CN110121837B - 马达控制装置、马达系统、马达控制方法和集成电路装置 - Google Patents

Abstract

本公开的马达控制装置具有：第1电路(10)，其决定d轴0次电流和q轴0次电流；第2电路(20)，其根据转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流；以及第3电路(30)，其分别决定在d轴0次电流中重叠了d轴6次谐波电流后的的值和在q轴0次电流中重叠了q轴6次谐波电流后的值作为d轴电流指令值和q轴电流指令值。d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6具有如下的值：与振幅i_d6和振幅i_q6双方为零的情况相比，使电角6次径向力降低，并且，与振幅i_d6、i_q6和相位θ_d6、θ_q6为使电角6次径向力最小化的值的情况相比，使电角8次径向力降低。

Description

马达控制装置、马达系统、马达控制方法和集成电路装置

技术领域

本发明涉及永久磁铁同步马达用的马达控制装置、马达系统和马达控制方法。此外，本公开还涉及这种马达控制中使用的集成电路装置。

背景技术

马达的振动和噪音的原因之一是马达的半径方向(径向)上产生的电磁激振力激励定子的振动。径向的电磁激振力被称作“径向力”，在转子与定子的各齿之间产生该径向力。在径向力中存在伴随转子的旋转而以不同的时间周期进行振动的多阶次成分(高次谐波成分)。多阶次成分中的电角6次的径向力(以下有时简称作“6次径向力”。)较强地激励定子的圆环模式的振动，因此，有时由于谐振而引起较大的振动和噪音。

在日本特开2016-25810号公报中公开了在d轴和q轴中的至少一方的电流中重叠电角6次的高次谐波电流来抑制6次径向力的马达控制装置。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2016-25810号公报

发明内容

发明要解决的课题

根据本发明人的研究，可知在日本特开2016-25810号公报所公开的马达控制装置中，能够抑制6次径向力，但是，有时电角8次的径向力(以下有时简称作“8次径向力”。)增加。根据马达的构造和驱动状态，有时8次径向力由于谐振而使马达的振动和噪音大幅增加。

本公开的实施方式提供能够抑制可能由于高次谐波电流的重叠而产生的8次径向力的增加、并且降低6次径向力的马达控制装置和马达控制方法。此外，本公开的实施方式提供具有该马达控制装置的马达系统和用于控制马达的集成电路装置。

用于解决课题的手段

在例示的实施方式中，本公开的马达控制装置对具有转子和定子的永久磁铁同步马达进行控制，其中，所述马达控制装置具有：第1电路，其决定d轴0次电流和q轴0次电流；第2电路，其根据所述转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流；以及第3电路，其分别决定在所述d轴0次电流中重叠了所述d轴6次谐波电流后的值和在所述q轴0次电流中重叠了所述q轴6次谐波电流后的值作为d轴电流指令值和q轴电流指令值。所述d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及所述q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6具有如下的值：与所述振幅i_d6和所述振幅i_q6双方为零的情况相比，使电角6次径向力降低，并且，与所述振幅i_d6、i_q6和所述相位θ_d6、θ_q6为使电角6次径向力最小化的值的情况相比，使电角8次径向力降低。

本公开的马达系统具有：上述马达控制装置；以及具有转子和定子的永久磁铁同步马达。

在例示的实施方式中，本公开的马达控制方法对具有转子和定子的永久磁铁同步马达进行控制，其中，所述马达控制方法包括以下步骤：决定d轴0次电流和q轴0次电流；根据所述转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流，即，决定所述振幅i_d6、i_q6和所述相位θ_d6、θ_q6，以使得与所述振幅i_d6和所述振幅i_q6双方为零的情况相比，使电角6次径向力降低，并且，与所述振幅i_d6、i_q6和所述相位θ_d6、θ_q6为使电角6次径向力最小化的值的情况相比，使电角8次径向力降低；以及分别决定在所述d轴0次电流中重叠了所述d轴6次谐波电流后的值和在所述q轴0次电流中重叠了所述q轴6次谐波电流后的值作为d轴电流指令值和q轴电流指令值。

本公开的集成电路装置用于对具有转子和定子的永久磁铁同步马达进行控制，其中，所述集成电路装置具有信号处理用处理器和存储器，所述存储器存储有使所述信号处理用处理器执行以下处理的程序：决定d轴0次电流和q轴0次电流；根据所述转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流；以及分别决定在所述d轴0次电流中重叠了所述d轴6次谐波电流后的值和在所述q轴0次电流中重叠了所述q轴6次谐波电流后的值作为d轴电流指令值和q轴电流指令值。所述d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及所述q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6具有如下的值：与所述振幅i_d6和所述振幅i_q6双方为零的情况相比，使电角6次径向力降低，并且，与所述振幅i_d6、i_q6和所述相位θ_d6、θ_q6为使电角6次径向力最小化的值的情况相比，使电角8次径向力降低。

发明效果

根据本公开的实施方式，能够抑制可能由于电角6次的高次谐波电流的重叠而产生的8次径向力的增加，并且降低6次径向力。

附图说明

图1是示意地示出本公开的马达控制系统的非限定性例示的实施方式的结构的图。

图2是示意地示出本公开的集成电路装置的非限定性例示的实施方式的结构的图。

图3是示出本公开的马达控制方法的实施方式中的步骤的流程图。

图4A是示出本公开的实施例中的模拟的结果的曲线图。

图4B是示出本公开的实施例中的实测结果的曲线图。

具体实施方式

在具有转子和定子的永久磁铁同步马达内，穿过位于转子与定子的各齿之间的气隙的磁通主要在半径(径)方向和周向上流动。其结果是，在定子与转子之间，不仅产生周向的力(扭矩)，还产生径向的力(径向力)。这些力被称作“电磁力”。生成电磁力的磁通包含基于转子内的永久磁铁的磁通成分和对定子的绕组进行通电而形成的磁通成分。贯通各齿的磁通成分的大小在空间和时间上变化，因此，电磁力也在空间和时间上变化。这成为电磁振动的原因。针对流过定子的绕组的电流重叠具有满足特定条件的振幅和相位的高次谐波电流，由此，能够减少由于马达驱动时的径向力而引起的振动和噪音。

在所述日本特开2016-25810号公报所公开的装置中，为了降低电角6次的径向力，在通常的d轴和q轴电流(0次电流)中的至少一方中重叠电角6次的高次谐波电流(以下有时简称作“6次谐波电流”。)。在该装置中，对6次谐波电流的振幅进行校正，但是，以d轴和q轴各自的6次谐波电流的相位设定为相同值为前提。与此相对，在本公开的实施方式中，为了抑制可能由于6次谐波电流的重叠而产生的8次径向力的增加，决定d轴和q轴中的6次谐波电流的振幅和相位双方满足特定的条件(约束条件)。

在对本公开的实施方式进行说明之前，对径向力的产生原因进行说明。

在定子的各齿中，当设磁通为

齿前端的面积为S、交链磁通为Ψ、绕组的匝数为N时，各齿内的磁通密度B通过下述数学式1的式子表示。

[数学式1]

磁通密度B由半径方向磁通密度B_r和周向磁通密度B_θ构成。当设真空的磁导率为μ₀时，根据麦克斯韦的应力式，作用于各齿的径向力F_r具有通过下述数学式2的式子表示的大小。

[数学式2]

一般而言，在半径方向磁通密度B_r与周向磁通密度B_θ之间存在B_r ²>>B_θ ²的关系。因此，当假设磁通密度B在积分面内同样分布时，径向力F_r能够如下述数学式3所示近似。

[数学式3]

径向力F_r的近似式还如下所述进行变形。

[数学式4]

根据数学式4的式子可知，作用于各齿的径向力F_r与齿的交链磁通Ψ的平方成比例。交链磁通Ψ通过转子的永久磁铁生成的永久磁铁成分Ψ_m与流过定子的绕组的电流生成的电流成分Ψ_i的线性耦合表示，因此，以下的数学式5的式子成立。

[数学式5]

Ψ＝Ψ_m+Ψ_i

因此，在以UVW相的3相驱动的永久磁铁同步马达中，UVW相的各齿的径向力F_rU、F_rV、F_rW通过以下的数学式6的式子表示。

[数学式6]

这里，Ψ_mU、Ψ_mV、Ψ_mW分别是基于永久磁铁的U、V、W相的交链磁通。Ψ_iU、Ψ_iV、Ψ_iW分别是基于绕组电流的U、V、W相的交链磁通。常数A是2μ₀N²S的倒数。

通过对上述数学式6的式子进行dq/UVW转换，能够将各齿的径向力记述为d轴电流i_d0和q轴电流i_q0的函数。d轴和q轴是与转子一起旋转的同步旋转坐标。d轴的“d”是“direct”的首字母，d轴朝向转子的永久磁铁的N极方向。q轴的“q”是“quadrature”的首字母，q轴朝向相对于d轴以电角90°正交的方向。

U相的径向力F_rU使用d轴磁通Ψ_d和q轴磁通Ψ_q通过以下式子表示。

[数学式7]

这里，θ是表示转子的旋转位置的电角。d轴磁通Ψ_d和q轴磁通Ψ_q通过下述式子表示。

[数学式8]

这里，Ψ_md0和Ψ_md6分别是由永久磁铁产生的d轴交链磁通的0次成分和6次成分的振幅。Ψ_mq6是由永久磁铁产生的q轴交链磁通的6次成分的振幅。此外，L_d0和L_q0分别是d轴自感的0次成分和q轴自感的0次成分。i_d0和i_q0分别是未重叠高次谐波电流的状态的d轴电流和q轴电流(0次电流)。

在绕组电流中未重叠6次谐波电流时，在dq坐标上，也产生根据转子的旋转位置θ而变化的6次谐波成分的交链磁通。由转子的永久磁铁产生的U、V、W相的交链磁通Ψ_mU、Ψ_mV、Ψ_mW分别作为根据转子的旋转位置θ而变化的1次、5次、7次的高次谐波成分之和而近似地展开，因此产生数学式8的式子中的右边第1项的6次的高次谐波成分。该展开通过以下的式子表达。

[数学式9]

该数学式9的式子中不存在3次的高次谐波成分的理由是U、V、W相的交链磁通Ψ_mU、Ψ_mV、Ψ_mW的总和为零。当对上述数学式9的式子进行dq/UVW转换时，得到数学式8的式子的右边第1项。数学式8的式子的右边第1项表示基于转子的永久磁铁的交链磁通成分，右边第2项表示基于绕组电流的交链磁通成分。在右边第2项的基于绕组电流的交链磁通成分中，忽略电感的高次谐波和dq轴电流i_d0、i_q0的干涉。

在本公开的实施方式中，控制绕组电流，将数学式8的式子中的第2项的交链磁通成分调整为适当值。具体而言，在通常的d轴电流i_d0和q轴电流i_q0中分别重叠d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流。当设重叠高次谐波电流之前的通常的d轴电流和q轴电流(0次电流)分别为i_d0和i_q0时，例如能够根据从外部给出的扭矩指令值和速度指令值，通过公知的矢量控制运算决定d轴电流i_d0和q轴电流i_q0。当根据这样决定的0次电流(dq轴电流i_d0、i_q0)控制马达时，产生所述6次径向力。在本公开的实施方式中，重叠d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流，以降低6次径向力，但是，此时，对6次谐波电流的振幅和相位赋予特定关系(约束条件)，以抑制8次径向力的增加。

当设d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流分别为i_d0cos(6θ+θ_d6)和i_q0cos(6θ+θ_q6)时，d轴电流i_d和q轴电流i_q通过下述式子表示。

[数学式10]

当利用数学式10的式子中的d轴电流i_d和q轴电流i_q置换所述数学式8的式子中的d轴电流i_d0和q轴电流i_q0时，能够将d轴磁通Ψ_d和q轴磁通Ψ_q看作d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流的振幅和相位的函数。其结果是，能够通过d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流的振幅和相位调整数学式7中的U相的径向力F_rU。

在本公开的实施方式中，L_d0×i_d6与L_q0×i_q6相等，并且，d轴6次谐波电流的相位θ_d6与q轴6次谐波电流的相位θ_q6之差与π相等。通过这样确定振幅和相位，能够抑制8次径向力的增加。也可以说该条件是抑制8次径向力的增加的约束条件。

另外，本公开中的“A与B相等”的表达不限于A和B完全一致，意味着|A-B|/(A+B)为0以上且0.1以下的范围。

<8次径向力的增加的抑制>

对通过上述约束条件抑制8次径向力的增加的理由进行说明。

将数学式10的式子代入数学式8的式子中，根据数学式7的式子求出U相的径向力F_rU后，F_rU通过0次、2次、4次、6次、8次、…的径向力之和表示。其中，8次径向力F’_r8通过以下的数学式11的式子表示。

[数学式11]

在数学式11的第1行的式子中，右边第1项是未重叠高次谐波电流时的电角8次的径向力。与此相对，右边第2项是由于d轴的6次谐波电流的重叠而产生的电角8次的径向力，右边第3项是由于q轴的6次谐波电流的重叠而产生的电角8次的径向力。另外，F_d8和F_q8是根据马达的驱动条件确定的常数。

在本公开的优选实施方式中，为了抑制由于高次谐波电流的重叠而引起的8次径向力F’_r8的增加，满足以下的数学式12和数学式13的关系。

[数学式12]

L_d0i_d6＝L_q0i_q6

[数学式13]

θ_d6＝θ_q6+π

当以满足上述数学式12和数学式13的关系的方式设定6次谐波电流的振幅i_d6、i_q6和相位θ_d6、θ_q6后，表示8次径向力F’_r8的数学式11的式子中的下述2项相互抵消。

[数学式14]

{L_d0i_d6 cos(8θ+θ_d6)+L_q0i_q6 cos(8θ+θ_q6)}

同样，表示8次径向力F’_r8的数学式11的式子中的下述2项也相互抵消。

[数学式15]

{-L_d0i_d6sin(8θ+θ_d6)-L_q0i_q6sin(8θ+θ_q6)

其结果是，能够使由于6次谐波电流的重叠而引起的8次径向力的增加量为零。另外，由于6次谐波电流的重叠而引起的8次径向力的增加量不需要为零，根据条件，与不重叠6次谐波电流的情况相比，有时8次径向力减少。

另外，如上所述，在本公开的实施方式中，L_d0×i_d6和L_q0×i_q6不需要完全一致。此外，d轴6次谐波电流的相位θ_d6与q轴6次谐波电流的相位θ_q6之间的相位差也不需要与π完全一致。即，如果|L_d0×i_d6-L_q0×i_q6|/(L_d0×i_d6+L_q0×i_q6)为0以上且0.1以下的范围、且|(θ_d6-θ_q6)-π|/[(θ_d6-θ_q6)+π]为0以上且0.1以下的范围，则充分得到抑制由于6次谐波电流的重叠而引起的8次径向力的增加的效果。

<6次径向力的降低>

在本公开的实施方式中，在上述约束条件下，进一步调整高次谐波电流的振幅和相位，以减少6次径向力。下面对这点进行说明。

在本公开的实施方式中，6次径向力F’_r6能够通过以下的数学式16的式子表达。

[数学式16]

数学式16的式子的右边通过未重叠高次谐波电流的d轴0次电流和q轴0次电流流过定子的绕组时在转子与定子之间产生的6次径向力f_r6·cos(6θ+θ_r6)与由6次谐波电流产生的6次径向力即F_d6·i_d6cos(6θ+θ_d6)+F_q6·i_q6cos(6θ+θ_q6)之和表示。另外，F_d6和F_q6是通过马达的驱动条件确定的常数。

数学式16的第1行的等式中的右边的第2项+第3项相对于右边第1项的6次径向力具有相反相位的关系，由此，能够使合计6次径向力F’_r6比6次径向力F_r6小。

另外，在忽略数学式12和数学式13的约束条件来决定i_d6、i_q6、θ_d6和θ_q6以使6次径向力F’_r6最小化的情况下，具有这样决定的i_d6、i_q6、θ_d6和θ_q6的6次谐波电流的重叠大幅增加8次径向力F’_r8。具体而言，在将使6次径向力F’_r6最小化的i_d6、i_q6、θ_d6和θ_q6代入数学式11的式子中时，sin8θ的项的振幅增大到2倍。在本公开的实施方式中，能够抑制这种8次径向力F’_r8的增大。

这里，上述数学式16的式子中出现的i_d6、i_q6、θ_d6和θ_q6满足数学式12和数学式13的关系(约束条件)，因此，能够变形为下述数学式17的式子。

[数学式17]

数学式17的式子还能够变形为下述数学式18的式子。

[数学式18]

上述数学式18的式子中的右边第1项是基于0次电流的成分，第2项是基于6次谐波电流的成分。如果以满足下述数学式19和数学式20的式子的方式决定i_d6和θ_d6的值，则6次径向力F’_r6成为零。

[数学式19]

[数学式20]

在数学式19和数学式20的式子中的等号的两边的值不完全一致的情况下，也能够使6次径向力F’_r6接近零。即，在数学式19和数学式20的式子中，“右边的值与左边的值相等”这样的关系成立即可。如上所述，该关系是如下关系：在“A与B相等”的表达中，不限于A和B完全一致，|A-B|/(A+B)为0以上且0.1以下的范围即可。

<马达控制装置和控制系统的结构例>

参照图1对本公开的马达控制系统的非限定性例示的实施方式进行说明。在图示的例子中，本实施方式的马达控制系统1000具备具有转子100R和定子100S的永久磁铁同步马达100、用于测定或估计转子100R的位置的位置传感器200、以及对永久磁铁同步马达100进行控制的马达控制装置300。

永久磁铁同步马达100的结构没有特别限定。可以是永久磁铁嵌入转子100R的表面的表面磁铁型马达(SPM)，也可以是永久磁铁嵌入转子100R的内部的嵌入磁铁型马达(IPM)。此外，定子100S的绕组不限于集中绕组，也可以是分布绕组。位置传感器200的典型例是霍尔元件或霍尔IC等磁传感器、旋转编码器、旋转变压器。位置传感器200不是不可或缺的，能够采用以无传感器方式估计转子100R的位置的结构。

马达控制装置300具有通过公知的矢量控制来决定0次电流(d轴0次电流i_d0和q轴0次电流i_q0)的第1电路10、根据转子100R的位置决定高次谐波电流(d轴6次谐波电流i_dh和q轴6次谐波电流i_qh)的第2电路20、以及决定电流指令值的第3电路30。

另外，第3电路30分别决定在d轴0次电流i_d0中重叠了d轴6次谐波电流i_dh的值和在q轴0次电流i_q0中重叠了q轴6次谐波电流i_qh的值，作为d轴电流指令值i_d和q轴电流指令值i_q。在图示的例子中，第3电路30包含在马达控制装置300所具有的矢量控制电路40中。矢量控制电路40根据d轴电流指令值i_d和q轴电流指令值i_q决定d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q。

除此之外，马达控制装置300还具有进行UVW/dq转换的第1转换电路50、进行dq/UVW转换的第2转换电路60、逆变器70和将位置传感器200的输出所表示的机械角(θm)转换为电角(θe)的电路80。第1转换电路50根据d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q生成U相电压指令值vu、V相电压指令值vv、W相电压指令值vw，并将其输出到逆变器70。逆变器70将U相电压u、V相电压v、W相电压w分别施加给永久磁铁同步马达100的U相绕组、V相绕组、W相绕组，在各相的绕组中流过期望的电流。能够在逆变器70的前级设置根据电压指令值vu、vv、vw生成PWM信号的电路、根据PWM信号生成对逆变器70内的晶体管进行开关的栅极驱动信号的栅极驱动器。这些要素是公知的，为了简化而省略记载。

在本公开的马达控制装置300中，d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6具有如下的值：与振幅i_d6和振幅i_q6双方为零的情况相比，使电角6次径向力降低，并且，与振幅i_d6、i_q6和相位θ_d6、θ_q6为使电角6次径向力最小化的值的情况相比，使电角8次径向力降低。能够使用所述计算式执行用于决定这种振幅i_d6、i_q6和相位θ_d6、θ_q6的运算。但是，代替实时执行这种运算，也可以根据通过马达的电气机械特性确定的各种参数以及用于决定0次电流的指令值和检测值，从事先准备的表中读出数值，由此决定振幅i_d6、i_q6和相位θ_d6、θ_q6。

第1电路10、第2电路20、第3电路30、矢量控制电路40、第1转换电路50和第2转换电路60等结构要素的一部分或全部能够通过集成电路装置实现。这种集成电路装置典型地能够通过1个或多个半导体部件形成。

<集成电路装置的结构例>

参照图2对本公开的集成电路装置的非限定性例示的实施方式进行说明。图2所例示的集成电路装置500具有信号处理用处理器520和存储器540。存储器540存储使信号处理用处理器520执行以下处理的程序。

■决定d轴0次电流和q轴0次电流的处理

■根据转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流的处理

■分别决定在d轴0次电流中重叠了d轴6次谐波电流后的值和在q轴0次电流中重叠了q轴6次谐波电流后的值作为d轴电流指令值和q轴电流指令值的处理

d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6具有如下的值：与振幅i_d6和振幅i_q6双方为零的情况相比，使电角6次径向力降低，并且，与振幅i_d6、i_q6和相位θ_d6、θ_q6为使电角6次径向力最小化的值的情况相比，使电角8次径向力降低。

该集成电路装置500具有将来自位置传感器200的模拟信号转换为数字信号的A/D转换器560、以及将来自检测流过马达100的绕组的电流的传感器(未图示)的模拟信号转换为数字信号的A/D转换器580。

该例子中的集成电路装置500输出提供给逆变器70的PWM信号。逆变器70中的至少一部分也可以包含在集成电路装置500中。这种集成电路装置500典型地通过在1个封装内相互连接1个或多个半导体芯片来实现。集成电路装置500的一部分或全部例如能够通过在通用的微控制器单元(MCU)中写入本公开特有的程序来实现。

<马达控制方法的结构例>

参照图3对本公开的马达控制方法的实施方式进行说明。

首先，在步骤S1中，接收扭矩指令值等指令值和传感器检测值，决定d轴0次电流和q轴0次电流。在决定时，也可以使用将各种指令值和传感器检测值与d轴0次电流和q轴0次电流的指令值关联起来的表。这种表能够记录在马达控制装置内置的存储器中。例如能够根据扭矩指令值、马达旋转速度、马达施加电压等决定d轴0次电流和q轴0次电流各自的大小。此外，也可以根据从未图示的速度控制器输出的速度指令和实际速度等决定d轴0次电流和q轴0次电流各自的大小。

在步骤S2中，根据转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流。在该步骤S2中，决定d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6，以使得与未重叠高次谐波电流时相比，电角6次径向力较小，并且，与振幅i_d6、i_q6和相位θ_d6、θ_q6为使电角6次径向力最小化的值的情况相比，使电角8次径向力降低。在决定时，也可以使用将转子的位置等与高次谐波电流的振幅和相位关联起来的表。这种表能够记录在马达控制装置内置的存储器中。

在步骤S3中，分别决定在d轴0次电流中重叠了d轴6次谐波电流后的值和在q轴0次电流中重叠了q轴6次谐波电流后的值，作为d轴电流指令值和q轴电流指令值。

进而，在步骤S4中，根据d轴电流指令值和q轴电流指令值决定d轴电压指令值和q轴电压指令值。

在步骤S5中，根据d轴电压指令值和q轴电压指令值决定UVW相各自的电压指令值。

<实施例>

本发明人针对具有集中绕组的8极12槽的表面永久磁铁同步马达进行了模拟和振动的实测。关于模拟，使用基于电磁场分析用软件的磁场分析的结果进行构造分析。

以马达转速2000[rpm]进行磁场分析和构造分析，以dq轴6次电流的不同指令值调查振动降低的倾向。关于用于输出规定的扭矩的dq轴0次电流，在分析中使用根据扭矩-转速(T-N)曲线决定的值。dq轴0次电流和6次谐波电流通过数学式10的式子给出。

在本模拟中，为了不增大电角8次的径向力，以满足全部所述关系的方式决定6次谐波的振幅和相位的值。具体而言，采用以下的值。

[数学式21]

θ_d6＝90°，θ_q6＝270°，i_d6＝i_q6＝1.5[A]

在本实施例中，数学式12的约束条件中出现的d轴自感的0次成分L_d0和q轴自感的0次成分L_q0均为大约40微亨[μH]，因此，L_d0与L_q0相等。

关于实验，在马达台上安装马达，利用粘接剂在马达壳上固定3轴加速度拾取器，进行振动测定。在进行以dq轴中的0次电流的指令值进行的0～3000[rpm]的振动跟踪分析时，在马达转速为1400～2000[rpm]的范围内，电角6次的振动在500～800[Hz]成为谐振状态。在本实施例中，考虑该谐振状态，使用通过模拟而估计出的dq轴6次电流指令值进行振动的评价。

dq轴的0次电流的指令值是下述数学式22所示的值。

[数学式22]

此外，dq轴的6次谐波电流的指令值是下述数学式23所示的值。

[数学式23]

首先，为了对施加6次谐波电流的指令值的效果进行评价，以转速为2000[rpm]的定速旋转进行实验。

图4A是示出本实施例中的模拟结果的曲线图。该曲线图的横轴示出振动的电角阶次，纵轴是振动加速度。在曲线图中，“一定电流指令”的条的高度示出未重叠电角6次的高次谐波电流时(仅dq轴0次电流)的马达的振动的大小(计算结果)。另一方面，“高次谐波电流指令”的条的高度示出将本实施例中的电角6次的高次谐波电流(数学式23)重叠在dq轴0次电流中时的马达的振动的大小(计算结果)。根据图4A可知，得到电角4次、6次、8次各自的振动降低的计算结果。这些阶次的振动降低的理由是：对应的阶次的径向力减小。

图4B示出本实施例中的实测结果。曲线图的横轴和纵轴与图4A的曲线图中的横轴和纵轴相同。纵轴的“振动加速度”示出通过安装在马达上的加速度传感器计测出的值。在该曲线图中，“一定电流指令”的条的高度示出未重叠电角6次的高次谐波电流时(仅dq轴0次电流)测定出的马达的振动的大小(计测值)。另一方面，“高次谐波电流指令”的条的高度示出将本实施例中的电角6次的高次谐波电流重叠在dq轴0次电流中时测定出的马达的振动的大小(计测值)。根据图4B可知，在将本实施例中的电角6次的高次谐波电流(数学式23)重叠在dq轴0次电流中时，能够降低电角6次的振动，而不使电角4次和8次的振动增加。具体而言，确认了关于电角6次的振动，能够实现10[dB]的降低。另外，与通过模拟得到的电角6次的振动相比，通过实测得到的电角6次的振动变大的原因是：固定在马达台上的永久磁铁同步马达以电角6次的振动进行谐振。

产业上的可利用性

本公开的马达控制装置、马达控制方法、马达系统和集成电路装置能够通过电流控制实现马达的低振动化，因此，能够广泛应用于要求降低振动或噪音的各种永久磁铁同步马达和具有永久磁铁马达的装置或系统。

标号说明

10：第1电路；20：第2电路；30：第3电路；40：矢量控制电路；50：第1转换电路；60：第2转换电路；70：逆变器；100：永久磁铁同步马达；100S：永久磁铁同步马达的定子；100R：永久磁铁同步马达的转子；200：位置传感器；300：马达控制装置；500：集成电路装置；1000：马达系统。

Claims (6)

1.一种马达控制装置，其对具有转子和定子的永久磁铁同步马达进行控制，其中，该马达控制装置具有：

第1电路，其决定d轴0次电流和q轴0次电流；

第2电路，其根据所述转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流；以及

第3电路，其分别决定在所述d轴0次电流中重叠了所述d轴6次谐波电流后的值和在所述q轴0次电流中重叠了所述q轴6次谐波电流后的值而作为d轴电流指令值和q轴电流指令值，

在作为所述永久磁铁同步马达的半径方向上产生的电磁激振力的径向力中，将伴随所述转子的旋转而以不同的时间周期进行振动的多阶次成分中的6次成分和8次成分分别设为电角6次径向力和电角8次径向力的时候，所述d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及所述q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6具有如下的值：与所述振幅i_d6和所述振幅i_q6双方为零的情况相比，使所述电角6次径向力降低，并且，与所述振幅i_d6、i_q6和所述相位θ_d6、θ_q6为使所述电角6次径向力最小化的值的情况相比，使所述电角8次径向力降低，

在设d轴自感的0次成分和q轴自感的0次成分分别为L_d0和L_q0时，

L_d0×i_d6与L_q0×i_q6相等，

所述d轴6次谐波电流的相位θ_d6与所述q轴6次谐波电流的相位θ_q6之差与π相等。

2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，

所述d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6分别具有如下的值：形成相对于所述d轴0次电流和所述q轴0次电流流过所述定子的绕组时在所述转子与所述定子之间产生的所述电角6次径向力具有相反相位的所述电角6次径向力。

3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其中，

在所述d轴0次电流和所述q轴0次电流流过所述定子的绕组时在所述转子与所述定子之间产生的所述电角6次径向力通过f_r6·cos(6θ+θ_r6)来表达、由于所述d轴6次谐波电流和所述q轴6次谐波电流的重叠而在所述转子与所述定子之间产生的具有所述相反相位的所述电角6次径向力通过F_d6·i_d6cos(6θ+θ_d6)+F_q6·i_q6cos(6θ+θ_q6)来表达时，

F_d6和F_q6是由马达的驱动条件确定的常数，θ是表示所述转子的旋转位置的电角，下述式子中的左边的值与右边的值相等，

[数学式24]

4.一种马达系统，其中，该马达系统具有：

权利要求1～3中的任意一项所述的马达控制装置；以及

永久磁铁同步马达，其具有转子和定子。

5.一种马达控制方法，对具有转子和定子的永久磁铁同步马达进行控制，其中，

在作为所述永久磁铁同步马达的半径方向上产生的电磁激振力的径向力中，将伴随所述转子的旋转而以不同的时间周期进行振动的多阶次成分中的6次成分和8次成分分别设为电角6次径向力和电角8次径向力的时候，

该马达控制方法包括以下步骤：

决定d轴0次电流和q轴0次电流；

根据所述转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流，其中决定所述d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及所述q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6，以使得与所述振幅i_d6和所述振幅i_q6双方为零的情况相比，使所述电角6次径向力降低，并且，与所述振幅i_d6、i_q6和所述相位θ_d6、θ_q6为使所述电角6次径向力最小化的值的情况相比，使所述电角8次径向力降低；以及

分别决定在所述d轴0次电流中重叠了所述d轴6次谐波电流后的值和在所述q轴0次电流中重叠了所述q轴6次谐波电流后的值而作为d轴电流指令值和q轴电流指令值，

在设d轴自感的0次成分和q轴自感的0次成分分别为L_d0和L_q0时，

L_d0×i_d6与L_q0×i_q6相等，

所述d轴6次谐波电流的相位θ_d6与所述q轴6次谐波电流的相位θ_q6之差与π相等。

6.一种集成电路装置，其用于对具有转子和定子的永久磁铁同步马达进行控制，其中，

所述集成电路装置具有信号处理用处理器和存储器，

所述存储器存储有使所述信号处理用处理器执行以下处理的程序：

决定d轴0次电流和q轴0次电流；

根据所述转子的位置决定d轴6次谐波电流和q轴6次谐波电流；以及

分别决定在所述d轴0次电流中重叠了所述d轴6次谐波电流后的值和在所述q轴0次电流中重叠了所述q轴6次谐波电流后的值而作为d轴电流指令值和q轴电流指令值，

在作为所述永久磁铁同步马达的半径方向上产生的电磁激振力的径向力中，将伴随所述转子的旋转而以不同的时间周期进行振动的多阶次成分中的6次成分和8次成分分别设为电角6次径向力和电角8次径向力的时候，所述d轴6次谐波电流的振幅i_d6和相位θ_d6以及所述q轴6次谐波电流的振幅i_q6和相位θ_q6具有如下的值：与所述振幅i_d6和所述振幅i_q6双方为零的情况相比，使所述电角6次径向力降低，并且，与所述振幅i_d6、i_q6和所述相位θ_d6、θ_q6为使所述电角6次径向力最小化的值的情况相比，使所述电角8次径向力降低，

在设d轴自感的0次成分和q轴自感的0次成分分别为L_d0和L_q0时，

L_d0×i_d6与L_q0×i_q6相等，

所述d轴6次谐波电流的相位θ_d6与所述q轴6次谐波电流的相位θ_q6之差与π相等。

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