JP2005168195A - インバータ制御装置及びインバータ制御方法並びに記憶媒体 - Google Patents

Abstract

【課題】 モータの相電流波形の歪を効果的に抑制することができるインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】 インバータ制御装置２４は、永久磁石型モータ１２のロータの回転位置に基づいて、インバータ主回路７を介してモータ１２を駆動するために出力する電圧を、ベクトル制御によりｄ軸成分Ｖｄとｑ軸成分Ｖｑとに分離して制御する。そして、補正電圧形成部２１はモータ１２の相電流波形の歪を抑制するための補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成し、目標電圧演算部４によって出力される電圧Ｖｄ，Ｖｑに補正電圧Ｖd'，Ｖq'を夫々加算してインバータ主回路７側に出力する。
【選択図】 図１

Description

インバータ主回路を介して永久磁石型モータを駆動するベクトル制御型のインバータ制御装置、及びインバータ制御方法、並びに記憶媒体に関する。

永久磁石型モータは、界磁磁石をロータの外周面に配置するＳＰＭ（Surface Permanent magnet Motor）構造から、界磁磁石をロータの内部に埋め込むＩＰＭ（Surface Permanent magnet Motor）構造のものがより多く使用される傾向にある。即ち、ＩＰＭ構造のモータは、磁石の磁力によって発生するトルクに加えてリラクタンストルクを得ることができると共に、磁石の使用量を減らすことができるなどの利点を有しているからである。しかし、その一方で、ＩＰＭ構造のモータには、誘起電圧に高調波成分が含まれるためトルク変動が比較的多いという欠点がある。

例えば、特許文献１には、位置センサレス（以下、単にセンサレスと称す）ベクトル制御によって永久磁石型モータ（ブラシレスＤＣモータ）を駆動するインバータ装置が開示されている。その構成を、図６に示す。
この図６において、インバータ装置１は、目標トルク演算部２、目標電流演算部３、目標電圧演算部４、ｄｑ／αβ変換部５、ＰＷＭ信号生成部６、インバータ主回路７、モータ電流検出部８、三相／二相変換部９、αβ／ｄｑ変換部１０および位置推定部１１から構成されている。

インバータ主回路７は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を三相ブリッジ接続してなる電圧型インバータとして構成され、モータ電流検出部８は、ａ相、ｂ相、ｃ相の各モータ電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ（以下、単に電流と称す）を検出するホールＣＴにより構成されている。その他の構成部分は、ＤＳＰなどのプロセッサからなる制御手段によりソフトウェア処理されるようになっている。また、ＰＷＭ信号生成部６は、インバータ主回路７に対して擬似正弦波電圧信号が出力されるようにパルス幅が変化する３相のＰＷＭ信号を生成するもので、αβ／ＵＶＷの二相／三相変換部を含んでいる。

インバータ装置１により駆動されるモータ１２は、例えば回転子に４極の永久磁石を有する突極形モータである。インバータ装置１は、界磁方向（d軸）の電流とそれに直交する方向（ｑ軸）の電流とを独立して制御するいわゆるベクトル制御を行うため、モータ１２の回転速度の制御を行う速度制御ループと、モータ１２の電流を制御する電流制御ループとを有して構成されている。そして、これらの制御機能は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）或いはＲＩＳＣ（Reduced Instruction Set Computer）アーキテクチャのマイクロコンピュータなどのソフトウエア（プログラム）によって実現されている。

また、特許文献１に開示されている構成では、目標トルク演算部２及び目標電圧演算部４において、ＰＩＤ調節器１５及び１８，１９により比例・積分・微分演算を行なっているが、必要に応じて比例・積分のみを行うＰＩ調節器を用いても良い。
特開２００３−２０９９８９

モータ１２をインバータ装置１によって駆動する場合には、インバータ主回路７の上下アームの短絡を防止するためデッドタイムを設けるのが通常であり、そのデッドタイムの影響によってもモータ１２の電流波形は歪んでしまう。即ち、永久磁石型モータの誘起電圧に含まれる高調波成分とインバータ主回路におけるデッドタイムの影響とを受け、モータの電流波形が歪んでいる状態でセンサレスベクトル制御によりモータを駆動しようとすると、以下のような影響が発生する。

・トルク変動が増加する。
・制御が不安定になる。
尚、これらの問題は、センサレスベクトル制御方式に限るものではなく、ホールＩＣ或いはエンコーダのような位置センサを用いて行うベクトル制御方式においても、同様の影響がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータの相電流波形の歪を効果的に抑制することができるインバータ制御装置、及びインバータ制御方法、並びにインバータを制御するコンピュータプログラムが記憶された記憶媒体を提供することにある。

本発明のインバータ制御装置は、永久磁石型モータについてロータの回転位置を検出し、その回転位置に基づいて、インバータ主回路を介して前記モータを駆動するために出力する電圧を、当該モータを構成する界磁磁石が発生する磁束の方向に対して平行な成分Ｖｄと、前記方向に対して直交する方向成分Ｖｑとに分離して制御するベクトル制御型のものにおいて、
前記モータの相電流波形の歪を抑制するための補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成する補正電圧形成手段を備え、
ベクトル制御における電流制御系によって形成される電圧Ｖｄ,Ｖｑに、前記補正電圧Ｖd'，Ｖq'を夫々加算して前記インバータ主回路側に出力することを特徴とする。

即ち、永久磁石型モータの相電流に歪が発生することが予測される場合、その歪の状態を事前に観測し、発生している歪を打ち消すように補正電圧を形成し、電流制御系によって得られる出力電圧Ｖｄ,Ｖｑに加算することで、相電流の歪は抑制される。その結果、トルク変動も減少する。

本発明によれば、永久磁石型モータをベクトル制御によって駆動する場合に、トルク変動が減少するので駆動時の振動や騒音を低減することができる。また、ベクトル制御の制御系が安定するようになる。

以下、本発明の一実施例について図１乃至図５を参照して説明する。尚、図６と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。本実施例では、図６に示すインバータ装置１の構成に補正電圧形成部（補正電圧形成手段）２１が加えられている。また、目標電圧演算部４とｄｑ／αβ変換部５との間に加算器２２ｄ，２２ｑが挿入されており、加算器２２ｄ，２２ｑは、目標電圧演算部４によって出力される電圧Ｖｄ，Ｖｑと、補正電圧形成部２１によって出力される補正電圧Ｖd'，Ｖq'とを換算した結果をｄｑ／αβ変換部５に出力するようになっている。尚、目標電圧演算部４，ｄｑ／αβ変換部５，ＰＷＭ信号生成部６，インバータ主回路７，モータ電流検出部８，三相／二相変換部９，αβ／ｄｑ変換部１０で構成される閉ループが、請求項１で言う「電流制御系」に対応する。

補正電圧形成部２１は、モータ１２の相電流波形の歪を抑制するように補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成する。一例として、電流波形の歪が５次，７次の高調波成分による影響が強いことが事前に観測された場合、補正電圧Ｖd'，Ｖq'を以下のように形成する。
Ｖd'＝ｋvd・ｓｉｎ（６θ＋αvd） ・・・（１）
Ｖq'＝ｋvq・ｓｉｎ（６θ＋αvq） ・・・（２）
ここで、ｋvd，ｋvqは補正用振幅係数、αvd，αvqは補正用位相、θは位相推定部１１によって推定されたロータの回転位置である。また、「６θ」の係数「６」は、５次，７次の高調波成分を演算してｄｑ軸上で表すと、６次の成分に変換されるからである。

また、補正電圧形成部２１は、図２に示すデータテーブルを記憶している。このデータテーブルは、横軸にｑ軸電流Ｉｑ，縦軸に回転数ω（角速度より回転数［ｒｐｓ］に換算したもの）をとり、それらに応じて設定される補正用振幅係数ｋvd，ｋvqと、補正用位相αvd，αvqとを配置したものである。尚、図２においては、ｋvd／αvd／ｋvq／αvqという並びで配置されている。以上がインバータ装置２３を構成しているが、インバータ装置２３よりインバータ主回路７を除いたものが、インバータ制御装置２４を構成している。

ここで、本実施例の制御機能もＤＳＰ或いはＲＩＳＣアーキテクチャのマイクロコンピュータなどのソフトウエア（コンピュータプログラム）によって実現されるものだが、請求項１１における「プロセッサ」とは、ＤＳＰやマイクロコンピュータ（或いはＣＰＵ）などを包括する概念である。そして、そのソフトウエアは、ＲＯＭなどの記憶媒体に記憶されているが、必要に応じてフロッピー（登録商標）ディスクやメモリーカードなどの記憶媒体に記憶させ、その記憶内容を書き換え可能なＥＥＰＲＯＭなどに書き込むことで他の複数のインバータ制御装置２４に供給することも可能である。

次に、本実施例の作用について図３乃至図５をも参照して説明する。図３は、補正電圧形成部２１における処理内容を示すフローチャートである。補正電圧形成部２１は、位置推定部１１より推定された回転位置θと回転速度ωとを読み込むと共に、αβ／ｄｑ変換部１０よりｑ軸電流Ｉｑを読み込む（ステップＳ１）。それから、それらの値に基づいて図２に示すデータテーブルを参照し、補正用パラメータｋvd，αvd，ｋvq，αvqを決定する（ステップＳ２）。

例えば、ｑ軸電流Ｉｑが１．００［Ａ］，回転速度ωが２０［ｒｐｓ］であれば、データテーブルによって
ｋvd＝８，αvd＝９０，ｋvq＝１０，αvq＝１５０
のように決定される。尚、パラメータｋvd，ｋvqは歪波成分の振幅に応じた係数であり、パラメータαvd，αvqは、歪波成分を打ち消すような位相を付与するために設定される。尚、位相の単位は［ｄｅｇ］である。
続いて、補正電圧形成部２１は、ステップＳ２で決定したパラメータｋvd，αvd，ｋvq，αvqを（１）,（２）式に代入して、補正電圧Ｖd'，Ｖq'を演算すると（ステップＳ３）、その演算結果を加算器２２ｄ，２２ｑに出力する（ステップＳ４）。

図４は、本発明の電圧電流波形を示すものである。図４（ａ）は、αβ／ｄｑ変換部１０より出力されるｄ軸，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑであり、図４（ｂ）は、目標電圧演算部４より出力されるｄ軸，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑである。そして、図４（ｃ）は、ｄ軸，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑと補正電圧Ｖd'，Ｖq'との夫々の和及びモータ１２のＵ相電流Ｉｕである。図４（ｃ）に示すように、補正電圧Ｖd'，Ｖq'の効果によってＵ相電流Ｉｕの歪は抑制されており、波形は略正弦波となっている。
一方、図５は、比較のため、補正電圧形成部２１により補正を行わない場合の波形を示す。図５（ｃ）に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、高調波成分を含んで歪んでいることが明らかである。

以上のように本実施例によれば、インバータ制御装置２４は、永久磁石型モータ１２のロータの回転位置に基づいて、インバータ主回路７を介してモータ１２を駆動するために出力する電圧を、ベクトル制御によりｄ軸成分Ｖｄとｑ軸成分Ｖｑとに分離して制御する。そして、補正電圧形成部２１は、モータ１２の相電流波形の歪を抑制するための補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成し、目標電圧演算部４によって出力される電圧Ｖｄ，Ｖｑに補正電圧Ｖd'，Ｖq'を夫々加算してインバータ主回路７側に出力するようにした。

即ち、センサレス駆動方式では、相電流波形に歪があるとロータの位置推定を正確に行うことができなくなるが、本実施例では、電流の歪が効果的に抑制されるようになるので、ロータの回転位置推定をより正確に行うことができる。これにより、総合効率を向上させることが可能となる。更に、モータ１２のトルク変動が減少するので駆動時の振動や騒音を低減することができる。加えて、ベクトル制御の制御系が安定するようになる。

また、補正電圧形成部２１は、ロータの回転位置θと、回転速度ω並びにｑ軸電流Ｉｑに応じて補正電圧Ｖd'，Ｖq'を決定するので、補正をより精密に行うことができる。更に、補正電圧形成部２１は、補正電圧Ｖd'，Ｖq'を（１）式、（２）式で示したように三角関数により演算するので、補正電圧Ｖd'，Ｖq'を簡単に得ることができる。
そして、本発明の補正方式は、ＤＳＰやＲＩＳＣなどのソフトウエアによって実施可能であるから、既存の構成に本発明の機能を容易に追加することができる。

本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
補正用パラメータの決定は、ｑ軸電流Ｉｑ，回転速度ωの何れか一方のみに応じて決定しても良い。
（１）式、（２）式はあくまでも一例であり、駆動対象の永久磁石型モータの種類や、インバータ制御装置の制御方式の相違などに応じて、夫々観測される電流波形の歪の状態を参照し、その歪を抑制するように適宜決定すれば良い。

また、（１）式、（２）式に図２のデータテーブルに示すパラメータを代入して演算した結果を予め求めておき、補正電圧形成手段がその演算結果をデータテーブルとして保持しても良い。そして、回転位置θ、ｑ軸電流Ｉｑ，回転速度ωなどに応じて、データテーブルより補正電圧を即値で得るようにしても良い。
また、ｑ軸電流Ｉｑ，回転速度ωによって決定される補正用パラメータｋvd，αvd，ｋvq，αvqについても、関数化して算出するようにしても良い。

永久磁石型モータは、突極型に限ることなく円筒型であっても良い。
電流検出は、三相全てについて行う必要はなく、少なくとも二相について検出し、残りの一相はそれらより推定しても良い。また、ホールＣＴを用いて検出するものに限らず、インバータ主回路７の下アーム側にシャント抵抗を配置し、その端子電圧に基づいて検出を行っても良い。
センサレス方式である必要はなく、ホールＩＣやエンコーダなどの位置センサを用いてベクトル制御を行うものに適用しても良い。

本発明の一実施例であり、インバータ装置の電気的構成を示す機能ブロック図 補正電圧形成部が保持するデータテーブルを示す図 補正電圧形成部における処理内容を示すフローチャート 本発明の電圧電流波形であり、（ａ）はｄ軸，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑ、（ｂ）はｄ軸，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑ、（ｃ）はｄ軸，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑと補正電圧Ｖd'，Ｖq'との夫々の和を示す図 従来技術のように補正電圧Ｖd'，Ｖq'を加えない場合の図４相当図 従来技術を示す図１相当図

符号の説明

図面中、７はインバータ主回路、１２はモータ（永久磁石型モータ）、２１は補正電圧形成部（補正電圧形成手段）、２４はインバータ制御装置を示す。

Claims (11)

1. 永久磁石型モータについてロータの回転位置を検出し、その回転位置に基づいて、インバータ主回路を介して前記モータを駆動するために出力する電圧を、当該モータを構成する界磁磁石が発生する磁束の方向に対して平行な成分Ｖｄと、前記方向に対して直交する方向成分Ｖｑとに分離して制御するベクトル制御型のインバータ制御装置において、
   前記モータの相電流波形の歪を抑制するための補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成する補正電圧形成手段を備え、
   ベクトル制御における電流制御系によって形成される電圧Ｖｄ,Ｖｑに、前記補正電圧Ｖd'，Ｖq'を夫々加算して前記インバータ主回路側に出力することを特徴とするインバータ制御装置。
2. ロータの回転位置は、モータの巻線に流れる相電流を検出し、その相電流に基づいて推定を行う構成であることを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 補正電圧形成手段は、ロータの回転位置及び回転数に応じて補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成することを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ制御装置。
4. 補正電圧形成手段は、ロータの回転位置と、モータの相電流とに応じて補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のインバータ制御装置。
5. 補正電圧形成手段は、補正電圧Ｖd'，Ｖq'をデータテーブルとして保持しており、決定条件に基づいて前記データテーブルを参照することで、補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成することを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のインバータ制御装置。
6. 補正電圧形成手段は、補正電圧Ｖd'，Ｖq'を関数式で表現したものを保持しており、決定条件を前記関数式に与えることで、補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成することを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のインバータ制御装置。
7. 永久磁石型モータについてロータの回転位置を検出し、その回転位置に基づいて、インバータ主回路を介して前記モータを駆動するために出力する電圧を、当該モータを構成する界磁磁石が発生する磁束の方向に対して平行な成分Ｖｄと、前記方向に対して直交する方向成分Ｖｑとに分離して制御するベクトル制御式のインバータ制御方法において、
   前記モータの相電流波形の歪を抑制するための補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成し、
   ベクトル制御における電流制御系によって形成される電圧Ｖｄ,Ｖｑに、前記補正電圧Ｖd'，Ｖq'を夫々加算して前記インバータ主回路側に出力することを特徴とするインバータ制御方法。
8. ロータの回転位置は、モータの巻線に流れる相電流を検出し、その相電流に基づいて推定を行うことを特徴とする請求項７記載のインバータ制御方法。
9. ロータの回転位置及び回転数に応じて補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成することを特徴とする請求項７又は８記載のインバータ制御方法。
10. ロータの回転位置と、モータの相電流とに応じて補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成することを特徴とする請求項７乃至９の何れかに記載のインバータ制御方法。
11. 永久磁石型モータについてロータの回転位置を検出し、その回転位置に基づいて、インバータ主回路を介して前記モータを駆動するために出力する電圧を、当該モータを構成する界磁磁石が発生する磁束の方向に対して平行な成分Ｖｄと、前記方向に対して直交する方向成分Ｖｑとに分離してベクトル制御する構成のインバータについて、そのインバータを制御するプロセッサによって実行されるプログラムが記憶される記憶媒体であって、
    前記モータの相電流波形の歪を抑制するための補正電圧Ｖd'，Ｖq'を形成させ、
    ベクトル制御における電流制御系によって形成される電圧Ｖｄ,Ｖｑに、前記補正電圧Ｖd'，Ｖq'を夫々加算して前記インバータ主回路側に出力させることを特徴とするコンピュータプログラムが記憶される記憶媒体。