JP6064207B2 - ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置並びに電動パワーステアリング装置 - Google Patents

ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置並びに電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Description

本発明は、ブラシレスモータのトルクリップル低減技術に関し、特に、ロータ内にマグネットを埋め込み、リラクタンストルクに加えてマグネットの磁力によるマグネットトルクによってロータを回転させるマグネット補助型のリラクタンスモータに適用して有効な技術に関する。
従来より、ステータ・ロータ間の磁気抵抗差を利用して回転力を発生させるタイプの電動機としてリラクタンスモータが知られている。このようなリラクタンスモータでは、磁気抵抗差によって生じるリラクタンストルクによってロータを回転させる。しかしながら、リラクタンストルクはマグネットによって得られるトルクよりも小さいため、マグネットを用いた同体格のモータに比して、リラクタンスモータは出力トルクが小さくなる傾向がある。そこで、近年、基本構成はリラクタンスモータとしつつ、ロータにマグネットを配したマグネット補助型のリラクタンスモータが提案されている。例えば特許文献１には、このようなマグネット補助型のリラクタンスモータが記載されており、リラクタンスモータのロータ内にマグネットを埋設した構成が示されている。
このようなマグネット補助型のリラクタンスモータは、ｄ軸（永久磁石の中心軸）方向と、ｑ軸（ｄ軸と電気的、磁気的に直交する軸）方向のインダクタンス差が大きくなるよう設定されており、ロータにはリラクタンストルクＴｒが発生する。また、ロータに永久磁石が埋め込まれていることから、永久磁石によるマグネットトルクＴｍも発生し、モータ全体のトータルトルクＴｔは、Ｔｔ＝Ｔｍ＋Ｔｒとなり、Ｔｒのみのリラクタンスモータよりも出力トルクを大きくできるというメリットがある。このため、マグネット補助型のリラクタンスモータは、高効率で高トルクなモータとして、近年、電動パワーステアリング装置（以下、ＥＰＳと略記する）や、電気自動車やハイブリッド自動車、エアコン等の家電製品、各種産業機械などの駆動源に広く利用されている。
前述のように、マグネット補助型リラクタンスモータでは、トータルトルクＴｔは次のように表され、一般に、同一電流に対する発生トルクを最大化するいわゆる最大トルク制御（進角制御）が実施される。
Ｔｔ＝Ｔｍ＋Ｔｒ
＝ｐ・φａ・Ｉｑ＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ
（ｐ：極対数，φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束，Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス，Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス，Ｉｄ：ｄ軸電流，Ｉｑ：ｑ軸電流）
最大トルク制御では、電機子電流に対して最も効率的にトルクが発生するようにＩｄ−Ｉｑ間の角度β（電流位相角）が制御され、高効率で高トルクな運転が行われる。
ところが、マグネット補助型リラクタンスモータにおいては、電機子電流が高くなると、トータルトルクＴｔに対するマグネットトルクＴｍとリラクタンストルクＴｒの割合が変化し、Ｔｒ側が増加する傾向がある。この場合、電流値が高いことから、その分、電機子反作用の影響も大きくなり、低電流時に比してトルクリップルが大きくなる。特に、リラクタンストルクが１０％を超えると、トルクリップルが急激に増大し、トルクリップル率がＥＰＳでは上限値とされる５％を超えてしまうという問題が生じる。
そこで、従来より、マグネット補助型リラクタンスモータにおけるトルクリップルの低減について、種々の方法が提案されている。例えば、特許文献２には、トルクリップルを演算にて求め、これと逆位相のトルクを生じさせる電流指令値を演算、供給してトルクリップルを低減させるモータ制御装置が記載されている。そこではまず、トルクリップル演算手段により、ｄｑ座標系における基本波電流と永久磁石による電機子鎖交磁束の高調波成分に起因するトルクリップルを演算する。次に、トルクリップル低減高調波電流指令値生成器により、トルクリップル演算手段で演算されたトルクリップルと逆位相のトルクを生じさせる高調波電流指令値を演算する。そして、高調波電流制御回路にて、この高調波電流指令値に基づいて、高調波電流を制御することにより、モータのトルクリップルを低減させる。
特開2011-83066号公報 特開2004-64909号公報 特開2009-261121号公報 特開2007-274779号公報 特開2009-195049号公報 特開2009-195049号公報
しかしながら、特許文献２の装置では、確かにトルクリップルを低減させることはできるものの、誘起電圧の正弦波をｄｑ座標系に座標変換し、その上で、トルクリップルと逆位相のトルクを生じさせる高調波電流指令値を演算によって求めるため、演算負荷が非常に大きいという問題がある。特に、ＥＰＳのように、電流が広範囲で使用され、しかも、時々刻々変化するような装置では、上記のような演算をその都度行うには、非常に処理能力の高いＣＰＵが必要であり、理論的には可能であっても実用的には難しい、という課題があった。
本発明の目的は、ＣＰＵに大きな演算負荷を掛けることなく、ブラシレスモータのトルクリプルを低減可能なモータ制御方法・装置を提供することにある。
本発明のブラシレスモータ制御方法は、径方向内側に向けて突出する複数のティース部と、該ティース部間に形成されたスロットを介して、線間の誘起電圧が正弦波波形となる複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石が埋設され前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を有し、前記ロータは、該ロータの外側に中心点を有する円弧に沿って設けられその突側部位を前記ロータの中心側に向けた形で前記ロータ内に形成される複数の円弧状スリットと、前記各スリット内に収容される複数個のマグネットと、前記マグネットによって形成され該ロータの周方向に沿って配置される複数の磁極部と、からなり、前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータの制御方法であって、当該ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出し、前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第１高調波成分を、前記電機子巻線の相電流と前記第１高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出し、前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第２高調波成分を、前記電機子巻線の相電流と前記第２高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出し、前記基本波電流に対し、前記マグネットトルクによるトルクリップルに対応した前記第１高調波成分と、該第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルに対応した前記第２高調波成分を個々に重畳させ、前記電機子巻線に対して供給される電流を補正することを特徴とする。
本発明にあっては、最大トルク制御を実施しつつ、マグネットトルク分とリラクタンストルク分のトルクリップルを減殺し得る電流補正値を、予め設定した補正マップを用いて設定する。補正マップには、相電流値と補正用パラメータとの関係が格納されており、ＣＰＵは、検出電流値から補正マップを参照してパラメータを決定する。これにより、ＣＰＵは、トルクリップルを常時算出し、それを減殺する指令値を逐一演算する必要がなくなる。従って、ブラシレスモータにおいて、トルクリップルを抑制しつつ、モータ制御時のＣＰＵの負担が大幅に軽減される。
前記ブラシレスモータ制御方法において、前記補正マップに、前記電機子巻線の相電流と前記第１及び第２高調波成分の振幅との関係を示す高調波係数マップと、前記電機子巻線の相電流と、トルクリップル波形と前記第１及び第２高調波成分との間の位相のずれとの関係を示す位相調整マップと、を設けても良い。また、前記第１高調波成分として、ｑ軸方向の基本波電流Ｉｑｂに対して付加される、Ｂsin１２（θ＋β）（Ｂ：高調波振幅係数，θ：回転角（電気角），β：位相のずれ）を、前記第２高調波成分として、ｄ軸方向の基本波電流Ｉｄｂに対して付加される、Ａsin１２（θ＋α）（Ａ：高調波振幅係数，θ：回転角（電気角），α：位相のずれ）を設定し、前記高調波係数マップには、前記電機子巻線の相電流と前記高調波振幅係数Ａ,Ｂとの関係を、前記位相調整マップには、前記電機子巻線の相電流と前記位相のずれα,βとの関係を格納しても良い。
さらに、前記第１及び第２高調波成分を、当該ブラシレスモータにおけるトルクリップル率が５％を超える高負荷領域にて前記基本波電流に重畳するようにしても良い。加えて、前記ブラシレスモータは、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用されるモータであっても良い。
本発明のブラシレスモータ制御装置は、径方向内側に向けて突出する複数のティース部と、該ティース部間に形成されたスロットを介して、線間の誘起電圧が正弦波波形となる複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石が埋設され前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を有し、前記ロータは、該ロータの外側に中心点を有する円弧に沿って設けられその突側部位を前記ロータの中心側に向けた形で前記ロータ内に形成される複数の円弧状スリットと、前記各スリット内に収容される複数個のマグネットと、前記マグネットによって形成され該ロータの周方向に沿って配置される複数の磁極部と、からなり、前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータの制御装置であって、前記電機子巻線の相電流を検出する電流センサと、当該ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出する基本電流算出部と、前記電流センサにて検出した相電流値に基づいて、前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第１高調波成分と、前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第２高調波成分を算出する補正成分算出部と、前記相電流と前記第１及び第２高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップと、前記補正成分算出部にて算出された、前記マグネットトルクによるトルクリップルに対応した前記第１高調波成分と、該第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルに対応した前記２高調波成分を前記基本波電流に個々に重畳して前記電機子巻線に対して供給される電流を補正する電流補正部と、を有することを特徴とする。
本発明にあっては、基本電流算出部にて最大トルク制御時の基本波電流を算出しつつ、補正成分算出部にて、マグネットトルク分とリラクタンストルク分のトルクリップルを減殺し得る第１及び第２高調波成分を、予め設定した補正マップを用いて算出する。補正マップには、相電流値と補正用パラメータとの関係が格納されており、補正成分算出部は、検出電流値から補正マップを参照してパラメータを決定して第１及び第２高調波成分を算出し、電流補正部は、これに基づいて、基本波電流を補正する。これにより、制御装置は、トルクリップルを常時算出し、それを減殺する指令値を逐一演算する必要がなくなる。従って、ブラシレスモータにおいて、トルクリップルを抑制しつつ、モータ制御時のＣＰＵの負担が大幅に軽減される。
前記ブラシレスモータ制御装置において、前記補正マップに、前記電機子巻線の相電流と前記第１及び第２高調波成分の振幅との関係を示す高調波係数マップと、前記電機子巻線の相電流と、トルクリップル波形と前記第１及び第２高調波成分との間の位相のずれとの関係を示す位相調整マップと、を設けても良い。また、前記ブラシレスモータは、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用されるモータであっても良い。
本発明の電動パワーステアリング装置は、径方向内側に向けて突出する複数のティース部と、該ティース部間に形成されたスロットを介して、線間の誘起電圧が正弦波波形となる複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石が埋設され前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を有し、前記ロータは、該ロータの外側に中心点を有する円弧に沿って設けられその突側部位を前記ロータの中心側に向けた形で前記ロータ内に形成される複数の円弧状スリットと、前記各スリット内に収容される複数個のマグネットと、前記マグネットによって形成され該ロータの周方向に沿って配置される複数の磁極部と、からなり、前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータを駆動源として使用する電動パワーステアリング装置であって、前記ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出し、前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第１高調波成分を、前記電機子巻線の相電流と前記第１高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出し、前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第２高調波成分を、前記電機子巻線の相電流と前記第２高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出し、前記基本波電流に対し、前記マグネットトルクによるトルクリップルに対応した前記第１高調波成分と、該第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルに対応した前記第２高調波成分を個々に重畳させ、前記電機子巻線に対して供給される電流を補正することを特徴とする。
本発明にあっては、電動パワーステアリング装置において、最大トルク制御を実施しつつ、マグネットトルク分とリラクタンストルク分のトルクリップルを減殺し得る電流補正値を、予め設定した補正マップを用いて設定する。補正マップには、相電流値と補正用パラメータとの関係が格納されており、ＣＰＵは、検出電流値から補正マップを参照してパラメータを決定する。これにより、ＣＰＵは、トルクリップルを常時算出し、それを減殺する指令値を逐一演算する必要がなくなる。従って、ブラシレスモータにおいて、トルクリップルを抑制しつつ、モータ制御時のＣＰＵの負担が大幅に軽減される。また、トルクリップルも所定値以下（例えば、５％以下）に抑えられ、操舵フィーリングの向上が図られる。
本発明のブラシレスモータ制御方法、制御装置によれば、予め設定した補正マップを制御の中に組み込み、トルクリップルを低減させる高調波成分をこの補正マップを用いて算出するようにしたので、従来の制御形態に比して、ＣＰＵの演算負荷を大幅に軽減することが可能となる。従って、高性能なＣＰＵを用いることなく、ブラシレスモータのトルクリップルを低減させることができ、システムコストを安価に抑えることが可能となる。
本発明の電動パワーステアリング装置によれば、その駆動源として使用されるブラシレスモータの駆動制御に際し、予め設定した補正マップを制御中に組み込み、トルクリップルを低減させる高調波成分をこの補正マップを用いて算出するようにしたので、従来のＥＰＳに比して、ＣＰＵの演算負荷を大幅に軽減することが可能となる。従って、高性能なＣＰＵを用いることなく、ブラシレスモータのトルクリップルを低減させることができ、操舵フィーリングの向上が図られると共に、ＥＰＳのシステムコストを安価に抑えることが可能となる。
ブラシレスモータを用いたＥＰＳの構成を示す説明図である。 図１のＥＰＳにて使用されるブラシレスモータ（４Ｐ２４Ｓ）の構成を示す断面図である。 図２のＡ−Ａ線に沿った断面図である。 図１のＥＰＳにおける制御装置の構成を示すブロック図である。 Ｔｍ，Ｔｒのトルクリップルを示す説明図である。 Ｔｍのトルクリップルを減殺する処理を示す説明図である。 Ｔｒのトルクリップルを減殺する処理を示す説明図である。 相電流値とＩｄｂ,Ｉｑｂ及びＩｄ',Ｉｑ'との関係を示すグラフである。 相電流値とα,βとの関係を示すグラフである。 相電流値とトルクリップル率との関係を制御形態ごとに示したグラフである。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１は、ブラシレスモータを用いたＥＰＳの構成を示す説明図であり、本発明による制御処理が実施される。図１の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１は、ステアリングシャフト２に対し動作補助力を付与するコラムアシスト式の構成となっており、ブラシレスモータ３（以下、モータ３と略記する）が動力源として使用されている。
ステアリングシャフト２にはステアリングホイール４が取り付けられており、ステアリングホイール４の操舵力は、ステアリングギヤボックス５内に配された図示しないピニオンとラック軸を介して、タイロッド６に伝達される。タイロッド６の両端には車輪７が接続されており、ステアリングホイール４の操作に伴ってタイロッド６が作動し、図示しないナックルアーム等を介して車輪７が左右に転舵する。
ＥＰＳ１では、ステアリングシャフト２に操舵力補助機構であるアシストモータ部８が設けられている。アシストモータ部８には、モータ３と共に、減速機構部９とトルクセンサ１１が設けられている。減速機構部９には、図示しないウォームとウォームホイールが配されており、モータ３の回転は、この減速機構部９によって、ステアリングシャフト２に減速されて伝達される。モータ３とトルクセンサ１１は、制御装置（ＥＣＵ）１２に接続されている。
ステアリングホイール４が操作され、ステアリングシャフト２回転すると、トルクセンサ１１が作動する。ＥＣＵ１２は、トルクセンサ１１の検出トルクに基づいて、モータ３に対し適宜電力を供給する。モータ３が作動すると、その回転が減速機構部９を介してステアリングシャフト２に伝達され操舵補助力が付与される。ステアリングシャフト２は、この操舵補助力と手動操舵力によって回転し、ステアリングギヤボックス５内のラック・アンド・ピニオン結合により、この回転運動がラック軸の直線運動に変換され、車輪７の転舵動作が行われる。
図２は、モータ３の断面図、図３は、図２のＡ−Ａ線に沿った断面図である。モータ３は、リラクタンスモータをベースとしつつ、ロータにマグネットを配することにより、マグネットの磁力を補助的に利用したマグネット補助型のリラクタンスモータとなっており、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用される。モータ３は、図２に示すように、通常のリラクタンスモータと同様に、外側にステータ（固定子）２１、内側にロータ（回転子）２２を配したインナーロータ型のブラシレスモータとなっている。
ステータ２１は、有底円筒形状のモータケース２３（以下、ケース２３と略記する）の内側に固定されている。ステータ２１は、ステータコア２４と、ステータコア２４のティース部２５に巻装されたステータ巻線２６（以下、巻線２６と略記する）及びステータコア２４に取り付けられ巻線２６と電気的に接続されるバスバーユニット（端子ユニット）２７とから構成されている。ケース２３は、鉄等にて有底円筒状に形成されており、その開口部には、図示しない固定ネジによってアルミダイキャスト製のブラケット２８が取り付けられる。
ステータコア２４は、鋼製の板材（例えば、電磁鋼板）を積層して形成されており、外側リング部２９から、複数個（ここでは、２４個）のティース部２５が径方向内側に向かって突設されている。隣接するティース部２５の間にはスロット３１が形成されている。前述のように、モータ３では、ティース部２５は２４個設けられており、２４スロット構成となっている。スロット３１の中には、巻線２６が分布巻きにて収容されている。ステータコア２４には合成樹脂製のインシュレータ３２が取り付けられており、インシュレータ３２の外側に巻線２６が巻装されている。
ステータコア２４の一端側には、バスバーユニット２７が取り付けられている。バスバーユニット２７は、合成樹脂製の本体部内に銅製のバスバーがインサート成形された構成となっている。バスバーユニット２７の周囲には、複数個の給電用端子３３が径方向に突設されている。バスバーユニット２７の取り付けに際し、給電用端子３３は、ステータコア２４から引き出された巻線２６の端部２６ａが溶接される。バスバーユニット２７では、バスバーはモータ３の相数に対応した個数（ここでは、Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相分の３個と各相同士の接続用の１個の計４個）設けられている。各巻線２６は、その相に対応した給電用端子３３と電気的に接続される。巻線２６に対しては、図示しないバッテリから、給電配線３４を介して、高調波成分を含んだ台形波形状の相電流（Ｕ,Ｖ,Ｗ）が供給される。ステータコア２４は、バスバーユニット２７を取り付けた後、ケース２３内に圧入固定される。
ステータ２１の内側にはロータ２２が挿入されている。ロータ２２は回転軸３５を有しており、回転軸３５はベアリング３６ａ,３６ｂによって回転自在に軸支されている。ベアリング３６ａはケース２３の底部中央に、ベアリング３６ｂはブラケット２８の中央部にそれぞれ固定されている。回転軸３５は、図示しないジョイント部材によって、減速機構部９のウォーム軸に接続されている。ウォーム軸にはウォームが形成されており、減速機構部９にて、ステアリングシャフト２に固定されたウォームホイールと噛合している。
回転軸３５には、円筒形状のロータコア３７と、回転角度検出手段であるレゾルバ３８のロータ（レゾルバロータ）３９が取り付けられている。レゾルバ３８のステータ（レゾルバステータ）４１は、合成樹脂製のレゾルバブラケット４２に収容されており、取付ネジ４３によってブラケット２８の内側に固定される。レゾルバステータ４１にはコイルが巻装されており、励磁コイルと検出コイルが設けられている。レゾルバステータ４１の内側には、レゾルバロータ３９が配設される。レゾルバロータ３９は、金属板を積層した構成となっており、三方向に凸部が形成されている。
回転軸３５が回転すると、レゾルバロータ３９もまたレゾルバステータ４１内にて回転する。レゾルバステータ４１の励磁コイルには高周波信号が付与されており、凸部の近接離反により検出コイルから出力される信号の位相が変化する。この検出信号と基準信号とを比較することにより、ロータ２２の回転位置が検出される。そして、ロータ２２の回転位置に基づき、巻線２６への電流が適宜切り替えられ、ロータ２２が回転駆動される。
ロータコア３７もまた、円板状の電磁鋼板を多数積層して形成されている。ロータコア３７を構成する鋼板には、ロータ２２の磁気抵抗を回転方向に沿って異ならせるためのフラックスバリアとしてスリット４４が複数設けられている。スリット４４は、円弧状に曲がっており、スリット４４内は空間となっている。スリット４４は、ロータ２２の外周より外側に設定される図示しない仮想点を中心とする円弧に沿って設けられ、その凸側部位をロータ２２の中心側に向けた形でロータ内に形成されている。
また、磁極がつくる磁束の方向（永久磁石の中心軸）をｄ軸とし、それと磁気的に直交する軸（永久磁石間の軸）をｑ軸に設定すると、スリット４４は、回転軸３５と直交するｑ軸を境界として複数組設けられている。モータ３では、複数のスリット４４のセットが円弧状に４組設けられており、各組にはそれぞれ複数層の磁路が形成される。
モータ３では、出力向上のため、スリット４４内には複数個のマグネット（永久磁石）４５が配設されており、ＩＰＭ(Interior Permanent Magnet)モータ構成となっている。各マグネット４５の部位には、周方向に沿って磁極部４６が形成されている。モータ３では、リラクタンストルクが主、マグネットトルクが補助という位置付けとなっており、マグネット４５としては、安価なフェライトマグネットが使用されている。但し、出力をより増大させるため、マグネット４５にネオジムボンドマグネット等の希土類磁石を用いても良い。また、各スリット４４内に配設されるマグネット４５は、予め対応するスリット４４の形状に成形されたマグネット４５がスリット４４内に接着等の固定手段にて固定されている。
ロータ２２では、磁極部４６を形成する複数個のマグネット４５として、外周側がＳ極となったマグネット４５ｓと、外周側がＮ極となったマグネット４５ｎが設けられている。ロータ２２は、４個の磁極部４６を備えた４極構成となっており、モータ３は４極２４スロット（４Ｐ２４Ｓ）構造となっている。各極のマグネット４５は円弧状に形成されており、径方向に沿って３個ずつ設けられ、ロータ２２にｄ軸とｑ軸とが周方向に交互に複数個設けられている。これにより、リラクタンストルクを有効利用しつつ、マグネットトルクによるトルク補強が図られる。
ロータ２２では、前述のように、磁極がつくる磁束の方向をｄ軸とすると共に、それと磁気的に直交する軸をｑ軸とし、ロータ２２に、ｄ軸とｑ軸を複数個設定する。その際、ｄ軸とｑ軸は、周方向に沿って交互に設けられる。ロータ２２には、ｑ軸磁束を通りやすくするために円弧のスリット４４が設けられており、そこに円弧状のマグネット４５が埋め込まれている。すなわち、ロータ２２は、ｑ軸の磁束が通りやすく、インダクタンスＬｑを大きく取ることができる構造となっている。従って、マグネット４５によるマグネットトルクも大きくでき、フェライトマグネットでも十分なトルクを得ることが可能となる。
このようなＥＰＳ１では、ステアリングホイール４が操作されてステアリングシャフト２が回転すると、この回転に応じた方向にラック軸が移動して転舵操作がなされる。この操作により、トルクセンサ１１が作動し、その検出トルクに応じて、図示しないバッテリから給電配線３４を介して巻線２６に電力が供給される。巻線２６に電力が供給されるとモータ３が作動し、回転軸３５とウォーム軸が回転する。ウォーム軸の回転は、ウォームホイールを介してステアリングシャフト２に伝達され、操舵力が補助される。
図４は、ＥＰＳ１の制御装置５０の構成を示すブロック図であり、本発明の制御方法は当該制御装置５０にて実行される。ＥＰＳ１は、前述のように、トルクセンサ１１による検出値と、レゾルバ３８によって検出されたロータ２２の回転位置情報に基づいて駆動制御される。図４に示すように、モータ３には、角度センサとしてレゾルバ３８が配されており、ロータ回転位置は逐次ロータ回転位置情報として電流指令部５１に入力されている。また、ステアリングホイール４の操作に伴い、トルクセンサ１１からは、モータ３の負荷となるトルク値（モータ負荷情報）がモータ負荷情報として電流指令部５１に入力される。また、電流指令部５１の前段には、ロータ回転位置情報に基づいてロータ２２の回転数を算出するロータ回転数算出部６１が設けられている。電流指令部５１には、このロータ回転数算出部６１からも、ロータ回転数情報が入力されている。
電流指令部５１には、これらの検出値に基づいて演算処理を行い、モータ３に対して供給する基本電流量を算出する基本電流算出部５２が設けられている。基本電流算出部５２では、レゾルバ３８からのロータ回転位置情報とロータ回転数情報及びモータ負荷情報から、モータ３への供給電流量を算出する。基本電流算出部５２では、供給電流量として、ｄ軸（トルクに寄与しない直交座標系成分）,ｑ軸（トルクに寄与する直交座標系成分）について、最大トルクを得られるＩｄ,Ｉｑの基本波電流Ｉｄｂ,Ｉｑｂを算出する。
電流指令部５１にまた、マグネットトルクＴｍのトルクリップルと、リラクタンストルクＴｒのトルクリップルを減殺させるための補正マップ５８が設けられている。補正マップ５８は、モータ電流による両トルクリップルはモータごとに異なるため、モータごとに固有のものが設けられている。補正マップ５８には、ＴｍとＴｒの各トルクリップルを予め個別に検討し、各トルクリップルが減殺されるように基本波電流Ｉｄｂ,Ｉｑｂを補正するための補正データ（高調波係数マップ６２，位相調整マップ６３）が格納されている。補正マップ５８の補正データは予め実験や解析によって取得され、ここでは、巻線２６の相電流値と補正パラメータとの関係が格納されている。
電流指令部５１にはさらに、補正成分算出部５９と電流補正部６０が設けられている。補正成分算出部５９と電流補正部６０には、電流センサ６４にて検出されたモータ３の電流値がフィードバックされている。電流補正部６０は、先に基本電流算出部５２にて算出された基本波電流Ｉｄｂ,Ｉｑｂを補正マップ５８を用いて補正し、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’としてベクトル制御部５３に出力する。その際、補正成分算出部５９は、電流センサ６４にて検出された相電流値から、補正マップ５８を用いて補正パラメータを取得し、電流補正部６０は、その結果に基づいて、基本波電流Ｉｄｂ,Ｉｑｂに所定の高調波成分を重畳させて電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を作成する。
ベクトル制御部５３は、ｄ軸,ｑ軸のＰＩ（比例・積分）制御部５４ｄ,５４ｑと、座標軸変換部（ｄｑ／ＵＶＷ）５５とから構成されており、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’は、ＰＩ制御部５４ｄ,５４ｑにそれぞれ入力される。ＰＩ制御部５４ｄ,５４ｑには、座標軸変換部（ＵＶＷ／ｄｑ）５６を介して、３相（Ｕ,Ｖ,Ｗ）のモータ電流値をｄｑ軸変換した検出電流値Ｉ(ｄ),Ｉ(ｑ)が入力されている。ＰＩ制御部５４ｄ,５４ｑは、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’と検出電流値Ｉ(ｄ),Ｉ(ｑ)に基づき、ＰＩ演算処理を行い、ｄ軸,ｑ軸の電圧指令値Ｖｄ,Ｖｑを算出する。電圧指令値Ｖｄ,Ｖｑは、座標軸変換部５５に入力され、３相（Ｕ,Ｖ,Ｗ）の電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗに変換され出力される。座標軸変換部５５から出力された電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗは、インバータ５７を介してモータ３に印加される。
ここで、モータ３のトータルトルクＴｔは、前述のように、
Ｔｔ＝Ｔｍ＋Ｔｒ
＝ｐ・φａ・Ｉｑ＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ
にて表されるが、ＴｍとＴｒのトルクリップルは別個のものである一方、両者は共にＩｑを含んでいるため、一方のトルクリップルを減殺させるＩｑを設定しても、他方のトルクリップルは減殺できない。また、ＴｒにはＩｄも含まれており、モータ駆動時にＴｔからＴｍとＴｒを個別に抽出して各トルクリップルを同時に低減させ、モータ全体のトルクリップルを一気に減殺させるのは非常に難しい。
そこで、本発明においては、トルクリップルを当初からＴｍ分とＴｒ分とに分けて考え、まず、Ｔｍのトルクリップルを減殺させるＩｑ値を設定する。次に、この補正されたＩｑ値を考慮して、Ｔｒのトルクリップルを減殺させるＩｄ値を設定する。その際、本発明の制御処理では、従来の処理のようにトルクリップルを逐次演算して行くのではなく、トルクリップルの性質（波形）に鑑み、それを打ち消すような波形の高調波成分を補正マップに基づいて付加して行く。補正マップ５８には、高調波成分を設定する場合に使用するパラメータと相電流との関係が示されており、電流センサ６４にて検出されたモータ３の相電流の実効値から、重畳すべき高調波成分が直ちに算出される。そして、この高調波成分を基本波電流に付加することにより、Ｔｍ分とＴｒ分のトルクリップルを同時に打ち消す成分を含んだ電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’が設定され、モータ全体のトルクリップルが一気に減殺される。以下、このような制御処理について、図５〜７に基づいて、具体的に説明する。
まず、図５（ａ）に示すように、モータ３のような４極２４スロットのモータでは、ロータ１回転（機械角３６０度）について、Ｔｍ，Ｔｒ共に２４山のトルクリップルが生じる。但し、ＴｍとＴｒではトルクリップルの位相や振幅に違いがあり（図５（ｂ））、両者を同時に減殺し得る逆位相の高調波成分は設定できない。そこで、前述のように、トルクリップルをＴｍ分とＴｒ分とに分けて考えると、４極２４スロットのモータにおけるＴｍ＝ｐ・φａ・Ｉｑ（Ｉｑ：一定）のリップルは、図６（ａ）に示すように、電気角では２４／２＝１２次（山）となる。また、Ｔｍ／Ｉｑ＝ｐ・φａのリップルもまた、図６（ｂ）に示すように電気角では１２次（山）となる。
従って、このリップルに対して、図６（ｃ）のような逆位相の１２次のＩｑ（ｈ）を掛け合わせれば、Ｔｍ分のトルクリップルが相殺され０となる（図６（ｄ））。すなわち、Ｔｍ分のトルクリップルを減殺するには、Ｉｑの基本波に１２次の高調波成分（第１高調波成分）を付加し、次式のような電流指令値Ｉｑ’を設定する。
Ｉｑ’（θ）＝Ｉｑｂ（基本波電流）＋Ｂsin１２（θ＋β）
（Ｂ：高調波振幅係数，β：位相のずれ，θ：回転角（電気角））
このようにＴｍ分のトルクリップルを０とし、その際のＩｑをＩｑ（ｈ）とすると、このときのトータルトルクＴｔ（ｈ）は、Ｉｑ（ｈ）によるマグネットトルクＴｍ（ｈ）とリラクタンストルクＴｒ（ｈ）の和となり、
Ｔｔ（ｈ）＝Ｔｍ（ｈ）＋Ｔｒ（ｈ）
＝ｐ・φａ・Ｉｑ（ｈ）＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ（ｈ）
となる。上式において、第１項のＴｍ分のトルクリップルは０であり一定となる。これに対し、第２項はＩｑ（ｈ）を含んだトルクリップルを有している。つまり、前記Ｉｑ’（θ）を適用した場合、Ｔｍ分のトルクリップルは０となるが、Ｉｑ（ｈ）によってはＴｒ分のトルクリップルは解消しない。
そこで、改めてＴｒ（ｈ）＝ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ（ｈ）について検討する。この場合も、４極２４スロットのモータにおけるＴｒ（ｈ）のリップルは、図７（ａ）に示すように、前述同様、電気角では１２次となる。一方、通常の最大トルク制御のようにＩｄ＝一定と考えると、Ｔｒ（ｈ）／Ｉｄ＝ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｑ（ｈ）のリップルも図７（ｂ）に示すように電気角では１２次（山）となる。従って、Ｔｒ（ｈ）のトルクリップルに対して、図７（ｃ）のような逆位相のＩｄ（ｈ）（１２次）を掛け合わせれば、Ｔｒ（ｈ）のトルクリップルが相殺され０となる（図７（ｄ））。すなわち、Ｔｒ分のトルクリップルを減殺するには、Ｉｄの基本波に１２次の高調波成分（第２高調波成分）を付加し、次式のような電流指令値Ｉｄ’を設定すれば良い。
Ｉｄ’（θ）＝Ｉｄｂ（基本波電流）＋Ａsin１２（θ＋α）
（Ａ：高調波振幅係数，α：位相のずれ，θ：回転角（電気角））
上記の点をまとめると、トータルトルクＴｔのリップルを減殺させるには、まずＴｍ分のリップルを０とし、その上で、Ｔｒ分のリップルを０とし得る条件を検討し、その結果、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を次式のように補正すれば良いことがわかった。
Ｉｄ’（θ）＝Ｉｄｂ＋Ａsin１２（θ＋α） （式１）
Ｉｑ’（θ）＝Ｉｑｂ＋Ｂsin１２（θ＋β） （式２）
なお、高調波振幅係数Ａ,Ｂは、トルクリップル相殺のために付加される逆位相の６次高調波成分の振幅を意味している。また、位相のずれα,βは、Ｔｍ,Ｔｒのトルクリップル波形とsinθとの位相のずれを意味している。この場合、ＴｍとＴｒのリップルは別個の波形をとなるため、式１,２ではそれぞれ別の値α,βが設定されている。
このような検討結果に基づき、本発明のシステムでは、基本電流算出部５２にてＩｄｂ,Ｉｑｂ（基本波電流）を求め、その後、電流補正部６０にてＩｄｂ,Ｉｑｂを補正し、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を設定する。その際、電流補正部６０は、検出電流値（相電流値）に基づいて、高調波係数マップ６２と位相調整マップ６３からＡ,Ｂ,α,βを取得し、電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を算出する。高調波係数マップ６２には相電流値と高調波振幅係数Ａ,Ｂとの関係が、また、位相調整マップ６３には相電流値と位相のずれα,βとの関係がそれぞれ格納されており、電流補正部６０は、式１,２に基づいて電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を算出する。
図８は、相電流値とＩｄｂ,Ｉｑｂ及びＩｄ’,Ｉｑ’との関係を示すグラフである。図８に示すように、Ｉｄ’,Ｉｑ’（波線）の値は、Ｉｄｂ,Ｉｑｂ（実線）を中心として上下に幅を持った値となっており、これは、式１,２における第２項の数値の変化、つまり、高調波成分の振幅Ａ,Ｂに対応している。Ｉｄｂ,Ｉｑｂに対しては、振幅Ａ,Ｂの１２次高調波成分が付加され、図８に波線にて示したようなＩｄ’,Ｉｑ’が設定される。高調波係数マップ６２にはこのような振幅Ａ,Ｂ（波線間の幅）が相電流値に対応して格納されている。電流補正部６０は、電流センサ６４にて検出した相電流値から、高調波係数マップ６２を用いて式１,２の高調波振幅係数Ａ,Ｂを取得する。
図９は、相電流値とα,βとの関係を示すグラフである。前述のように、α,βはＴｍ,Ｔｒとで異なる値となるが、相電流値によっても位相が異なる。このため、相電流値によるα,βの変化を考慮する必要がある。図９はそのようなα,βの変化が示されており、位相調整マップ６３には、図９の関係が格納されている。電流補正部６０は、電流センサ６４にて検出した相電流値から、位相調整マップ６３を用いて式１,２の位相のずれα,βを取得する。
このような制御形態を取ることにより、本発明のシステムでは、従来と同程度のＣＰＵを使用しつつ、高負荷領域におけるトルクリップル率を５％以下に抑えることができた。図１０は、相電流値とトルクリップル率との関係を制御形態ごとに示したグラフである。図１０に示すように、従来の最大トルク制御のみの場合（矢示ａ）は、相電流値が４０(Apeak)を超える領域では、全電流域にて５％を超えてしまう。これに対し、本発明による制御を電流全域に亘って実施した場合（矢示ｂ）は、１２０(Apeak)を超えてもトルクリップル率が５％以下に収まった。従って、本発明による制御方法・制御装置を用いたＥＰＳでは、据え切り時等のようにモータの負荷が増大してもトルクリップルが大きくならず、操舵フィーリングの向上を図ることが可能となる。
また、ＥＰＳ用モータのように電流が広範囲で使用されるモータにおいては、低負荷側では回転数が非常に高くなるため、全域で１２次高調波を入れると、高回転数域ではＣＰＵの処理スピードを超えてしまう可能性がある。そこで、高回転時の制御処理を考慮して、低負荷時（４０Arms以下）は最大トルク制御のみを実施し（１２次高調波成分は付加しない）、４０Armsを超えたところで当該制御処理に切り替える制御形態として良い。このように、必要に応じて高調波を付加する制御形態を採用することにより、高回転数域におけるＣＰＵの負担が抑えられ、制御装置における演算負荷を軽減することが可能となり、ＥＰＳ用モータにおける制御負荷軽減には非常に有効である。
さらに、Ｉｄ,Ｉｑの片方のみに高調波成分を付加して最大トルク制御を行った場合（Ｉｄのみ＝Ｔｒリップル改善：矢示ｃ，Ｉｑのみ＝Ｔｍリップル改善：矢示ｄ）も、最大トルク制御のみの場合に比してトルクリップル率の改善が見られた。Ｔｒの割合が大きい場合には前者、Ｔｍの割合が大きい場合には後者の制御でもトルクリップル低減には有効であるが、図１０に示すように、両者とも高負荷領域では５％を超えており、高調波成分を両者に付加する方が好ましいことも分かった。
このように、本発明による制御処理では、最大トルクが得られる進角制御を実施しつつ、Ｔｍ分とＴｒ分のトルクリップルを分離して捉え、各トルクリップルを減殺し得る電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を、予め設定した補正マップを用いて設定する。補正マップには、各相の電流実効値と補正用パラメータとの関係が格納されており、制御装置は、検出電流値から補正マップを参照してパラメータを決定する。つまり、本発明においては、必要な定数が予めマッピングされており、ＣＰＵは、これを参照するだけで電流指令値Ｉｄ’,Ｉｑ’を算出することができる。これにより、制御装置側では、トルクリップルを常時算出し、それを減殺する指令値を逐一演算する必要がなくなり、マグネット補助型リラクタンスモータの制御におけるＣＰＵの負担を大幅に低減することが可能となる。
なお、本発明の手法は、２Ｐ１２Ｓをベースにした４Ｐ２４Ｓなどの２Ｐ１２Ｓ×ｎ構成のモータは勿論のこと、これ以外にも、電気角３６０°にて１２山のリップルが生じるモータにも全く同様に適用可能である。つまり、本発明によれば、電気角にて表されたリップル波形が同じ次数にて示される各モータは、極・スロット数に関係なく、同様の高調波成分の付与によりトルクリップルの低減が可能となる。
本発明は前述のような実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、前述の実施形態では、ブラシレスモータとしてＩＰＭ型のマグネット補助型リラクタンスモータを用いた例を示したが、対象となるモータはこれに限定されず、永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させる形式のブラシレスモータであれば、例えばロータの外周にマグネットを固定する構造のブラシレスモータにも本発明は適用可能である。
また、各スリット４４内に配設されるマグネット４５として、予め対応するスリット４４の形状に成形されたマグネットを用いる例を示したが、溶融状態の磁性樹脂を各スリット４４内に充填するようにしても良い。
さらに、前述の実施形態では、本発明をＥＰＳに適用した例を示したが、その適用対象はＥＰＳには限定されず、電気自動車や、ハイブリッド自動車、エアコン等の家電製品、各種産業機械等に使用されるモータにも本発明は適用可能である。
１ 電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）
２ ステアリングシャフト
３ ブラシレスモータ
４ ステアリングホイール
５ ステアリングギヤボックス
６ タイロッド
７ 車輪
８ アシストモータ部
９ 減速機構部
１１ トルクセンサ
１２ 制御装置（ＥＣＵ）
２１ ステータ
２２ ロータ
２３ モータケース
２４ ステータコア
２５ ティース部
２６ ステータ巻線
２６ａ 端部
２７ バスバーユニット（端子ユニット）
２８ ブラケット
２９ 外側リング部
３１ スロット
３２ インシュレータ
３３ 給電用端子
３４ 給電配線
３５ 回転軸
３６ａ,３６ｂ ベアリング
３７ ロータコア
３８ レゾルバ
３９ レゾルバロータ
４１ レゾルバステータ
４２ レゾルバブラケット
４３ 取付ネジ
４４ スリット
４５ マグネット
４５ｎ Ｎ極マグネット
４５ｓ Ｓ極マグネット
４６ 磁極部
５０ 制御装置
５１ 電流指令部
５２ 基本電流算出部
５３ ベクトル制御部
５４ｄ,５４ｑ ＰＩ制御部
５５ 座標軸変換部（ｄｑ／ＵＶＷ）
５６ 座標軸変換部（ＵＶＷ／ｄｑ）
５７ インバータ
５８ 補正マップ
５９ 補正成分算出部
６０ 電流補正部
６１ ロータ回転数算出部
６２ 高調波係数マップ
６３ 位相調整マップ
６４ 電流センサ
Ｔｔ トータルトルク
Ｔｍ マグネットトルク
Ｔｒ リラクタンストルク
Ｉｄｂ,Ｉｑｂ 基本波電流
Ａ.Ｂ 高調波振幅係数
α,β 位相のずれ
Ｉｄ',Ｉｑ' 電流指令値

Claims (9)

  1. 径方向内側に向けて突出する複数のティース部と、該ティース部間に形成されたスロットを介して、線間の誘起電圧が正弦波波形となる複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石が埋設され前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を有し、
    前記ロータは、該ロータの外側に中心点を有する円弧に沿って設けられその突側部位を前記ロータの中心側に向けた形で前記ロータ内に形成される複数の円弧状スリットと、前記各スリット内に収容される複数個のマグネットと、前記マグネットによって形成され該ロータの周方向に沿って配置される複数の磁極部と、からなり、
    前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータの制御方法であって、
    当該ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出し、
    前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第１高調波成分を、前記電機子巻線の相電流と前記第１高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出し、
    前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第２高調波成分を、前記電機子巻線の相電流と前記第２高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出し、
    前記基本波電流に対し、前記マグネットトルクによるトルクリップルに対応した前記第１高調波成分と、該第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルに対応した前記第２高調波成分を個々に重畳させ、前記電機子巻線に対して供給される電流を補正することを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
  2. 請求項１記載のブラシレスモータ制御方法において、前記補正マップは、
    前記電機子巻線の相電流と前記第１及び第２高調波成分の振幅との関係を示す高調波係数マップと、
    前記電機子巻線の相電流と、トルクリップル波形と前記第１及び第２高調波成分との間の位相のずれとの関係を示す位相調整マップと、を有することを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
  3. 請求項２記載のブラシレスモータ制御方法において、
    前記第１高調波成分は、ｑ軸方向の基本波電流Ｉｑｂに対して付加される、Ｂsin１２（θ＋β）（Ｂ：高調波振幅係数，θ：回転角（電気角），β：位相のずれ）であり、
    前記第２高調波成分は、ｄ軸方向の基本波電流Ｉｄｂに対して付加される、Ａsin１２（θ＋α）（Ａ：高調波振幅係数，θ：回転角（電気角），α：位相のずれ）であり、
    前記高調波係数マップには、前記電機子巻線の相電流と前記高調波振幅係数Ａ,Ｂとの関係が格納され、
    前記位相調整マップには、前記電機子巻線の相電流と前記位相のずれα,βとの関係が格納されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
  4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載のブラシレスモータ制御方法において、前記第１及び第２高調波成分は、当該ブラシレスモータにおけるトルクリップル率が５％を超える高負荷領域にて前記基本波電流に重畳されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
  5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載のブラシレスモータ制御方法において、前記ブラシレスモータは、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
  6. 径方向内側に向けて突出する複数のティース部と、該ティース部間に形成されたスロットを介して、線間の誘起電圧が正弦波波形となる複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石が埋設され前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を有し、
    前記ロータは、該ロータの外側に中心点を有する円弧に沿って設けられその突側部位を前記ロータの中心側に向けた形で前記ロータ内に形成される複数の円弧状スリットと、前記各スリット内に収容される複数個のマグネットと、前記マグネットによって形成され該ロータの周方向に沿って配置される複数の磁極部と、からなり、
    前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータの制御装置であって、
    前記電機子巻線の相電流を検出する電流センサと、
    当該ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出する基本電流算出部と、
    前記電流センサにて検出した相電流値に基づいて、前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第１高調波成分と、前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第２高調波成分を算出する補正成分算出部と、
    前記相電流と前記第１及び第２高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップと、
    前記補正成分算出部にて算出された、前記マグネットトルクによるトルクリップルに対応した前記第１高調波成分と、該第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルに対応した前記第２高調波成分を前記基本波電流に個々に重畳して前記電機子巻線に対して供給される電流を補正する電流補正部と、を有することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
  7. 請求項６記載のブラシレスモータ制御装置において、前記補正マップは、
    前記電機子巻線の相電流と前記第１及び第２高調波成分の振幅との関係を示す高調波係数マップと、
    前記電機子巻線の相電流と、トルクリップル波形と前記第１及び第２高調波成分との間の位相のずれとの関係を示す位相調整マップと、を有することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
  8. 請求項６又は７記載のブラシレスモータ制御装置において、前記ブラシレスモータは、電動パワーステアリング装置の駆動源として使用されることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
  9. 径方向内側に向けて突出する複数のティース部と、該ティース部間に形成されたスロットを介して、線間の誘起電圧が正弦波波形となる複数相の電機子巻線を備えたステータと、永久磁石が埋設され前記ステータの内側に回転自在に配置されたロータと、を有し、
    前記ロータは、該ロータの外側に中心点を有する円弧に沿って設けられその突側部位を前記ロータの中心側に向けた形で前記ロータ内に形成される複数の円弧状スリットと、前記各スリット内に収容される複数個のマグネットと、前記マグネットによって形成され該ロータの周方向に沿って配置される複数の磁極部と、からなり、
    前記ロータを、前記永久磁石の磁気的吸引力によるマグネットトルクと、磁路のインダクタンス差に基づくリラクタンストルクとによって回転させるブラシレスモータを駆動源として使用する電動パワーステアリング装置であって、
    前記ブラシレスモータの負荷状態に応じて、該ブラシレスモータにて最大トルクが出力される巻線電流値を示す基本波電流を算出し、
    前記マグネットトルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第１高調波成分を、前記電機子巻線の相電流と前記第１高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出し、
    前記第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルと同振幅・同周期を持つ逆位相の第２高調波成分を、前記電機子巻線の相電流と前記第２高調波成分の算出に用いられるパラメータとの関係が示された補正マップに基づいて算出し、
    前記基本波電流に対し、前記マグネットトルクによるトルクリップルに対応した前記第１高調波成分と、該第１高調波成分を重畳させた状態で生じる前記リラクタンストルクによるトルクリップルに対応した前記第２高調波成分を個々に重畳させ、前記電機子巻線に対して供給される電流を補正することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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