）に、相電流ピーク低減率に対するトルクリップル指数の関係を示す。このトルクリップル指数は、式（７）で算出される無次元数であり、モータ８０の特性に基づく比例定数を乗ずることにより、トルク値に換算される。ここでは、相対比較のみを目的としているため、指数で表す。
トルクリップル指数＝１．５×Ｒ（Ｉｄ₆）［％］×Ｒ（Ｉｑ₆）［％］・・・（７）
モータ８０の騒音や振動抑制の観点から、トルクリップル指数は小さいほど好ましい。Ａ点とＢ点との間の６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）が０％の範囲では、トルクリップル指数は０である。

比較例では、トルクリップル指数は、ほぼ相電流ピーク低減率の二乗に比例するように増加する。つまり、相電流ピークを低減するために６次ｄｑ軸電流を基本波に重畳することにより、１２次のトルクリップルが放物線的に上昇することを意味する。
第２実施形態では、Ｂ点からＣ点に向かって、６次ｄ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｄ₆）を０％から４．６％まで増加させる。その結果、相電流ピーク低減率を３．４％からさらに増加させることができる反面、トルクリップルも増加することとなる。

そこで、現実に適用されるシステムにおける相電流ピーク低減の要求とトルクリップル低減の要求とのバランスにより、狙い値を判断することが望ましい。すなわち、発熱や損失の低減に寄与する相電流のピーク低減を優先する場合にはＣ点を狙い、騒音や振動の低減に寄与するトルクリップル低減を優先する場合にはＢ点を狙うことが好ましい。

また、６次ｑ軸電流振幅比率Ｒ（Ｉｑ₆）の固定値を４．６％より小さい値に設定すると、Ｂ点−Ｃ点を結ぶ実線の特性線は、Ａ点側に移動する。その場合でも、比較例による破線の特性線よりも下側の範囲が第２実施形態の範囲となる。すなわち、第２実施形態では、比較例に比べ、同じ相電流ピーク低減率に対応するトルクリップルを低現することができる。

（第３実施形態）
第３実施形態について、図１５を参照して説明する。
第３実施形態の制御部６５３は、６次ｄｑ軸電流の振幅の積に基づいて発生する１２次成分のリラクタンストルクのトルクリップル補償量を算出するトルクリップル補償量算出部２９をさらに備える。二系統の電流指令値の和と差に対してフィードバック制御する図１５の構成では、６次ｄｑ軸電流の差であるＩｄ差₆ ^*、Ｉｑ差₆ ^*がトルクリップル補償量算出部２９に取得される。トルクリップル補償量算出部２９により算出された補償量は、二系統のｑ軸電流指令値の和であるＩｑ和^*に加算される。

詳しくは、一系統分のトルクリップルは、（Ｉｄ差₆ ^*／２）と（Ｉｑ差₆ ^*／２）との積に基づいて算出される。そして、一系統分の補償量の２倍の値が、二系統のｑ軸電流指令値の和であるＩｑ和^*に加算される。
また、現実的な狙いとしては、一系統あたりの６次ｄ軸電流と６次ｑ軸電流との積が、０次成分のｑ軸電流の１０分の１以下となるようにすることが好ましい。

第３実施形態では、相電流ピークの低減効果が十分に得られるように６次ｄｑ軸電流Ｉｄ₆、Ｉｑ₆を演算した上で、６次ｄｑ軸電流Ｉｄ₆、Ｉｑ₆によって発生する１２次トルクリップルを補償するようにｑ軸電流を通電する。これにより、相電流ピークの低減効果と、トルクリップルの低減効果とを好適に両立させることができる。
なお、第１実施形態のように「Ｉｄ差₆ ^*＝０」の場合でも、トルクリップル補償量算出部２９は、共通の演算ロジックを用いて、補償量を０とするように演算すればよい。

（第４実施形態）
第４実施形態について、図１６を参照して説明する。
第４実施形態の制御部６５４は、第１実施形態の制御部６５１の構成に加えて、３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に対するデッドタイム補償の構成をさらに備える。デッドタイム補償は、特許第５３３３４２２号公報（特開２０１２−１２５０２２号公報）に開示された技術であり、デッドタイムの影響を打ち消すように電圧指令値を補償することにより、電圧利用率の向上や線間電圧の歪み低減を実現するものである。

デッドタイム補償部（図中、「ＤＴ補償部」と記す。）３９１、３９２は、デッドタイムの影響を打ち消すように３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を補償し、補償後の電圧Ｖｕ＿ｄｔ１、Ｖｖ＿ｄｔ１、Ｖｗ＿ｄｔ１、Ｖｕ＿ｄｔ２、Ｖｖ＿ｄｔ２、Ｖｗ＿ｄｔ２を出力する。この演算でデッドタイム補償部３９１、３９２は、相電流の極性を判別する必要がある。

デッドタイム補償部３９１、３９２が「相電流１次成分に相電流５次成分及び相電流７次成分を加算した電流値」である３相重畳電流指令値に基づいて、相電流の極性を判別する構成における入出力信号を二点鎖線で記す。
この構成では、電流指令値加減算部４１及び加減算部２８の出力に基づく、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*、Ｉｄ差₆ ^*（＝０）、及び「Ｉｑ差^*（＝０）にＩｑ差₆ ^*が加算された値」の４つの値は、和制御器４２１及び差制御器４２２に加え、系統電圧算出部４７にも出力される。
系統電圧算出部４７は、入力された４つの値を、第１系統及び第２系統のｄｑ軸重畳電流指令値Ｉｄ＿ｓｕｐ１、Ｉｑ＿ｓｕｐ１、Ｉｄ＿ｓｕｐ２、Ｉｑ＿ｓｕｐ２に変換し、電流２相３相変換部３８１、３８２に出力する。

ｄｑ軸重畳電流指令値Ｉｄ＿ｓｕｐ１、Ｉｑ＿ｓｕｐ１、Ｉｄ＿ｓｕｐ２、Ｉｑ＿ｓｕｐ２は、式（８．１）〜（８．４）で定義される。
Ｉｄ＿ｓｕｐ１＝Ｉｄ１^*＋Ｉｄ１₆ ^*＝Ｉｄ１^*・・・（８．１）
Ｉｑ＿ｓｕｐ１＝Ｉｑ１^*＋Ｉｑ１₆ ^* ・・・（８．２）
Ｉｄ＿ｓｕｐ２＝Ｉｄ２^*＋Ｉｄ２₆ ^*＝Ｉｄ２^*・・・（８．３）
Ｉｑ＿ｓｕｐ２＝Ｉｑ２^*＋Ｉｑ２₆ ^* ・・・（８．４）

電流２相３相変換部３８１、３８２は、それぞれ、電気角「θ」及び「θ−３０」を用いて、ｄｑ軸重畳電流指令値Ｉｄ＿ｓｕｐ１、Ｉｑ＿ｓｕｐ１、Ｉｄ＿ｓｕｐ２、Ｉｑ＿ｓｕｐ２を３相重畳電流指令値Ｉｕ＿ｓｕｐ１、Ｉｖ＿ｓｕｐ１、Ｉｗ＿ｓｕｐ１、Ｉｕ＿ｓｕｐ２、Ｉｖ＿ｓｕｐ２、Ｉｗ＿ｓｕｐ２に２相３相変換し、デッドタイム補償部３９１、３９２に出力する。デッドタイム補償部３９１、３９２は、取得した３相重畳電流指令値に基づいて相電流の極性を判別する。
なお、図１６では、電流２相３相変換部３８１、３８２と区別するため、２相３相変換部３４１、３４２を、「（電圧）２相３相変換部３４１、３４２」と記す。

また、デッドタイム補償部３９１、３９２が実電流に基づいて相電流の極性を判別する構成における入出力信号を破線で示す。
この構成では、電流センサ７０１、７０２にて検出された実電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２は、３相２相変換部３５１、３５２に入力されるとともにデッドタイム補償部３９１、３９２にも入力される。

第４実施形態の制御部６５４は、モータ８０に印加される電圧に対しデッドタイムの影響を打ち消すように、相電流の極性に応じて電圧を補償するデッドタイム補償部３９１、３９２を備える。これにより、電圧利用率を向上させ、線間電圧の歪みを低減することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する典型的な３相回転機として埋込磁石型回転機を挙げている。ただし、表面磁石型回転機でも微小なリラクタンストルクを発生する場合があるため、本発明を表面磁石型回転機の制御装置に適用することも可能である。

（ｂ）上記実施形態では、３相回転機において相電流５次、７次成分に座標変換されるｄｑ軸６次成分の電流振幅の制御について説明している。この制御は、ｄｑ軸６次成分の他、１８次、３０次等、一般に「６（２ｋ＋１）次（ｋは０以上の整数）」と表される各次成分について同様に適用可能である。また、６（２ｋ＋１）成分のｄｑ軸電流の振幅の積に基づいて発生するリラクタンストルクリップルの次数は、一般に「１２（２ｋ＋１）次）」と表される１２次、３６次、６０次等の次数成分となる。

（ｃ）上記実施形態では、ｄｑ軸電流指令値の和と差に対しフィードバック制御を実施しており、この構成は、特許文献１の第４実施形態（図１３）に対応する。この構成に限らず、特許文献１の第３実施形態（図１２）に対応するように、系統毎の電流指令値に対しフィードバック制御を実施してもよい。
（ｄ）その他、３相回転機の制御装置の具体的な構成は、上記実施形態の図２、図３等に例示した構成に限らない。例えばインバータのスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等であってもよい。

（ｅ）本発明の３相回転機の制御装置は、電動パワーステアリング装置の操舵アシストモータの制御装置に限らず、他の３相モータまたは発電機用の制御装置として適用されてもよい。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

１０ ・・・ＥＣＵ（制御装置）、
６０１、６０２・・・インバータ（電力変換器）、
６５（６５１、６５２、６５３、６５４）・・・制御部、
８０ ・・・モータ（３相回転機）、
８０１、８０２・・・巻線組。

Claims (4)

1. 二組の３相巻線組（８０１、８０２）を有し、当該二組の巻線組に異なる位相の交流電流が通電されたとき、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機（８０）の駆動を制御する制御装置であって、
   前記二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）［ｄｅｇ］である交流電流を前記二組の巻線組に出力する二つの電力変換器（６０１、６０２）と、
   前記二組の巻線組に通電される相電流１次成分のピーク値を低減するように、ｄｑ座標上で基本波成分に重畳する６（２ｋ＋１）次（ｋは０以上の整数）成分のｄ軸電流及びｑ軸電流を演算し、前記３相回転機の通電を制御する制御部（６５）と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流の振幅が前記６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流の振幅よりも大きくなるように電流を演算する３相回転機の制御装置。
2. 前記制御部は、
   前記６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流の振幅を０にする請求項１に記載の３相回転機の制御装置。
3. 前記制御部は、
   前記６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流及びｑ軸電流の振幅の積に基づいて発生する１２（２ｋ＋１）次成分のトルクリップルについての補償量を算出するトルクリップル補償量算出部（２９）をさらに備え、
   前記トルクリップル補償量算出部により算出されたトルクリップル補償量をｑ軸電流に加算する請求項１または２に記載の３相回転機の制御装置。
4. 車両の電動パワーステアリング装置（９０）に適用され、前記３相回転機としての操舵アシストモータの駆動を制御する請求項１〜３のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。

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