CN104871426B - 无刷马达控制方法、无刷马达控制装置以及电动动力转向装置 - Google Patents

Abstract

对4极24狭槽结构的无刷马达(3)进行驱动控制的控制装置(50)具有：基本电流计算部(52)，计算表示基于最大转矩控制的绕组电流值的基波电流；校正分量计算部(59)，根据由电流传感器(64)检测到的相电流值，计算将基于磁铁转矩的转矩脉动相互抵消的12次的第1高次谐波分量Bsin12(θ+β)、和将基于磁阻转矩的转矩脉动相互抵消的12次的第2高次谐波分量Asin12(θ+α)；校正图(58)，储存了相电流和两个高次谐波分量的参数A、B、α、β的关系；以及电流校正部(60)，将各12次高次谐波分量重叠到基波电流而校正供给电流来制作电流指令值(Id′、Iq′)。

Description

无刷马达控制方法、无刷马达控制装置以及电动动力转向 装置

技术领域

本发明涉及无刷马达的转矩脉动降低技术，特别涉及适用于在转子内埋入磁铁，除了磁阻转矩以外，还通过利用磁铁的磁力的磁铁转矩使转子旋转的磁铁辅助型的磁阻马达的技术。

背景技术

以往，作为利用定子·转子之间的磁阻差而产生旋转力的类型的电动机，已知磁阻马达。在磁阻马达中，通过由于磁阻差而产生的磁阻转矩而使转子旋转。但是，磁阻转矩比通过磁铁得到的转矩更小，所以存在相比于使用磁铁的同规格的马达，磁阻马达的输出转矩更小的倾向。因此，近年来，提出了基本结构为磁阻马达同时在转子中配置了磁铁的磁铁辅助型的磁阻马达。在例如专利文献1中，记载了这样的磁铁辅助型的磁阻马达，示出了在磁阻马达的转子内埋设了磁铁的结构。

磁铁辅助型的磁阻马达被设定为使得d轴(永磁铁的中心轴)方向、和q轴(与d轴电气地、磁性地正交的轴)方向的电感差变大，在转子中产生磁阻转矩Tr。另外，在转子中埋入了永磁铁，所以还产生基于永磁铁的磁铁转矩Tm。马达整体的总体转矩Tt为Tt＝Tm+Tr，相比于仅Tr的磁阻马达，能够增大输出转矩。磁铁辅助型的磁阻马达作为高效且高转矩的马达，近年来，被广泛利用于电动动力转向装置(以下适当地简记为EPS)、电动汽车、混合动力汽车、空调等家电产品、各种工业机械等的驱动源。

在磁铁辅助型磁阻马达中，总体转矩Tt如下表示，一般来说，实施使针对相同电流的发生转矩最大化的所谓最大转矩控制(提前角控制)。

Tt＝Tm+Tr

＝p·φa·Iq+p·(Ld-Lq)·Id·Iq

(p：极对数、φa：基于永磁铁的电枢交链磁通、Ld：d轴电感、Lq：q轴电感、Id：d轴电流、Iq：q轴电流)

在最大转矩控制中，以相对于电枢电流而最高效地产生转矩的方式控制Id-Iq间的角度β(电流相位角)，进行高效且高转矩的运转。

但是，在磁铁辅助型磁阻马达中，如果电枢电流变高，则磁铁转矩Tm和磁阻转矩Tr相对于总体转矩Tt的比例变化，存在Tr侧增加的倾向。在该情况下，由于电流值高，所以相应地电枢反作用的影响也变大，相比于低电流时，转矩脉动更大。特别是，如果磁阻转矩超过10％，则转矩脉动急剧增大，产生转矩脉动率在EPS中超过被设为上限值的5％这样的问题。

因此，以往，关于磁铁辅助型磁阻马达中的转矩脉动的降低，提出了各种方法。例如，在专利文献2中，记载了通过运算求出转矩脉动，运算并供给产生相位与其相反的转矩的电流指令值而使转矩脉动降低的马达控制装置。在此，首先，通过转矩脉动运算单元，运算dq坐标系中的基波电流和基于永磁铁的电枢交链磁通的高次谐波分量所引起的转矩脉动。接下来，通过转矩脉动降低高次谐波电流指令值生成器，运算产生相位与由转矩脉动运算单元运算出的转矩脉动相反的转矩的高次谐波电流指令值。然后，通过高次谐波电流控制电路，根据该高次谐波电流指令值，控制高次谐波电流，从而降低马达的转矩脉动。

专利文献1：日本特开2011-83066号公报

专利文献2：日本特开2004-64909号公报

专利文献3：日本特开2009-261121号公报

专利文献4：日本特开2007-274779号公报

专利文献5：日本特开2009-195049号公报

专利文献6：日本特开2009-195049号公报

发明内容

但是，在专利文献2的装置中，虽然能够可靠地降低转矩脉动，但由于将感应电压的正弦波向dq坐标系进行坐标变换，之后，通过运算，求出产生相位与转矩脉动相反的转矩的高次谐波电流指令值，所以存在运算负荷非常大这样的问题。特别，在如EPS那样的电流在宽范围内被使用而且时刻变化那样的装置中，为了每次进行上述那样的运算，需要处理能力非常高的CPU。因此，专利文献2那样的控制方式存在虽然在理论上可行但在实用上困难这样的课题。

本发明提供一种无刷马达的控制方法，该无刷马达具有：外侧环部；多个齿部，从该外侧环部朝向径向内侧突出；定子，具备隔着在该齿部之间形成了的狭槽而线间的感应电压成为正弦波波形的多相的电枢绕组；以及转子，埋设有永磁铁，在所述定子的内侧旋转自如地配置，使所述转子通过基于所述永磁铁的磁性的吸引力的磁铁转矩、和基于磁路的电感差的磁阻转矩而旋转，所述无刷马达的控制方法的特征在于，根据该无刷马达的负载状态，计算表示通过该无刷马达输出最大转矩的绕组电流值的基波电流，根据表示所述电枢绕组的相电流和在所述第1高次谐波分量的计算中使用的参数的关系的校正图，计算与基于所述磁铁转矩的转矩脉动相比具有相同振幅·相同周期的反相位的第1高次谐波分量，根据表示所述电枢绕组的相电流和在所述第2高次谐波分量的计算中使用的参数的关系的校正图，计算与在重叠了所述第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动相比具有相同振幅·相同周期的反相位的第2高次谐波分量，针对所述基波电流重叠所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量，校正对所述电枢绕组供给的电流。

在本发明中，在实施最大转矩控制的同时，使用预先设定了的校正图，设定能够将磁铁转矩量的转矩脉动和磁阻转矩量的转矩脉动抵消的电流校正值。在校正图中，存储了相电流值和校正用参数的关系。CPU根据检测电流值参照校正图来决定参数。由此，CPU无需始终计算转矩脉动，也无需逐一运算抵消转矩脉动的指令值。因此，能够在实现无刷马达的转矩脉动抑制的同时，大幅减轻马达控制时的CPU的负担。

在上述无刷马达控制方法中，也可以是所述转子具有多个圆弧状狭缝、在所述各狭缝内收容的多个磁铁以及由所述磁铁形成且沿着该转子的圆周方向配置的多个磁极部，所述狭缝沿着在所述转子的外侧具有中心点的圆弧设置，按照使该狭缝的突侧部位朝向所述转子的中心侧的形状来在所述转子内形成。

在上述无刷马达控制方法中，也可以在所述校正图中，设置有：高次谐波系数图，表示所述电枢绕组的相电流与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量的振幅的关系；以及相位调整图，表示所述电枢绕组的相电流、和转矩脉动波形与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量之间的相位的偏移的关系。另外，作为所述第1高次谐波分量，设定针对q轴方向的基波电流Iqb附加的Bsin12(θ+β)(B：高次谐波振幅系数、θ：旋转角(电角)、β：相位的偏移)，作为所述第2高次谐波分量，设定针对d轴方向的基波电流Idb附加的Asin12(θ+α)(A：高次谐波振幅系数、θ：旋转角(电角)、α：相位的偏移)，在所述高次谐波系数图中，也可以储存所述电枢绕组的相电流和所述高次谐波振幅系数A、B的关系，在所述相位调整图中，也可以储存所述电枢绕组的相电流和所述相位的偏移α、β的关系。

进而，也可以将所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量在该无刷马达中的转矩脉动率超过5％的高负荷区域中重叠于所述基波电流上。进而，所述无刷马达也可以是被用作电动动力转向装置的驱动源的马达。

本发明提供一种无刷马达控制装置，该无刷马达具有：外侧环部；多个齿部，从该外侧环部朝向径向内侧突出；定子，具备隔着在该齿部之间形成了的狭槽而线间的感应电压为正弦波波形的多相的电枢绕组；以及转子，埋设有永磁铁，在所述定子的内侧旋转自如地配置，使所述转子通过基于所述永磁铁的磁性的吸引力的磁铁转矩、和基于磁路的电感差的磁阻转矩而旋转，所述无刷马达控制装置的特征在于，具有：电流传感器，检测所述电枢绕组的相电流；基本电流计算部，根据该无刷马达的负载状态，计算表示通过该无刷马达输出最大转矩的绕组电流值的基波电流；校正分量计算部，根据由所述电流传感器检测到的相电流值，计算与基于所述磁铁转矩的转矩脉动相比具有相同振幅·相同周期的反相位的第1高次谐波分量、和与在重叠了所述第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动相比具有相同振幅·相同周期的反相位的第2高次谐波分量；校正图，示出了所述相电流和在所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量的计算中使用的参数的关系；以及电流校正部，将由所述校正分量计算部计算出的所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量重叠到所述基波电流而校正对所述电枢绕组供给的电流。

在本发明中，在由基本电流计算部计算最大转矩控制时的基波电流的同时，通过校正分量计算部，使用预先设定了的校正图，计算能够将磁铁转矩量的转矩脉动和磁阻转矩量的转矩脉动抵消的第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量。在校正图中，存储了相电流值和校正用参数的关系。校正分量计算部根据检测电流值参照校正图，来决定参数，计算第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量。电流校正部根据所计算出的第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量，校正基波电流。由此，控制装置无需始终计算转矩脉动，也无需逐一运算抵消转矩脉动的指令值。因此，能够在实现无刷马达的转矩脉动抑制的同时，大幅减轻马达控制时的CPU的负担。

在上述无刷马达控制装置中，也可以所述转子具有多个圆弧状狭缝、在所述各狭缝内收容的多个磁铁、以及由所述磁铁形成且沿着该转子的圆周方向配置的多个磁极部，所述狭缝沿着在所述转子的外侧具有中心点的圆弧设置，按照使该狭缝的突侧部位朝向所述转子的中心侧的形状在所述转子内形成。

在上述无刷马达控制装置中，也可以在所述校正图中，设置有：高次谐波系数图，表示所述电枢绕组的相电流和所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量的振幅的关系；以及相位调整图，表示所述电枢绕组的相电流、和转矩脉动波形与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量之间的相位的偏移的关系。另外，所述无刷马达也可以是被用作电动动力转向装置的驱动源的马达。

另一方面，本发明提供一种将无刷马达用作驱动源的电动动力转向装置，该无刷马达具有：外侧环部；多个齿部，从该外侧环部朝向径向内侧突出；定子，具备隔着在该齿部之间形成了的狭槽而线间的感应电压成为正弦波波形的多相的电枢绕组；以及转子，埋设有永磁铁，在所述定子的内侧旋转自如地配置，使所述转子通过基于所述永磁铁的磁性的吸引力的磁铁转矩、和基于磁路的电感差的磁阻转矩而旋转，所述电动动力转向装置的特征在于，根据所述无刷马达的负载状态，计算表示通过该无刷马达输出最大转矩的绕组电流值的基波电流，根据表示所述电枢绕组的相电流和在所述第1高次谐波分量的计算中使用的参数的关系的校正图，计算与基于所述磁铁转矩的转矩脉动相比具有相同振幅·相同周期的反相位的第1高次谐波分量，根据表示所述电枢绕组的相电流和在所述第2高次谐波分量的计算中使用的参数的关系的校正图，计算与在重叠了所述第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动相比具有相同振幅·相同周期的反相位的第2高次谐波分量，针对所述基波电流重叠所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量，校正对所述电枢绕组供给的电流。

在本发明中，在将无刷马达用作驱动源的电动动力转向装置中，在实施最大转矩控制的同时，使用预先设定了的校正图来设定能够将磁铁转矩量和磁阻转矩量的转矩脉动一起抵消的电流校正值。在校正图中，存储了相电流值和校正用参数的关系。CPU根据检测电流值参照校正图来决定参数。由此，CPU无需始终计算转矩脉动，也无需逐一运算抵消转矩脉动的指令值。因此，能够在实现无刷马达的转矩脉动抑制的同时，大幅减轻马达控制时的CPU的负担。另外，转矩脉动也被抑制为规定值以下(例如5％以下)，实现操舵感的提高。

在上述电动动力转向装置中，也可以是所述转子具有多个圆弧状狭缝、在所述各狭缝内收容的多个磁铁、以及由所述磁铁形成且沿着该转子的圆周方向配置的多个磁极部，所述狭缝沿着在所述转子的外侧具有中心点的圆弧设置，按照使该狭缝的突侧部位朝向所述转子的中心侧的形状在所述转子内形成。

根据本发明的无刷马达控制方法、控制装置，在控制中引入预先设定了的校正图，使用该校正图来计算降低转矩脉动的高次谐波分量，所以相比于以往的控制方式，能够大幅减轻CPU的运算负荷。因此，无需使用高性能的CPU，而能够降低无刷马达的转矩脉动，能够将系统成本抑制得低廉。

根据本发明的电动动力转向装置，在进行被用作其驱动源的无刷马达的驱动控制时，在控制中引入预先设定了的校正图，使用该校正图来计算降低转矩脉动的高次谐波分量，所以相比于以往的EPS，能够大幅减轻CPU的运算负荷。因此，无需使用高性能的CPU，而能够降低无刷马达的转矩脉动，实现操舵感的提高，并且能够将EPS的系统成本抑制得低廉。

附图说明

图1是示出使用了无刷马达的EPS的结构的说明图。

图2是示出在图1的EPS中使用的无刷马达(4P24S)的结构的剖面图。

图3是沿着图2的A-A线的剖面图。

图4是示出图1的EPS中的控制装置的结构的框图。

图5是示出Tm、Tr的转矩脉动的说明图。

图6是示出将Tm的转矩脉动抵消的处理的说明图。

图7是示出将Tr的转矩脉动抵消的处理的说明图。

图8是示出相电流值与Idb、Iqb以及Id′、Iq′的关系的图形。

图9是示出相电流值与α、β的关系的图形。

图10是针对每个控制方式示出了相电流值与转矩脉动率的关系的图形。

(符号说明)

1：电动动力转向装置(EPS)；2：转向轴；3：无刷马达；4：方向盘；5：转向齿轮箱；6：拉杆；7：车轮；8：助力马达部；9：减速机构部；11：转矩传感器；12：控制装置(ECU)；21：定子；22：转子；23：马达壳体；24：定子芯；25：齿部；26：定子绕组；26a：端部；27：母线部件(端子部件)；28：托架；29：外侧环部；31：狭槽；32：绝缘子；33：供电用端子；34：供电布线；35：旋转轴；36a、36b：轴承；37：转子芯；38：分解器；39：分解器转子；41：分解器定子；42：分解器托架；43：安装螺钉；44：狭缝；45：磁铁；45n：N极磁铁；45s：S极磁铁；46：磁极部；50：控制装置；51：电流指令部；52：基本电流计算部；53：矢量控制部；54d、54q：PI控制部；55：坐标轴变换部(dq/UVW)；56：坐标轴变换部(UVW/dq)；57：逆变器；58：校正图；59：校正分量计算部；60：电流校正部；61：转子转速计算部；62：高次谐波系数图；63：相位调整图；64：电流传感器；Tt：总体转矩；Tm：磁铁转矩；Tr：磁阻转矩；Idb、Iqb：基波电流；A.B：高次谐波振幅系数；α、β：相位的偏移；Id′、Iq′：电流指令值。

具体实施方式

以下，根据附图，详细说明本发明的实施方式。本实施方式的目的在于，提供一种不会对CPU附加大的运算负荷，而能够降低无刷马达的转矩脉动的马达控制方法·装置。图1是示出使用无刷马达的EPS的结构的说明图，实施本发明的控制处理。图1的电动动力转向装置(EPS)1成为对转向轴2赋予动作辅助力的柱形助力式的结构。在EPS1中，无刷马达3(以下简记为马达3)被用作动力源。

在转向轴2上安装了方向盘4。方向盘4的操舵力经由在转向齿轮箱5内配置了的未图示的小齿轮和齿条轴被传递给转向横拉杆6。在转向横拉杆6的两端连接了车轮7。伴随方向盘4的操作而转向横拉杆6进行动作，经由未图示的转向节臂等，车轮7向左右转舵。

在EPS1中，在转向轴2上设置了作为操舵力辅助机构的助力马达部8。在助力马达部8中，与马达3一起，设置了减速机构部9和转矩传感器11。在减速机构部9中，配置了未图示的蜗杆和蜗轮。通过减速机构部9，将马达3的旋转减速而传递给转向轴2。马达3和转矩传感器11与控制装置(ECU)12连接。

如果操作方向盘4而旋转转向轴2，则转矩传感器11进行动作。ECU12根据转矩传感器11的检测转矩，对马达3供给适当电力。如果马达3进行动作，则其旋转经由减速机构部9被传递给转向轴2而赋予操舵辅助力。转向轴2通过该操舵辅助力和手动操舵力而旋转。转向轴2的旋转运动通过转向齿轮箱5内的齿条和小齿轮结合而被变换为齿条轴的直线运动，进行车轮7的转舵动作。

图2是马达3的剖面图，图3是沿着图2的A-A线的剖面图。马达3为通过在以磁阻马达为基体的同时对转子配置磁铁，辅助地利用磁铁的磁力的磁铁辅助型的磁阻马达。马达3被用作电动动力转向装置的驱动源。马达3如图2所示，与通常的磁阻马达同样地，为在外侧配置了定子(stator)21、在内侧配置了转子(rotor)22的内部转子型的无刷马达。

定子21被固定于有底圆筒形状的马达壳体23(以下简记为壳体23)的内侧。定子21包括定子芯24、和在定子芯24的齿部25上卷绕安装了的定子绕组26(以下简记为绕组26)以及母线部件(端子部件)27。母线部件27安装在定子芯24上，与绕组26电连接。壳体23通过铁等形成为有底圆筒状。在外壳23的开口部，通过未图示的固定螺钉安装铝压铸制的托架28。

定子芯24是层叠钢制的板材(例如电磁钢板)而形成的。定子芯24具有外侧环部29和齿部25。从外侧环部29朝向径向内侧突出设置了多个(此处是24个)齿部25。在邻接的齿部25之间形成了狭槽31。如上所述，在马达3中，齿部25设置了24个，成为24狭槽结构。在狭槽31中，通过分布卷绕方式收容了绕组26。在定子芯24上安装了合成树脂制的绝缘子32。在绝缘子32的外侧卷绕安装了绕组26。

在定子芯24的一端侧，安装了母线部件27。母线部件27具备合成树脂制的主体部、和在主体部内嵌入成型了的铜制的母线。在母线部件27的周围，在径向上突出设置了多个供电用端子33。在安装母线部件27时，供电用端子33被焊接了从定子芯24引出了的绕组26的端部26a。在母线部件27中，设置了与马达3的相数对应的个数(此处U相、V相、W相量这3个以及各相彼此的连接用这1个合计4个)的母线。各绕组26与和该相对应的供电用端子33电连接。针对绕组26，从未图示的电池经由供电布线34供给包含高次谐波分量的梯形波形状的相电流(U、V、W)。在安装了母线部件27之后，在壳体23内压入固定定子芯24。

在定子21的内侧插入了转子22。转子22具有旋转轴35。通过轴承36a、36b旋转自如地枢转支承了旋转轴35。轴承36a固定于壳体23的底部中央。轴承36b固定于托架28的中央部。旋转轴35通过未图示的联合构件，与减速机构部9的蜗杆轴连接。在蜗杆轴上形成了蜗杆。蜗杆通过减速机构部9与在转向轴2上固定了的蜗轮啮合。

在旋转轴35上，安装了圆筒形状的转子芯37和作为旋转角度检测单元的分解器38的转子(分解器转子)39。分解器38的定子(分解器定子)41收容于合成树脂制的分解器托架42。分解器托架42通过安装螺钉43固定于托架28的内侧。在分解器定子41上卷绕安装了线圈，并设置了励磁线圈和检测线圈。在分解器定子41的内侧，配置了分解器转子39。分解器转子39是层叠金属板而形成的，在三个方向上设置了凸部。

如果旋转轴35旋转，则分解器转子39也在分解器定子41内旋转。对分解器定子41的励磁线圈赋予了高频信号。伴随分解器转子39的旋转而凸部接近或者远离，从而从检测线圈输出的信号的相位变化。通过比较该检测信号和基准信号，检测转子22的旋转位置。然后，根据转子22的旋转位置，适当地切换向绕组26的电流，转子22被旋转驱动。

另外，转子芯37也是层叠多个圆板状的电磁钢板而形成的。在构成转子芯37的钢板中，设置了多个圆弧状地弯曲了的狭缝44。狭缝44内形成空间，狭缝44作为用于使转子22的磁阻沿着旋转方向而不同的隔磁磁桥发挥功能。狭缝44是沿着以比转子22的外周更靠外侧地设定的未图示的想象点为中心的圆弧设置的，按照使其凸侧部位朝向转子22的中心侧的形状形成于转子内。

如果将磁极产生的磁通的方向(永磁铁的中心轴)设定为d轴，将与d轴磁性地正交的轴(永磁铁之间的轴)设定为q轴，则以与旋转轴35正交的q轴为边界，设置了多组狭缝44。在马达3中，将多个狭缝44的群圆弧状地设置了4组。在狭缝44的各组中，分别形成多层的磁路。

在马达3中，为了提高输出，在狭缝44内配置了磁铁(永磁铁)45。即，马达3为IPM(Interior Permanent Magnet)马达结构。在各磁铁45的部位，沿着圆周方向形成了磁极部46。在马达3中，以磁阻转矩为主，以磁铁转矩为辅。因此，在磁铁45中，使用了廉价的铁素体磁铁。其中，为了使输出进一步增大，也可以作为磁铁45而使用粘结钕磁铁等稀土类磁铁。在各狭缝44内配置的磁铁45预先按照对应的狭缝44的形状成型。各磁铁45通过粘结等固定方式被固定于狭缝44内。

在转子22中，作为形成磁极部46的多个磁铁45，设置了外周侧为S极的磁铁45s、和外周侧为N极的磁铁45n。转子22为具备4个磁极部46的4极结构，马达3成为4极24狭槽(4P24S)构造。各极的磁铁45按照圆弧状地形成。沿着径向各设置了3个磁铁45，在转子22处，在圆周方向上交替形成了多个d轴和q轴。在马达3中，通过这样的磁极结构，在有效利用磁阻转矩的同时，能够实现通过磁铁转矩加强转矩。

在转子22中，如上所述，将磁极产生的磁通的方向设为d轴，并且将与d轴磁性地正交的轴设为q轴，在转子22处，设定多个d轴和q轴。此时，沿着圆周方向交替设置d轴和q轴。在转子22上，为了使q轴磁通容易通过，设置了圆弧的狭缝44。另外，在狭缝44中，埋入了圆弧状的磁铁45。即，转子22为q轴的磁通易于通过并且能够增大电感Lq的构造。因此，利用磁铁45的磁铁转矩也能够增大，即便是铁素体磁铁也能够得到充分的转矩。

在这样的EPS1中，如果方向盘4被操作而转向轴2旋转，则齿条轴在与该旋转对应的方向上移动而进行转舵操作。通过该转舵操作，转矩传感器11进行动作，根据其检测转矩，从未图示的电池经由供电布线34对绕组26供给电力。如果对绕组26供给了电力，则马达3进行动作，旋转轴35和蜗杆轴旋转。蜗杆轴的旋转经由蜗轮被传递给转向轴2，辅助操舵力。

图4是示出EPS1的控制装置50的结构的框图。本发明的控制方法在控制装置50中执行。EPS1如上所述，根据由转矩传感器11检测的检测值、和由分解器38检测到的转子22的旋转位置信息进行驱动控制。如图4所示，在马达3中，作为角度传感器，配置了分解器38。将转子旋转位置从分解器38作为逐次转子旋转位置信息输入到电流指令部51。伴随方向盘4的操作，从转矩传感器11，将成为马达3的负荷的转矩值(马达负荷信息)作为马达负荷信息输入到电流指令部51。在电流指令部51的前级，设置了根据转子旋转位置信息计算转子22的转速的转子转速计算部61。还从转子转速计算部61向电流指令部51输入转子转速信息。

在电流指令部51中，设置了根据上述检测值进行运算处理而计算对马达3供给的基本电流量的基本电流计算部52。在基本电流计算部52中，根据来自分解器38的转子旋转位置信息、和转子转速信息以及马达负荷信息，计算向马达3的供给电流量。在基本电流计算部52中，作为供给电流量，针对d轴(对转矩没有贡献的正交坐标系分量)、q轴(对转矩有贡献的正交坐标系分量)，计算得到最大转矩的Id、Iq的基波电流Idb、Iqb。

另外，在电流指令部51中，设置了用于使磁铁转矩Tm的转矩脉动和磁阻转矩Tr的转矩脉动相抵消的校正图58。关于校正图58，由于基于马达电流的两个转矩脉动针对每个马达不同，所以针对每个马达设置了固有的校正图。在校正图58中，预先单独地研究Tm和Tr的各转矩脉动，储存了用于以抵消各转矩脉动的方式校正基波电流Idb、Iqb的校正数据(高次谐波系数图62、相位调整图63)。预先通过实验、解析取得校正图58的校正数据。此处，储存了绕组26的相电流值和校正参数的关系。

在电流指令部51中，还设置了校正分量计算部59和电流校正部60。向校正分量计算部59和电流校正部60，反馈由电流传感器64检测到的马达3的电流值。电流校正部60使用校正图58来校正先前由基本电流计算部52计算出的基波电流Idb、Iqb，作为电流指令值Id’、Iq’输出到矢量控制部53。此时，校正分量计算部59根据由电流传感器64检测到的相电流值，使用校正图58取得校正参数。电流校正部60根据所取得了的校正参数，在基波电流Idb、Iqb中重叠规定的高次谐波分量来制作电流指令值Id’、Iq’。

矢量控制部53由d轴、q轴的PI(比例·积分)控制部54d、54q和坐标轴变换部(dq/UVW)55构成。电流指令值Id’、Iq’被分别输入到PI控制部54d、54q。向PI控制部54d、54q，经由坐标轴变换部(UVW/dq)56输入了对3相(U、V、W)的马达电流值进行dq轴变换而得到的检测电流值I(d)、I(q)。PI控制部54d、54q根据电流指令值Id’、Iq’和检测电流值I(d)、I(q)，进行PI运算处理，计算d轴、q轴的电压指令值Vd、Vq。电压指令值Vd、Vq被输入到坐标轴变换部55，分别变换为3相(U、V、W)的电压指令值Vu、Vv、Vw而输出。从坐标轴变换部55输出了的电压指令值Vu、Vv、Vw经由逆变器57被施加到马达3。

此处，如上所述，通过下式表示马达3的总体转矩Tt。

Tt＝Tm+Tr

＝p·φa·Iq+p·(Ld-Lq)·Id·Iq

但是，虽然Tm和Tr的转矩脉动是不同的脉动，另一方面，两者都包含Iq。因此，即使设定使Tm、Tr中的一个的转矩脉动抵消的Iq，也无法抵消另一个的转矩脉动。另外，在Tr中还包含Id。因此，在马达驱动时从Tt中单独地提取Tm和Tr，使Tm、Tr的各转矩脉动同时降低，将马达整体的转矩脉动一起抵消是非常困难的。

因此，在本发明中，将转矩脉动从原先分成Tm量和Tr量来考虑，首先，设定使Tm的转矩脉动抵消的Iq值。接下来，考虑该校正了的Iq值，设定使Tr的转矩脉动抵消的Id值。此时，在本发明的控制处理中，并非如以往的处理那样逐次运算转矩脉动，鉴于转矩脉动的性质(波形)，根据校正图附加将其消除的波形的高次谐波分量。在校正图58中，示出了在设定高次谐波分量的情况下使用的参数和相电流的关系。通过使用校正图58，根据由电流传感器64检测到的马达3的相电流的有效值，立即计算应重叠的高次谐波分量。然后，通过将该高次谐波分量附加到基波电流，设定包含将Tm量和Tr量的转矩脉动同时消除的分量的电流指令值Id’、Iq’，一起抵消马达整体的转矩脉动。以下，根据图5～7，具体地说明上述那样的控制处理。

首先，如图5(a)所示，在马达3那样的4极24狭槽的马达中，针对转子旋转1周(机械角360度)，Tm、Tr都产生24个波峰的转矩脉动。其中，在Tm和Tr中，在转矩脉动的相位、振幅中有差异(图5(b))，无法设定能够将两者同时抵消的反相位的高次谐波分量。因此，如上所述，将转矩脉动分成Tm量和Tr量考虑。关于4极24狭槽的马达中的Tm＝p·φa·Iq(Iq：恒定)的脉动，如图6(a)所示，在电角下成为24/2＝12次(波峰)。另外，关于Tm/Iq＝p·φa的脉动，如图6(b)所示在电角下也成为12次(波峰)。

因此，如果对该脉动乘以图6(c)那样的反相位的12次的Iq(h)，则Tm量的转矩脉动被相互抵消而成为0(图6(d))。即，为了抵消Tm量的转矩脉动，对Iq的基波附加12次的高次谐波分量(第1高次谐波分量)，设定如下式那样的电流指令值Iq’。

Iq’(θ)＝Iqb(基波电流)+Bsin12(θ+β)

(B：高次谐波振幅系数、β：相位的偏移、θ：旋转角(电角))

如果将Tm量的转矩脉动设为0，将此时的Iq设为Iq(h)，则此时的总体转矩Tt(h)为基于Iq(h)的磁铁转矩Tm(h)与磁阻转矩Tr(h)之和。

Tt(h)＝Tm(h)+Tr(h)

＝p·φa·Iq(h)+p·(Ld-Lq)·Id·Iq(h)

在上式中，第1项的Tm量的转矩脉动是0而恒定。相对于此，第2项具有包含Iq(h)的转矩脉动。即，在应用了上述Iq’(θ)的情况下，Tm量的转矩脉动为0，但根据Iq(h)，Tr量的转矩脉动没有消除。

因此，重新研究Tr(h)＝p·(Ld-Lq)·Id·Iq(h)。即使在该情况下，4极24狭槽的马达中的Tr(h)的脉动也如图7(a)所示，与上述一样在电角下成为12次。另一方面，如果如通常的最大转矩控制那样考虑为Id＝恒定，则Tr(h)/Id＝p·(Ld-Lq)·Iq(h)的脉动也如图7(b)所示在电角下成为12次(波峰)。因此，如果对Tr(h)的转矩脉动乘以图7(c)那样的反相位的Id(h)(12次)，则Tr(h)的转矩脉动被相互抵消而成为0(图7(d))。即，为了抵消Tr量的转矩脉动，对Id的基波附加12次的高次谐波分量(第2高次谐波分量)，设定如下式那样的电流指令值Id’即可。

Id’(θ)＝Idb(基波电流)+Asin12(θ+α)

(A：高次谐波振幅系数、α：相位的偏移、θ：旋转角(电角))

总结上述内容，为了抵消总体转矩Tt的脉动，研究能够首先使Tm量的脉动成为0，之后使Tr量的脉动成为0的条件。其结果，可知，为了抵消Tt的脉动，如下式那样校正电流指令值Id’、Iq’即可。

Id’(θ)＝Idb+Asin12(θ+α) (式1)

Iq’(θ)＝Iqb+Bsin12(θ+β) (式2)

另外，高次谐波振幅系数A、B表示为了将转矩脉动相互抵消而附加的反相位的6次高次谐波分量的振幅。另外，相位的偏移α、β表示Tm、Tr的转矩脉动波形和sinθ的相位的偏移。在该情况下，Tm和Tr的脉动取不同的波形，所以在式1、2中分别设定了不同的值α、β。

根据上述那样的研究结果，在本发明的系统中，由基本电流计算部52求出Idb、Iqb(基波电流)，之后，由电流校正部60校正Idb、Iqb，设定电流指令值Id’、Iq’。此时，电流校正部60根据检测电流值(相电流值)，从高次谐波系数图62和相位调整图63取得A、B、α、β，计算电流指令值Id’、Iq’。在高次谐波系数图62中，储存了相电流值和高次谐波振幅系数A、B的关系。在相位调整图63中，储存了相电流值和相位的偏移α、β的关系。电流校正部60根据式1、2计算电流指令值Id’、Iq’。

图8是示出相电流值与Idb、Iqb以及Id’、Iq’的关系的图形。如图8所示，Id’、Iq’(波状线)的值成为以Idb、Iqb(实线)为中心而上下具有幅度的值。上下的幅度对应于式1、2中的第2项的数值的变化、即高次谐波分量的振幅A、B。针对Idb、Iqb，附加振幅A、B的12次高次谐波分量，设定在图8中如波状线所示那样的Id’、Iq’。在高次谐波系数图62中，与相电流值对应地储存了这样的振幅A、B(波状线间的幅度)。电流校正部60根据由电流传感器64检测到的相电流值，使用高次谐波系数图62，取得式1、2的高次谐波振幅系数A、B。

图9是示出相电流值和α、β的关系的图形。如上所述，α、β成为与Tm、Tr不同的值，但根据相电流值而相位也不同。因此，在设定Id’、Iq’时，需要考虑基于相电流值的α、β的变化。图9示出了相对于相电流值的α、β的变化。在相位调整图63中，储存了图9的关系。电流校正部60根据由电流传感器64检测到的相电流值，使用相位调整图63取得式1、2的相位的偏移α、β。

通过采取上述那样的控制方式，在本发明的系统中，能够在使用与以往相同的程度的CPU的同时，将高负荷区域中的转矩脉动率抑制为5％以下。图10是针对每个控制方式示出了相电流值和转矩脉动率的关系的图形。如图10所示，在仅以往的最大转矩控制的情况(箭头a)下，在相电流值超过40(Apeak)的区域中，在整个电流区域中超过5％。相对于此，在电流整个区域内实施本发明的控制的情况(箭头b)下，即使超过120(Apeak)，转矩脉动率仍收敛于5％以下。因此，在使用本发明的控制方法·控制装置的EPS中，即使如安置时等那样马达的负荷增大，转矩脉动也不会变大，能够提高操舵感。

另外，在如EPS用马达那样在宽范围内使用电流的马达中，在低负荷侧，转速变得非常高。在这样的马达中，如果在整个区域中引入12次高次谐波，则存在在高转速域中超过CPU的处理速度的可能性。因此，也可以采用考虑高旋转时的控制处理，在低负荷时(40Arms以下)仅实施最大转矩控制(不附加12次高次谐波分量)，在超过40Arms时切换为该控制处理的控制方式。这样，通过采用根据需要附加高次谐波的控制方式，高转速域中的CPU的负担被抑制。其结果，能够减轻控制装置中的运算负荷，对EPS用马达中的控制负荷减轻非常有效。

进而，在仅对Id、Iq的单方附加高次谐波分量而进行最大转矩控制的情况下(仅Id＝Tr脉动改善：箭头c、仅Iq＝Tm脉动改善：箭头d)，相比于仅最大转矩控制的情况，也发现转矩脉动率的改善。在Tr的比例大的情况下，前者的控制对转矩脉动降低有效，在Tm的比例大的情况下，后者的控制也对转矩脉动降低有效。但是，还可知如图10所示，两者都在高负荷区域中超过5％，优选对两者附加高次谐波分量。

如上所述，在本发明的控制处理中，在实施得到最大转矩的提前角控制的同时，将Tm量和Tr量的转矩脉动分离而进行捕捉，使用预先设定了的校正图，设定能够抵消各转矩脉动的电流指令值Id’、Iq’。在校正图中，储存了各相的电流有效值和校正用参数的关系。控制装置根据检测电流值参照校正图来决定参数。在本发明中，预先映射了所需的常数，CPU仅通过参照该常数就能够计算电流指令值Id’、Iq’。因此，控制装置无需始终计算转矩脉动，也无需逐一运算抵消转矩脉动的指令值。其结果，能够大幅降低磁铁辅助型磁阻马达的控制中的CPU的负担。

另外，关于本发明的方法，当然能够应用于以2P12S为基体的4P24S等2P12S×n结构的马达，除此以外，在电角360°下产生12波峰的脉动的马达中也能够完全同样地应用。即，根据本发明，通过相同的次数表示用电角表示的脉动波形的各马达与极数/狭槽数无关，能够通过上述同样的高次谐波分量的赋予来降低转矩脉动。

本发明不限于上述那样的实施方式，当然能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变更。

例如，在上述实施方式中，示出了作为无刷马达使用IPM型的磁铁辅助型磁阻马达的例子，但成为对象的马达不限于此。只要是通过基于永磁铁的磁性的吸引力的磁铁转矩、和基于磁路的电感差的磁阻转矩而进行旋转的形式的无刷马达，就能够应用本发明。例如，也能够将本发明应用于不是在转子内埋入磁铁的构造而是在转子外周固定磁铁的构造的无刷马达。

另外，示出了作为在各狭缝44内配置的磁铁45而使用预先按照对应的狭缝44的形状成型了的磁铁的例子，但也可以将熔融状态的磁性树脂充填到各狭缝44内。

产业上的可利用性

在上述实施方式中，示出了将本发明应用于EPS的例子，但其应用对象不限于EPS。例如，也能够将本发明应用于电动汽车、混合动力汽车、空调等家电产品、各种工业机械等中使用的马达。

Claims (10)

1.一种无刷马达的控制方法，该无刷马达具有：

外侧环部；

多个齿部，从该外侧环部朝向径向内侧突出；

定子，具备隔着在该齿部之间形成了的狭槽而线间的感应电压成为正弦波波形的多相的电枢绕组；以及

转子，埋设有永磁铁，在所述定子的内侧旋转自如地配置，

使所述转子通过基于所述永磁铁的磁性的吸引力的磁铁转矩、和基于磁路的电感差的磁阻转矩而旋转，

所述无刷马达的控制方法的特征在于，

根据该无刷马达的负载状态，计算表示通过该无刷马达输出最大转矩的绕组电流值的基波电流，

根据表示所述电枢绕组的相电流和在与基于所述磁铁转矩的转矩脉动相比具有相同振幅和相同周期的反相位的第1高次谐波分量的计算中使用的参数的关系的校正图，计算所述第1高次谐波分量，

根据表示所述电枢绕组的相电流和在与在重叠了所述第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动相比具有相同振幅和相同周期的反相位的第2高次谐波分量的计算中使用的参数的关系的校正图，计算所述第2高次谐波分量，

所述校正图具有：

高次谐波系数图，表示所述电枢绕组的相电流与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量的振幅的关系；以及

相位调整图，表示所述电枢绕组的相电流、和转矩脉动波形与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量之间的相位的偏移的关系，

所述第1高次谐波分量是针对q轴方向的基波电流Iqb附加的Bsin12(θ+β)，其中B：高次谐波振幅系数、θ：旋转角、β：相位的偏移，

所述第2高次谐波分量是针对d轴方向的基波电流Idb附加的Asin12(θ+α)，其中A：高次谐波振幅系数、θ：旋转角、α：相位的偏移，

在所述高次谐波系数图中，储存所述电枢绕组的相电流与所述高次谐波振幅系数A、B的关系，

在所述相位调整图中，储存所述电枢绕组的相电流与所述相位的偏移α、β的关系，

针对所述基波电流分别重叠与基于所述磁铁转矩的转矩脉动对应的所述第1高次谐波分量以及与在重叠了该第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动对应的所述第2高次谐波分量，校正对所述电枢绕组供给的电流。

2.根据权利要求1所述的无刷马达的控制方法，其特征在于，

所述转子具有多个圆弧状狭缝、在各所述狭缝内收容的多个磁铁以及由所述磁铁形成且沿着该转子的圆周方向配置的多个磁极部，

所述狭缝沿着在所述转子的外侧具有中心点的圆弧设置，按照使该狭缝的突侧部位朝向所述转子的中心侧的形状来在所述转子内形成。

3.根据权利要求1所述的无刷马达的控制方法，其特征在于，

所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量在该无刷马达中的转矩脉动率超过5％的高负荷区域中，重叠于所述基波电流。

4.根据权利要求2所述的无刷马达的控制方法，其特征在于，

所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量在该无刷马达中的转矩脉动率超过5％的高负荷区域中，重叠于所述基波电流。

5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的无刷马达的控制方法，其特征在于，

所述无刷马达被用作电动动力转向装置的驱动源。

6.一种无刷马达控制装置，该无刷马达具有：

外侧环部；

多个齿部，从该外侧环部朝向径向内侧突出；

定子，具备隔着在该齿部之间形成了的狭槽而线间的感应电压为正弦波波形的多相的电枢绕组；以及

转子，埋设有永磁铁，在所述定子的内侧旋转自如地配置，

使所述转子通过基于所述永磁铁的磁性的吸引力的磁铁转矩、和基于磁路的电感差的磁阻转矩而旋转，

所述无刷马达控制装置的特征在于，具有：

电流传感器，检测所述电枢绕组的相电流；

基本电流计算部，根据该无刷马达的负载状态，计算表示通过该无刷马达输出最大转矩的绕组电流值的基波电流；

校正分量计算部，根据由所述电流传感器检测到的相电流值，计算与基于所述磁铁转矩的转矩脉动相比具有相同振幅和相同周期的反相位的第1高次谐波分量、和与在重叠了所述第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动相比具有相同振幅和相同周期的反相位的第2高次谐波分量；

校正图，示出了所述相电流和在所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量的计算中使用的参数的关系；以及

电流校正部，将由所述校正分量计算部计算出的与基于所述磁铁转矩的转矩脉动对应的所述第1高次谐波分量以及由所述校正分量计算部计算出的与在重叠了该第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动对应的所述第2高次谐波分量分别重叠到所述基波电流而校正对所述电枢绕组供给的电流，

所述校正图具有：

高次谐波系数图，表示所述电枢绕组的相电流与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量的振幅的关系；以及

相位调整图，表示所述电枢绕组的相电流、和转矩脉动波形与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量之间的相位的偏移的关系，

所述第1高次谐波分量是针对q轴方向的基波电流Iqb附加的Bsin12(θ+β)，其中B：高次谐波振幅系数、θ：旋转角、β：相位的偏移，

所述第2高次谐波分量是针对d轴方向的基波电流Idb附加的Asin12(θ+α)，其中A：高次谐波振幅系数、θ：旋转角、α：相位的偏移，

在所述高次谐波系数图中，储存所述电枢绕组的相电流与所述高次谐波振幅系数A、B的关系，

在所述相位调整图中，储存所述电枢绕组的相电流与所述相位的偏移α、β的关系。

7.根据权利要求6所述的无刷马达控制装置，其特征在于，

所述转子具有多个圆弧状狭缝、在各所述狭缝内收容的多个磁铁以及由所述磁铁形成且沿着该转子的圆周方向配置的多个磁极部，

所述狭缝沿着在所述转子的外侧具有中心点的圆弧设置，按照使该狭缝的突侧部位朝向所述转子的中心侧的形状在所述转子内形成。

8.根据权利要求6或7所述的无刷马达控制装置，其特征在于，

所述无刷马达被用作电动动力转向装置的驱动源。

9.一种将无刷马达用作驱动源的电动动力转向装置，该无刷马达具有：

外侧环部；

多个齿部，从该外侧环部朝向径向内侧突出；

定子，具备隔着在该齿部之间形成了的狭槽而线间的感应电压成为正弦波波形的多相的电枢绕组；以及

转子，埋设有永磁铁，在所述定子的内侧旋转自如地配置，

使所述转子通过基于所述永磁铁的磁性的吸引力的磁铁转矩、和基于磁路的电感差的磁阻转矩而旋转，

所述电动动力转向装置的特征在于，

根据所述无刷马达的负载状态，计算表示通过该无刷马达输出最大转矩的绕组电流值的基波电流，

根据表示所述电枢绕组的相电流和在与基于所述磁铁转矩的转矩脉动相比具有相同振幅和相同周期的反相位的第1高次谐波分量的计算中使用的参数的关系的校正图，计算所述第1高次谐波分量，

根据表示所述电枢绕组的相电流和在与在重叠了所述第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动相比具有相同振幅和相同周期的反相位的第2高次谐波分量的计算中使用的参数的关系的校正图，计算所述第2高次谐波分量，

所述校正图具有：

高次谐波系数图，表示所述电枢绕组的相电流与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量的振幅的关系；以及

相位调整图，表示所述电枢绕组的相电流、和转矩脉动波形与所述第1高次谐波分量以及第2高次谐波分量之间的相位的偏移的关系，

所述第1高次谐波分量是针对q轴方向的基波电流Iqb附加的Bsin12(θ+β)，其中B：高次谐波振幅系数、θ：旋转角、β：相位的偏移，

所述第2高次谐波分量是针对d轴方向的基波电流Idb附加的Asin12(θ+α)，其中A：高次谐波振幅系数、θ：旋转角、α：相位的偏移，

在所述高次谐波系数图中，储存所述电枢绕组的相电流与所述高次谐波振幅系数A、B的关系，

在所述相位调整图中，储存所述电枢绕组的相电流与所述相位的偏移α、β的关系，

针对所述基波电流分别重叠与基于所述磁铁转矩的转矩脉动对应的所述第1高次谐波分量以及与在重叠了该第1高次谐波分量的状态下产生的基于所述磁阻转矩的转矩脉动对应的所述第2高次谐波分量，校正对所述电枢绕组供给的电流。

10.根据权利要求9所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述转子具有多个圆弧状狭缝、在各所述狭缝内收容的多个磁铁、以及由所述磁铁形成且沿着该转子的圆周方向配置的多个磁极部，

所述狭缝沿着在所述转子的外侧具有中心点的圆弧设置，按照使该狭缝的突侧部位朝向所述转子的中心侧的形状在所述转子内形成。