JP6163375B2 - ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータにおけるトルクリップル低減技術に関し、特に、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用されるブラシレスモータに適用して有効な技術に関する。

近年、電動パワーステアリング装置（以下、ＥＰＳと略記する）等の駆動源として、ロータの内部に永久磁石を埋め込んだ形態のいわゆるＩＰＭ(Interior Permanent Magnet)型モータ（以下、ＩＰＭモータと略記する）の使用が増大している。このＩＰＭモータは、磁石がロータに埋め込まれていることから、ｄ軸（永久磁石の中心軸）方向と、ｑ軸（ｄ軸と電気的、磁気的に直交する軸）方向のインダクタンス差が大きく、ロータにはリラクタンストルクＴｒが発生する。従って、ＩＰＭモータでは、永久磁石によるマグネットトルクＴｍと共に、リラクタンストルクＴｒも利用でき、モータ全体のトータルトルクＴｔを大きくできるというメリットがある。このため、前述のＥＰＳのみならず、電気自動車やハイブリッド自動車、エアコン等の家電製品、各種産業機械などにも、高効率で高トルクなモータとして、ＩＰＭモータの利用が拡大している。

このようなＩＰＭモータではトータルトルクＴｔは次のように表され、一般に、同一電流に対する発生トルクを最大化するいわゆる最大トルク制御（進角制御）が実施される。
Ｔｔ＝Ｔｍ＋Ｔｒ
＝ｐ・φａ・Ｉｑ＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ
（ｐ：極対数，φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束，Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス，Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス，Ｉｄ：ｄ軸電流，Ｉｑ：ｑ軸電流）
最大トルク制御では、電機子電流に対して最も効率的にトルクが発生するようにＩｄ−Ｉｑ間の角度β（電流位相角）が制御され、高効率で高トルクな運転が行われる。

ところが、ＩＰＭモータにおいては、電機子電流が高くなると、トータルトルクＴｔに対するマグネットトルクＴｍとリラクタンストルクＴｒの割合が変化し、Ｔｒ側が増加する傾向がある。この場合、電流値が高いことから、その分、電機子反作用の影響も大きくなり、低電流時に比してトルクリップルが大きくなる。特に、リラクタンストルクが１０％を超えると、トルクリップルが急激に増大し、トルクリップル率がＥＰＳでは上限値とされる５％を超えてしまうという問題が生じる。

そこで、従来より、ＩＰＭモータにおけるトルクリップルの低減について、種々の方法が提案されている。例えば、特許文献１には、トルクリップルを演算にて求め、これと逆位相のトルクを生じさせる電流指令値を演算、供給してトルクリップルを低減させるモータ制御装置が記載されている。そこではまず、トルクリップル演算手段により、ｄｑ座標系における基本波電流と永久磁石による電機子鎖交磁束の高調波成分に起因するトルクリップルを演算する。次に、トルクリップル低減高調波電流指令値生成器により、トルクリップル演算手段で演算されたトルクリップルと逆位相のトルクを生じさせる高調波電流指令値を演算する。そして、高調波電流制御回路にて、この高調波電流指令値に基づいて、高調波電流を制御することにより、モータのトルクリップルを低減させる。

ところが、特許文献１の装置では、確かにトルクリップルを低減させることはできるものの、誘起電圧の正弦波をｄｑ座標系に座標変換し、その上で、トルクリップルと逆位相のトルクを生じさせる高調波電流指令値を演算によって求めるため、演算負荷が非常に大きいという問題がある。特に、ＥＰＳのように、電流が広範囲で使用され、しかも、時々刻々変化するような装置では、上記のような演算をその都度行うには、非常に処理能力の高いＣＰＵが必要であり、理論的には可能であっても実用的には難しい、という課題があった。

そこで、本出願人は、ＣＰＵに大きな演算負荷を掛けることなく、ブラシレスモータのトルクリプルを低減させるべく、特許文献２のような制御方法・装置を提案した。そこでは、Ｔｍ分とＴｒ分のトルクリップルを分離して捉え、各トルクリップルを減殺し得る電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を、予め設定した補正マップを用いて設定する。補正マップには、各相の電流実効値と補正用パラメータとの関係が格納されており、制御装置のＣＰＵは、検出電流値から補正マップを参照してパラメータを決定する。ＣＰＵは、補正マップを参照しつつ、トルクリップルを減殺し得る電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を現在の電流値に基づいて算出する。これにより、トルクリップルを常時算出すると共にそれを減殺する指令値を逐一演算する必要がなくなり、トルクリップル低減に要するＣＰＵの負担を大幅に低減させることが可能となる。

特開2004-64909号公報 特開2013-85439号公報

しかしながら、特許文献２のような制御形態を取っても、ｄ軸ｑ軸の座標それぞれに高調波を重畳させると、モータの仕様によっては、リップル低減が十分に得られない領域が存在してしまう場合がある。このため、例えば、ＥＰＳシステムのように電流帯域（トルク域）が広いシステムに適用する場合、トルクリップルの低減効果が低い電流帯域が存在してしまう場合がある、という問題があった。特に、ＥＰＳシステムでは、操舵フィーリングへの影響を考慮すると、一般的にリップル率を５％以内に抑えることが求められており、広範な電流帯域全体でより均等にトルクリップルを低減可能な制御方式が望まれていた。

本発明の目的は、簡単な制御形態でありながら、広範囲なトルク域でブラシレスモータのトルクリップルを低減可能なモータ制御方法・装置を提供することにある。

本発明のブラシレスモータ制御方法は、複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石を備え前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を備え、前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータの制御方法であって、当該ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出し、前記マグネットトルクによるトルクリップルを相殺する第１高調波成分と、前記リラクタンストルクによるトルクリップルを相殺する第２高調波成分とを算出し、前記電機子巻線に印加する前記基本波電流の増減に伴い、前記基本波電流に、前記第１高調波成分のみ、又は、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を選択的に重畳させて、前記電機子巻線に対して供給される電流を補正し、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルと、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルの大小が逆転する時点にて、前記基本波電流に重畳される高調波成分を、前記第１高調波成分のみから前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分に、又は、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分から前記第１高調波成分のみに切り換えることを特徴とする。

本発明にあっては、最大トルク制御を実施しつつ、マグネットトルクによるトルクリップルを相殺し得る第１高調波成分と、リラクタンストルクによるトルクリップルを相殺し得る第２高調波成分とを算出する。第１及び第２高調波成分は、例えば、予め設定した補正マップ等を用いて算出される。補正マップ等には、相電流値と補正用パラメータとの関係が格納されており、ＣＰＵ（制御手段）は、検出電流値から補正マップ等を参照してパラメータを決定し、第１及び第２高調波成分を算出する。ＣＰＵは、最大トルク制御の基本波電流の増減に伴い、第１高調波成分と第２高調波成分を選択的に基本波電流に重畳させ、電機子巻線への供給電流を補正する。これにより、ＣＰＵに対し大きな制御負担を掛けることなく、広範囲な電流領域にてトルクリップルの低減が図られる。

また、前記基本波電流に対し、前記電機子巻線の相電流が小さく、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルが前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルよりも小さい範囲では前記第１高調波成分のみを重畳し、前記電機子巻線の相電流が所定値を超え、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルが前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルを超えた範囲では前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を重畳するようにしても良い。この場合、前記基本波電流に重畳される高調波成分が変更される前記電機子巻線の相電流の所定値を９０Ａに設定しても良い。

前記第１高調波成分として、前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の電流を適用し、前記第２高調波成分として、前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の電流を適用しても良い。

前記第１高調波成分と前記第２高調波成分を、前記電機子巻線の相電流値と、該第１高調波成分と該第２高調波成分の算出に用いられる各パラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出しても良い。この場合、前記補正マップを、前記電機子巻線の相電流値と、前記第１及び第２高調波成分の振幅との関係を示す高調波係数マップと、前記電機子巻線の相電流値と、トルクリップル波形と前記第１及び第２高調波成分との間の位相のずれとの関係を示す位相調整マップと、を有する構成としても良い。

また、前記第１高調波成分を、ｑ軸方向の基本波電流Ｉｑｂに対して付加される、ＢsinＮ（θ＋β）（Ｂ：高調波振幅係数，Ｎ：正の整数，θ：回転角（電気角），β：位相のずれ）とし、前記第２高調波成分を、ｄ軸方向の基本波電流Ｉｄｂに対して付加される、ＡsinＮ（θ＋α）（Ａ：高調波振幅係数，Ｎ：正の整数，θ：回転角（電気角），α：位相のずれ）とし、前記高調波係数マップに、前記電機子巻線の相電流値と前記高調波振幅係数Ａ,Ｂとの関係を格納し、前記位相調整マップに、前記電機子巻線の相電流値と前記位相のずれα,βとの関係を格納しても良い。

前記第１高調波成分と第２高調波成分を、当該ブラシレスモータにおけるトルクリップル率が５％を超えないように、前記基本波電流に重畳しても良い。また、前記ブラシレスモータを、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用しても良い。

一方、本発明のブラシレスモータ制御装置は、複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石を備え前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を備え、前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータの制御装置であって、前記電機子巻線の相電流を検出する電流センサと、当該ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出する基本電流算出部と、前記電流センサにて検出した相電流値に基づいて、前記マグネットトルクによるトルクリップルを相殺する第１高調波成分と、前記リラクタンストルクによるトルクリップルを相殺する第２高調波成分とを算出する補正成分算出部と、前記電機子巻線に印加する前記基本波電流の増減に伴い、前記基本波電流に対し、前記第１高調波成分のみ、又は、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を選択的に重畳させ、前記電機子巻線に対して供給される電流を補正する電流補正部と、を有し、前記電流補正部は、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルと、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルの大小が逆転する時点で、前記基本波電流に重畳する高調波成分を、前記第１高調波成分のみから前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分に、又は、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分から前記第１高調波成分のみに切り換えることを特徴とする。

本発明にあっては、基本電流算出部にて最大トルク制御時の基本波電流を算出しつつ、補正成分算出部にて、マグネットトルクによるトルクリップルを相殺し得る第１高調波成分と、リラクタンストルクによるトルクリップルを相殺し得る第２高調波成分とを算出する。第１及び第２高調波成分は、例えば、予め設定した補正マップ等を用いて算出される。補正マップ等には、相電流値と補正用パラメータとの関係が格納されており、補正成分算出部は、検出電流値から補正マップ等を参照してパラメータを決定し、第１及び第２高調波成分を算出する。電流補正部は、最大トルク制御の基本波電流の増減に伴い、第１高調波成分と第２高調波成分を選択的に基本波電流に重畳させ、電機子巻線への供給電流を補正する。これにより、ＣＰＵに対し大きな制御負担を掛けることなく、広範囲な電流領域にてトルクリップルの低減が図られる。

また、前記電流補正部は、前記基本波電流に対し、前記電機子巻線の相電流が小さく、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルが前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルよりも小さい範囲では前記第１高調波成分のみを重畳し、前記電機子巻線の相電流が所定値を超え、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルが前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルを超えた範囲では前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を重畳するようにしても良い。この場合、前記基本波電流に重畳される高調波成分が変更される前記電機子巻線の相電流の所定値を９０Ａに設定しても良い。

前記第１高調波成分として、前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の電流を適用し、前記第２高調波成分として、前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の電流を適用しても良い。

前記制御装置に、前記電機子巻線の相電流値と、前記第１高調波成分と前記第２高調波成分の算出に用いられる各パラメータとの関係が示された補正マップをさらに設け、前記補正成分算出部は、前記補正マップに基づいて、前記第１高調波成分と前記第２高調波成分を算出するようにしても良い。この場合、前記補正マップを、前記電機子巻線の相電流値と、前記第１及び第２高調波成分の振幅との関係を示す高調波係数マップと、前記電機子巻線の相電流値と、トルクリップル波形と前記第１及び第２高調波成分との間の位相のずれとの関係を示す位相調整マップと、を有する構成としても良い。

また、前記第１高調波成分を、ｑ軸方向の基本波電流Ｉｑｂに対して付加される、ＢsinＮ（θ＋β）（Ｂ：高調波振幅係数，Ｎ：正の整数，θ：回転角（電気角），β：位相のずれ）とし、前記第２高調波成分を、ｄ軸方向の基本波電流Ｉｄｂに対して付加される、ＡsinＮ（θ＋α）（Ａ：高調波振幅係数，Ｎ：正の整数，θ：回転角（電気角），α：位相のずれ）とし、前記高調波係数マップに、前記電機子巻線の相電流値と前記高調波振幅係数Ａ,Ｂとの関係を格納し、前記位相調整マップに、前記電機子巻線の相電流値と前記位相のずれα,βとの関係を格納しても良い。

前記制御装置は、前記基本波電流に対し、当該ブラシレスモータにおけるトルクリップル率が５％を超えないように、前記第１高調波成分及び／又は前記第２高調波成分を重畳するようにしても良い。また、前記ブラシレスモータを、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用しても良い。

本発明のブラシレスモータ制御方法、制御装置によれば、マグネットトルクによるトルクリップルを相殺し得る第１高調波成分と、リラクタンストルクによるトルクリップルを相殺し得る第２高調波成分とを算出し、最大トルク制御の基本波電流の増減に伴い、第１高調波成分と第２高調波成分を選択的に基本波電流に重畳させて電機子巻線への供給電流を補正するようにしたので、従来の制御形態に比して、広範囲な電流領域にてトルクリップルを低減させることが可能となる。

ブラシレスモータを用いたＥＰＳの構成を示す説明図である。 図１のＥＰＳにて使用されるブラシレスモータ（６Ｐ９Ｓ）の構成を示す断面図である。 ステータコアの構成を示す説明図である。 図１のＥＰＳにおける制御装置の構成を示すブロック図である。 Ｉｑのみ補正した場合とＩｄ,Ｉｑを補正した場合の相電流値（Ａ）とトルクリップル率（％）との関係を示すグラフである。 本発明による制御形態を実施した場合の相電流値（Ａ）とトルクリップル率（％）との関係を示すグラフである。 Ｔｍ，Ｔｒのトルクリップルを示す説明図である。 Ｔｍのトルクリップルを減殺する処理を示す説明図である。 Ｔｒのトルクリップルを減殺する処理を示す説明図である。 相電流値とＩｄｂ,Ｉｑｂ及びＩｄ’,Ｉｑ’との関係を示すグラフである。 相電流値とα,βとの関係を示すグラフである。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１は、ブラシレスモータを用いたＥＰＳの構成を示す説明図であり、本発明による制御処理が実施される。図１の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１は、ステアリングシャフト２に対し動作補助力を付与するコラムアシスト式の構成となっており、ブラシレスモータ３（以下、モータ３と略記する）が動力源として使用されている。

ステアリングシャフト２にはステアリングホイール４が取り付けられており、ステアリングホイール４の操舵力は、ステアリングギヤボックス５内に配された図示しないピニオンとラック軸を介して、タイロッド６に伝達される。タイロッド６の両端には車輪７が接続されており、ステアリングホイール４の操作に伴ってタイロッド６が作動し、図示しないナックルアーム等を介して車輪７が左右に転舵する。

ＥＰＳ１では、ステアリングシャフト２に操舵力補助機構であるアシストモータ部８が設けられている。アシストモータ部８には、モータ３と共に、減速機構部９とトルクセンサ１１が設けられている。減速機構部９には、図示しないウォームとウォームホイールが配されており、モータ３の回転は、この減速機構部９によって、ステアリングシャフト２に減速されて伝達される。モータ３とトルクセンサ１１は、制御装置（ＥＣＵ）１２に接続されている。

ステアリングホイール４が操作され、ステアリングシャフト２回転すると、トルクセンサ１１が作動する。ＥＣＵ１２は、トルクセンサ１１の検出トルクに基づいて、モータ３に対し適宜電力を供給する。モータ３が作動すると、その回転が減速機構部９を介してステアリングシャフト２に伝達され操舵補助力が付与される。ステアリングシャフト２は、この操舵補助力と手動操舵力によって回転し、ステアリングギヤボックス５内のラック・アンド・ピニオン結合により、この回転運動がラック軸の直線運動に変換され、車輪７の転舵動作が行われる。

図２は、モータ３の構成を示す断面図である。図２に示すように、モータ３は、外側にステータ２１、内側にロータ２２を配したインナーロータ型ブラシレスモータとなっている。ステータ２１は、ハウジング２３と、ハウジング２３の内周側に固定されたステータコア２４及びステータコア２４に巻装された巻線（電機子巻線）２５とを備えた構成となっている。ハウジング２３は鉄等にて有底筒状に形成されており、その開口部には合成樹脂製のブラケット３０が取り付けられている。ステータコア２４は鋼板を多数積層した構成となっており、ステータコア２４の内周側には複数個のティースが突設されている。ステータコア２４には、巻線２５の誘起電圧波形が正弦波となるようにスキューが施されている。なお、スキューは、ロータ２２側に形成しても良い。

図３は、ステータコア２４の構成を示す説明図である。ステータコア２４は、リング状の継鉄部２６と、継鉄部２６から内側方向へ突出形成されたティース２７とから形成されている。ティース２７は９個設けられており、各ティース２７の間にはスロット２８（９個）が形成され、モータ３は９スロット構成となっている。各ティース２７の先端部には、補助溝２０が形成されている。各ティース２７には巻線２５が集中巻にて巻装されており、巻線２５は各スロット２８内に収容されている。各巻線２５は、Ｕ,Ｖ,Ｗの３相がスター結線されており、給電配線２９を介してバッテリ（図示せず）と接続されている。巻線２５に対しては、高調波成分を含んだ台形波形状の相電流（Ｕ,Ｖ,Ｗ）が供給される。

ロータ２２はステータ２１の内側に配設されており、回転軸３１と、ロータコア３２、マグネット３３を同軸状に配した構成となっている。回転軸３１の外周には、鋼板を多数積層した円筒形状のロータコア３２が取り付けられている。ロータコア３２には、回転軸３１の軸方向に貫通するスロットが６箇所設けられ、各スロット内にマグネット３３が埋め込まれており、ＩＰＭモータ構造となっている。マグネット３３は周方向に沿って６個配置されており、モータ３は、６極９スロット（６Ｐ９Ｓ）構成となっている。

回転軸３１の一端部は、ハウジング２３の底部に圧入されたベアリング３５に回転自在に支持されている。回転軸３１の他端部は、ブラケット３０に取り付けられたベアリング３６によって、回転自在に支持されている。回転軸３１の端部（図２において左端部）には、スプライン部３７が形成されており、図示しないジョイント部材によって、減速機構部９のウォーム軸に接続されている。ウォーム軸にはウォームが形成されており、減速機構部９にて、ステアリングシャフト２に固定されたウォームホイールと噛合している。

ブラケット３０内には、ベアリング３６と、ロータ２２の回転位置を検知するレゾルバ（角度センサ）４１が収容されている。レゾルバ４１は、ブラケット３０側に固定されたレゾルバステータ４２と、ロータ２２側に固定されたレゾルバロータ４３とから構成されている。レゾルバステータ４２にはコイル４４が巻装されており、励磁コイルと検出コイルが設けられている。レゾルバステータ４２の内側には、レゾルバロータ４３が配設される。レゾルバロータ４３は、金属板を積層した構成となっており、三方向に凸部が形成されている。

回転軸３１が回転すると、レゾルバロータ４３もまたレゾルバステータ４２内にて回転する。レゾルバステータ４２の励磁コイルには高周波信号が付与されており、凸部の近接離反により検出コイルから出力される信号の位相が変化する。この検出信号と基準信号とを比較することにより、ロータ２２の回転位置が検出される。そして、ロータ２２の回転位置に基づき、巻線２５への電流が適宜切り替えられ、ロータ２２が回転駆動される。

このようなＥＰＳ１では、ステアリングホイール４が操作されてステアリングシャフト２が回転すると、この回転に応じた方向にラック軸が移動して転舵操作がなされる。この操作により、トルクセンサ１１が作動し、その検出トルクに応じて、図示しないバッテリから給電配線２９を介して巻線２５に電力が供給される。巻線２５に電力が供給されるとモータ３が作動し、回転軸３１とウォーム軸が回転する。ウォーム軸の回転は、ウォームホイールを介してステアリングシャフト２に伝達され、操舵力が補助される。

図４は、ＥＰＳ１の制御装置５０の構成を示すブロック図であり、本発明の制御方法は当該制御装置５０にて実行される。ＥＰＳ１は、前述のように、トルクセンサ１１による検出値と、レゾルバ４１によって検出されたロータ２２の回転位置情報に基づいて駆動制御される。図４に示すように、モータ３には、角度センサとしてレゾルバ４１が配されており、ロータ回転位置は逐次ロータ回転位置情報として電流指令部５１に入力されている。また、ステアリングホイール４の操作に伴い、トルクセンサ１１からは、モータ３の負荷となるトルク値（モータ負荷情報）がモータ負荷情報として電流指令部５１に入力される。また、電流指令部５１の前段には、ロータ回転位置情報に基づいてロータ２２の回転数を算出するロータ回転数算出部６１が設けられている。電流指令部５１には、このロータ回転数算出部６１からも、ロータ回転数情報が入力されている。

電流指令部５１には、これらの検出値に基づいて演算処理を行い、モータ３に対して供給する基本電流量を算出する基本電流算出部５２が設けられている。基本電流算出部５２では、レゾルバ４１からのロータ回転位置情報とロータ回転数情報及びモータ負荷情報から、モータ３への供給電流量を算出する。基本電流算出部５２では、供給電流量として、ｄ軸（トルクに寄与しない直交座標系成分）,ｑ軸（トルクに寄与する直交座標系成分）について、最大トルクを得られるＩｄ,Ｉｑの基本波電流Ｉｄｂ,Ｉｑｂを算出する。

電流指令部５１にまた、マグネットトルクＴｍのトルクリップルと、リラクタンストルクＴｒのトルクリップルを減殺させるための補正マップ５８が設けられている。補正マップ５８は、モータ電流による両トルクリップルはモータごとに異なるため、モータごとに固有のものが設けられている。補正マップ５８には、ＴｍとＴｒの各トルクリップルが減殺されるように基本波電流Ｉｄｂ,Ｉｑｂを補正するための補正データ（高調波係数マップ６２，位相調整マップ６３）が格納されている。補正マップ５８の補正データは予め実験や解析によって取得され、ここでは、巻線２５の相電流値と補正パラメータとの関係が格納されている。

電流指令部５１にはさらに、補正成分算出部５９と電流補正部６０が設けられている。補正成分算出部５９と電流補正部６０には、電流センサ６４にて検出されたモータ３の電流値がフィードバックされている。電流補正部６０は、先に基本電流算出部５２にて算出された基本波電流Ｉｄｂ,Ｉｑｂを補正マップ５８を用いて補正し、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’としてベクトル制御部５３に出力する。その際、補正成分算出部５９は、電流センサ６４にて検出された相電流値から、補正マップ５８を用いて補正パラメータを取得し、電流補正部６０は、その結果に基づいて、基本波電流Ｉｄｂ,Ｉｑｂに所定の高調波成分を重畳させて電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を作成する。

ベクトル制御部５３は、ｄ軸,ｑ軸のＰＩ（比例・積分）制御部５４ｄ,５４ｑと、座標軸変換部（ｄｑ／ＵＶＷ）５５とから構成されており、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’は、ＰＩ制御部５４ｄ,５４ｑにそれぞれ入力される。ＰＩ制御部５４ｄ,５４ｑには、座標軸変換部（ＵＶＷ／ｄｑ）５６を介して、３相（Ｕ,Ｖ,Ｗ）のモータ電流値をｄｑ軸変換した検出電流値Ｉ(ｄ),Ｉ(ｑ)が入力されている。ＰＩ制御部５４ｄ,５４ｑは、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’と検出電流値Ｉ(ｄ),Ｉ(ｑ)に基づき、ＰＩ演算処理を行い、ｄ軸,ｑ軸の電圧指令値Ｖｄ,Ｖｑを算出する。電圧指令値Ｖｄ,Ｖｑは、座標軸変換部５５に入力され、３相（Ｕ,Ｖ,Ｗ）の電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗに変換され出力される。座標軸変換部５５から出力された電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗは、インバータ５７を介してモータ３に印加される。

ここで、モータ３のトータルトルクＴｔは、前述のように、
Ｔｔ＝Ｔｍ＋Ｔｒ
＝ｐ・φａ・Ｉｑ＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ
にて表される。本発明では、特許文献２の制御形態と同様に、Ｔｍ分とＴｒ分のトルクリップルを分離して捉え、各トルクリップルを減殺し得る電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を補正設定するが、広範囲な電流領域でトルクリップルを低減させるべく、所定の電流値を切り換えポイントとして設定し、制御形態を切り換える。具体的には、９０Ａ以下の低電流域（低負荷域）ではＩｑ値のみを補正設定すし、９０Ａ超の高電流域（高負荷域）ではＩｄ値とＩｑ値の両方を補正設定する。

図５は、相電流値（Ａ）とトルクリップル率（％）との関係を示すグラフである。発明者らの実験によれば、当該モータ３では、最大トルク制御の場合、トルクリップルを５％以下に抑えることは難しいが、図５に示すように、ＩｄとＩｑを組み合わせて補正制御を行うことにより、トルクリップルが５％以下に抑えることが可能となる。しかしながら、Ｉｄ,Ｉｑを組み合わせて補正を行っても、７０（Ａ）以下の領域では、トルクリップルが４％程度あり、さらに４０（Ａ）以下では４％を超え、境界値（５％）まで余り余裕がない。その一方、Ｉｑのみを補正設定した制御形態では、１１０（Ａ）を超える高負荷領域では、トルクリップルが４％を超えるものの、Ｉｄ＋Ｉｑの場合とは逆に、７０（Ａ）以下の領域ではトルクリップルが３％前後に抑えられる。

そこで、本発明の制御形態では、図５において「Ｉｄ,Ｉｑ」の両方を対象として補正制御を行った場合のリップル線図と、「Ｉｑのみ」を対象として補正制御を行った場合のリップル線図が交差し両者が逆転する「９０Ａ」付近を制御形態の切り換えポイントとして設定する。つまり、「Ｉｄ＋Ｉｑ」と「Ｉｑのみ」の両制御形態について、それぞれトルクリップル低減効果の優れた部分を抽出して組み合わせる。これにより、図６のように、低負荷領域（２０〜９０Ａ）から、高負荷領域（９０Ａ超）まで、幅広い電流帯域にてトルクリップルを４％以下に抑えることができ、従来の制御形態に比して、広範囲なトルク域でトルクリップルを安定的に低減させることが可能となる。また、補正制御後のトルクリップルも４％以下に抑えられるため、境界値まで余裕のある制御が可能となる。

前述のように、本発明の制御形態では、トルクリップルを当初からＴｍ分とＴｒ分とに分けて考え、まず、Ｔｍのトルクリップルを減殺させるＩｑ値を設定する（Ｉｑのみ補正）。次に、この補正されたＩｑ値を考慮して、Ｔｒのトルクリップルを減殺させるＩｄ値を設定する（Ｉｄ,Ｉｑ補正）。すなわち、９０Ａ以下の低電流域では前者の制御形態（Ｉｑのみ補正）を実行し、９０Ａ超の高電流域（高負荷域）では後者の制御形態（Ｉｄ,Ｉｑ補正）を実行する。

この際、本発明の制御処理では、従来の処理のようにトルクリップルを逐次演算して行くのではなく、トルクリップルの性質（波形）に鑑み、それを打ち消すような波形の高調波成分を補正マップ５８に基づいて付加して行く。補正マップ５８には、高調波成分を設定する場合に使用するパラメータと相電流との関係が示されており、電流センサ６４にて検出されたモータ３の相電流の実効値から、重畳すべき高調波成分が直ちに算出される。そして、この高調波成分を基本波電流に付加することにより、トルクリップルを低減させる電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’が設定される。以下、このような制御処理について、図７〜９に基づいて、具体的に説明する。

まず、図７（ａ）に示すように、モータ３のような６極９スロットのモータでは、ロータ１回転（機械角３６０度）について、Ｔｍ，Ｔｒ共に１８山のトルクリップルが生じる。但し、ＴｍとＴｒではトルクリップルの位相や振幅に違いがあり（図７（ｂ））、両者を同時に減殺し得る逆位相の高調波成分は設定できない。そこで、トルクリップルをＴｍ分とＴｒ分とに分けて考えると、６極９スロットのモータにおけるＴｍ＝ｐ・φａ・Ｉｑ（Ｉｑ：一定）のリップルは、図８（ａ）に示すように、電気角では１８／３＝６次（山）となる。また、Ｔｍ／Ｉｑ＝ｐ・φａのリップルもまた、図８（ｂ）に示すように電気角では６次（山）となる。

従って、このリップルに対して、図８（ｃ）のような逆位相のＮ＝６ｎ次（ｎは正の整数：ここではｎ＝１）のＩｑ（ｈ）を掛け合わせれば、Ｔｍ分のトルクリップルが相殺され０となる（図８（ｄ））。すなわち、Ｔｍ分のトルクリップルを減殺するには、Ｉｑの基本波に６次の高調波成分（第１高調波成分）を付加し、次式のような電流指令値Ｉｑ’を設定する。
Ｉｑ’（θ）＝Ｉｑｂ（基本波電流）＋Ｂsin６（θ＋β）
（Ｂ：高調波振幅係数，β：位相のずれ，θ：回転角（電気角））
本発明の制御形態にあっては、９０Ａ以下の低電流域では、ＩｑをこのＩｑ’に補正し、モータの駆動制御を行う。なお、この場合は、Ｉｄに対する補正は行わず、基本波をそのまま電流指令値Ｉｄ’として出力する。

一方、このようにしてＴｍ分のトルクリップルを０とし、その際のＩｑをＩｑ（ｈ）とすると、このときのトータルトルクＴｔ（ｈ）は、Ｉｑ（ｈ）によるマグネットトルクＴｍ（ｈ）とリラクタンストルクＴｒ（ｈ）の和となり、
Ｔｔ（ｈ）＝Ｔｍ（ｈ）＋Ｔｒ（ｈ）
＝ｐ・φａ・Ｉｑ（ｈ）＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ（ｈ）
となる。上式において、第１項のＴｍ分のトルクリップルは０であり一定となる。これに対し、第２項はＩｑ（ｈ）を含んだトルクリップルを有している。つまり、前記Ｉｑ’（θ）を適用した場合、Ｔｍ分のトルクリップルは０となるが、Ｉｑ（ｈ）によってはＴｒ分のトルクリップルは解消しない。

そこで、改めてＴｒ（ｈ）＝ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ（ｈ）について検討する。この場合も、６極９スロットのモータにおけるＴｒ（ｈ）のリップルは、図９（ａ）に示すように、前述同様、電気角では６次となる。一方、通常の最大トルク制御のようにＩｄ＝一定と考えると、Ｔｒ（ｈ）／Ｉｄ＝ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｑ（ｈ）のリップルも図９（ｂ）に示すように電気角では６次（山）となる。従って、Ｔｒ（ｈ）のトルクリップルに対して、図９（ｃ）のような逆位相のＩｄ（ｈ）（６ｎ次（ｎは正の整数：ここではｎ＝１））を掛け合わせれば、Ｔｒ（ｈ）のトルクリップルが相殺され０となる（図９（ｄ））。すなわち、Ｔｒ分のトルクリップルを減殺するには、Ｉｄの基本波に６次の高調波成分（第２高調波成分）を付加し、次式のような電流指令値Ｉｄ’を設定すれば良い。
Ｉｄ’（θ）＝Ｉｄｂ（基本波電流）＋Ａsin６（θ＋α）
（Ａ：高調波振幅係数，α：位相のずれ，θ：回転角（電気角））

そこで、９０Ａ超の高電流域では、トータルトルクＴｔのリップルを減殺させるべく、まずＴｍ分のリップルを０とし、その上で、Ｔｒ分のリップルを０とし得る条件を検討し、その結果、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を次式のように補正する。
Ｉｄ’（θ）＝Ｉｄｂ＋Ａsin６（θ＋α） （式１）
Ｉｑ’（θ）＝Ｉｑｂ＋Ｂsin６（θ＋β） （式２）
なお、高調波振幅係数Ａ,Ｂは、トルクリップル相殺のために付加される逆位相の６次高調波成分の振幅を意味している。また、位相のずれα,βは、Ｔｍ,Ｔｒのトルクリップル波形とsinθとの位相のずれを意味している。この場合、ＴｍとＴｒのリップルは別個の波形をとなるため、式１,２ではそれぞれ別の値α,βが設定されている。

このような検討結果に基づき、９０Ａ超の高電流域では、基本電流算出部５２にてＩｄｂ,Ｉｑｂ（基本波電流）を求め、その後、電流補正部６０にてＩｄｂ,Ｉｑｂを補正し、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を設定する。その際、電流補正部６０は、検出電流値（相電流値）に基づいて、高調波係数マップ６２と位相調整マップ６３からＡ,Ｂ,α,βを取得し、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を算出する。高調波係数マップ６２には相電流値と高調波振幅係数Ａ,Ｂとの関係が、また、位相調整マップ６３には相電流値と位相のずれα,βとの関係がそれぞれ格納されており、電流補正部６０は、式１,２に基づいて電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を算出する。

図１０は、相電流値とＩｄｂ,Ｉｑｂ及びＩｄ’,Ｉｑ’との関係を示すグラフである。図１０に示すように、Ｉｄ’,Ｉｑ’（波線）の値は、Ｉｄｂ,Ｉｑｂ（実線）を中心として上下に幅を持った値となっており、これは、式１,２における第２項の数値の変化、つまり、高調波成分の振幅Ａ,Ｂに対応している。Ｉｄｂ,Ｉｑｂに対しては、振幅Ａ,Ｂの６次高調波成分が付加され、図１０に波線にて示したようなＩｄ’,Ｉｑ’が設定される。高調波係数マップ６２にはこのような振幅Ａ,Ｂ（波線間の幅）が相電流値に対応して格納されている。電流補正部６０は、電流センサ６４にて検出した相電流値から、高調波係数マップ６２を用いて式１,２の高調波振幅係数Ａ,Ｂを取得する。

図１１は、相電流値とα,βとの関係を示すグラフである。前述のように、α,βはＴｍ,Ｔｒとで異なる値となるが、相電流値によっても位相が異なる。このため、相電流値によるα,βの変化を考慮する必要がある。図１１はそのようなα,βの変化が示されており、位相調整マップ６３には、図１１の関係が格納されている。電流補正部６０は、電流センサ６４にて検出した相電流値から、位相調整マップ６３を用いて式１,２の位相のずれα,βを取得する。

このように、本発明のシステムでは、９０Ａを切り換えポイントとして、その前後で制御形態を切り換えることにより、従来と同程度のＣＰＵを使用しつつ、広範囲な電流領域にてトルクリップル率を５％以下（発明者らの実験では４％以下：図６参照）に抑えることができた。従って、本発明による制御方法・制御装置を用いたＥＰＳでは、高速走行中のような低負荷時から、据え切り時等のような高負荷時まで、幅広いトルク領域にてトルクリップルが大きくならず、操舵フィーリングの向上を図ることが可能となる。

また、本発明による制御処理では、最大トルクが得られる進角制御を実施しつつ、Ｔｍ分とＴｒ分のトルクリップルを分離して捉え、各トルクリップルを減殺し得る電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を、予め設定した補正マップを用いて設定する。補正マップには、各相の電流実効値と補正用パラメータとの関係が格納されており、制御装置は、検出電流値から補正マップを参照してパラメータを決定する。つまり、本発明においては、必要な定数が予めマッピングされており、ＣＰＵは、これを参照するだけで電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を算出することができる。これにより、制御装置側では、トルクリップルを常時算出し、それを減殺する指令値を逐一演算する必要がなくなり、ＩＰＭモータの制御におけるＣＰＵの負担を大幅に低減することが可能となる。

本発明は前述のような実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、前述の実施形態では、モータ仕様に基づき、Ｉｄ,Ｉｑに６ｎ次の高調波を含有させたが、モータ仕様に応じて含有させる高調波の次数は適宜変更される。また、本発明は、２Ｐ３Ｓをベースにした６Ｐ９Ｓや８Ｐ１２Ｓなどの２Ｐ３Ｓ×ｎ構成のモータは勿論のこと、これ以外にも、１０Ｐ１２Ｓや１４Ｐ１２Ｓなど、電気角３６０°にて６山のリップルが生じるモータにも全く同様に適用可能である。つまり、本発明によれば、電気角にて表されたリップル波形が同じ次数にて示される各モータは、極・スロット数に関係なく、同様の高調波成分の付与によりトルクリップルの低減が可能となる。

前述の実施形態では、ブラシレスモータとしてＩＰＭモータを用いた例を示したが、対象となるモータはこれに限定されず、永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させる形式のブラシレスモータであれば、例えばロータの外周にマグネットを固定する構造のブラシレスモータにも本発明は適用可能である。また、前述の実施形態では、本発明をＥＰＳに適用した例を示したが、その適用対象はＥＰＳには限定されず、電気自動車や、ハイブリッド自動車、エアコン等の家電製品、各種産業機械等に使用されるモータにも本発明は適用可能である。

１ 電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）
２ ステアリングシャフト
３ ブラシレスモータ
４ ステアリングホイール
５ ステアリングギヤボックス
６ タイロッド
７ 車輪
８ アシストモータ部
９ 減速機構部
１１ トルクセンサ
１２ 制御装置（ＥＣＵ）
２０ 補助溝
２１ ステータ
２２ ロータ
２３ ハウジング
２４ ステータコア
２５ 巻線
２６ 継鉄部
２７ ティース
２８ スロット
２９ 給電配線
３０ ブラケット
３１ 回転軸
３２ ロータコア
３３ マグネット
３５ ベアリング
３６ ベアリング
３７ スプライン部
４１ レゾルバ
４２ レゾルバステータ
４３ レゾルバロータ
４４ コイル
５０ 制御装置
５１ 電流指令部
５２ 基本電流算出部
５３ ベクトル制御部
５４ｄ,５４ｑ ＰＩ制御部
５５ 座標軸変換部（ｄｑ／ＵＶＷ）
５６ 座標軸変換部（ＵＶＷ／ｄｑ）
５７ インバータ
５８ 補正マップ
５９ 補正成分算出部
６０ 電流補正部
６１ ロータ回転数算出部
６２ 高調波係数マップ
６３ 位相調整マップ
６４ 電流センサ
Ｔｔ トータルトルク
Ｔｍ マグネットトルク
Ｔｒ リラクタンストルク
Ｉｄｂ,Ｉｑｂ 基本波電流
Ａ.Ｂ 高調波振幅係数
α,β 位相のずれ
Ｉｄ',Ｉｑ' 電流指令値

Claims (18)

1. 複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石を備え前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を備え、前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータの制御方法であって、
   当該ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出し、
   前記マグネットトルクによるトルクリップルを相殺する第１高調波成分と、前記リラクタンストルクによるトルクリップルを相殺する第２高調波成分とを算出し、
   前記電機子巻線に印加する前記基本波電流の増減に伴い、前記基本波電流に、前記第１高調波成分のみ、又は、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を選択的に重畳させて、前記電機子巻線に対して供給される電流を補正し、
   前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルと、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルの大小が逆転する時点にて、前記基本波電流に重畳される高調波成分を、前記第１高調波成分のみから前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分に、又は、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分から前記第１高調波成分のみに切り換えることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
2. 請求項１記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記基本波電流には、
   前記電機子巻線の相電流が小さく、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルが前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルよりも小さい範囲では前記第１高調波成分のみが重畳され、
   前記電機子巻線の相電流が所定値を超え、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルが前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルを超えた範囲では前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分が重畳されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
3. 請求項２記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記基本波電流に重畳される高調波成分が変更される前記電機子巻線の相電流の所定値が９０Ａであることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記第１高調波成分は、前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の電流であり、
   前記第２高調波成分は、前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の電流であることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記第１高調波成分と前記第２高調波成分は、前記電機子巻線の相電流値と、該第１高調波成分と該第２高調波成分の算出に用いられる各パラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
6. 請求項５記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記補正マップは、
   前記電機子巻線の相電流値と、前記第１及び第２高調波成分の振幅との関係を示す高調波係数マップと、
   前記電機子巻線の相電流値と、トルクリップル波形と前記第１及び第２高調波成分との間の位相のずれとの関係を示す位相調整マップと、を有することを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
7. 請求項６記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記第１高調波成分は、ｑ軸方向の基本波電流Ｉｑｂに対して付加される、
   ＢsinＮ（θ＋β）
   （Ｂ：高調波振幅係数，Ｎ：正の整数，θ：回転角（電気角），β：位相のずれ）
   であり、
   前記第２高調波成分は、ｄ軸方向の基本波電流Ｉｄｂに対して付加される、
   ＡsinＮ（θ＋α）
   （Ａ：高調波振幅係数，Ｎ：正の整数，θ：回転角（電気角），α：位相のずれ）
   であり、
   前記高調波係数マップには、前記電機子巻線の相電流値と前記高調波振幅係数Ａ,Ｂとの関係が格納され、
   前記位相調整マップには、前記電機子巻線の相電流値と前記位相のずれα,βとの関係が格納されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
8. 請求項１〜７の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御方法において、前記第１高調波成分と第２高調波成分は、当該ブラシレスモータにおけるトルクリップル率が５％を超えないように、前記基本波電流に重畳されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
9. 請求項１〜８の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御方法において、前記ブラシレスモータは、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
10. 複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石を備え前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を備え、前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータの制御装置であって、
    前記電機子巻線の相電流を検出する電流センサと、
    当該ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出する基本電流算出部と、
    前記電流センサにて検出した相電流値に基づいて、前記マグネットトルクによるトルクリップルを相殺する第１高調波成分と、前記リラクタンストルクによるトルクリップルを相殺する第２高調波成分とを算出する補正成分算出部と、
    前記電機子巻線に印加する前記基本波電流の増減に伴い、前記基本波電流に対し、前記第１高調波成分のみ、又は、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を選択的に重畳させ、前記電機子巻線に対して供給される電流を補正する電流補正部と、を有し、
    前記電流補正部は、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルと、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルの大小が逆転する時点で、前記基本波電流に重畳する高調波成分を、前記第１高調波成分のみから前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分に、又は、前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分から前記第１高調波成分のみに切り換えることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
11. 請求項１０記載のブラシレスモータ制御装置において、
    前記電流補正部は、前記基本波電流に対し、
    前記電機子巻線の相電流が小さく、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルが前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルよりも小さい範囲では前記第１高調波成分のみを重畳し、
    前記電機子巻線の相電流が所定値を超え、前記第１高調波成分のみを前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルが前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を前記基本波電流に重畳させた場合におけるトルクリップルを超えた範囲では前記第１高調波成分及び前記第２高調波成分を重畳することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
12. 請求項１１記載のブラシレスモータ制御装置において、
    前記基本波電流に重畳される高調波成分が変更される前記電機子巻線の相電流の所定値が９０Ａであることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
13. 請求項１０〜１２の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御装置において、
    前記第１高調波成分は、前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の電流であり、
    前記第２高調波成分は、前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の電流であることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
14. 請求項１０〜１３の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御装置において、
    前記制御装置はさらに、前記電機子巻線の相電流値と、前記第１高調波成分と前記第２高調波成分の算出に用いられる各パラメータとの関係が示された補正マップを有し、
    前記補正成分算出部は、前記補正マップに基づいて、前記第１高調波成分と前記第２高調波成分を算出することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
15. 請求項１４記載のブラシレスモータ制御装置において、
    前記補正マップは、
    前記電機子巻線の相電流値と、前記第１及び第２高調波成分の振幅との関係を示す高調波係数マップと、
    前記電機子巻線の相電流値と、トルクリップル波形と前記第１及び第２高調波成分との間の位相のずれとの関係を示す位相調整マップと、を有することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
16. 請求項１５記載のブラシレスモータ制御装置において、
    前記第１高調波成分は、ｑ軸方向の基本波電流Ｉｑｂに対して付加される、
    ＢsinＮ（θ＋β）
    （Ｂ：高調波振幅係数，Ｎ：正の整数，θ：回転角（電気角），β：位相のずれ）
    であり、
    前記第２高調波成分は、ｄ軸方向の基本波電流Ｉｄｂに対して付加される、
    ＡsinＮ（θ＋α）
    （Ａ：高調波振幅係数，Ｎ：正の整数，θ：回転角（電気角），α：位相のずれ）
    であり、
    前記高調波係数マップには、前記電機子巻線の相電流値と前記高調波振幅係数Ａ,Ｂとの関係が格納され、
    前記位相調整マップには、前記電機子巻線の相電流値と前記位相のずれα,βとの関係が格納されることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
17. 請求項１０〜１６の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御装置において、
    前記制御装置は、前記基本波電流に対し、当該ブラシレスモータにおけるトルクリップル率が５％を超えないように、前記第１高調波成分及び／又は前記第２高調波成分を重畳させることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
18. 請求項１０〜１７の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御装置において、前記ブラシレスモータは、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用されることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。

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