WO2018123516A1

WO2018123516A1 - モータ制御装置、モータシステム、モータ制御方法、および集積回路装置

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Publication number: WO2018123516A1
Application number: PCT/JP2017/044179
Authority: WO
Inventors: 正倫綿引; 智也森; 智哉上田
Original assignee: 日本電産株式会社
Priority date: 2016-12-27
Filing date: 2017-12-08
Publication date: 2018-07-05
Also published as: US10848088B2; EP3565106A4; CN110121837B; CN110121837A; EP3565106A1; JP7001064B2; US20190372496A1; JPWO2018123516A1

Abstract

本開示のモータ制御装置は、実施形態において、ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定する第１回路１０と、ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定する第２回路２０と、ｄ軸０次電流にｄ軸６次高調波電流を重畳した値、およびｑ軸０次電流にｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定する第３回路３０とを備える。ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6、ならびにｑ軸６次高調波電流の振幅ｉ_q6および位相θ_q6は、振幅ｉ_d6および振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、振幅ｉ_d6、ｉ_q6および位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させる値を有している。

Description

モータ制御装置、モータシステム、モータ制御方法、および集積回路装置

　本開示は、永久磁石同期モータのためのモータ制御装置、モータシステム、およびモータ制御方法に関する。また、本開示は、このようなモータ制御に用いられる集積回路装置にも関する。

　モータの振動および騒音の原因のひとつは、モータの半径方向（ラジアル方向）に発生する電磁加振力がステータの振動を励起することにある。ラジアル方向の電磁加振力は「ラジアル力」と称され、ロータとステータの各ティースとの間に発生する。ラジアル力には、ロータの回転に伴って異なる時間的周期で振動する複数の次数成分（高調波成分）が存在している。複数の次数成分のうち、電気角６次のラジアル力（以下、単に「６次ラジアル力」と称することがある。）は、ステータの円環モードの振動を強く励起するため、共振によって大きな振動および騒音を引き起こすことがある。

　特開２０１６－２５８１０号公報には、ｄ軸およびｑ軸の少なくとも一方の電流に電気角６次の高調波電流を重畳して６次ラジアル力を抑制するモータ制御装置が開示されている。

特開２０１６－２５８１０号公報

　本発明者らの研究によると、特開２０１６－２５８１０号公報に開示されているようなモータ制御装置では、６次ラジアル力を抑制できるが、電気角８次のラジアル力（以下、単に「８次ラジアル力」と称することがある。）が増加する場合のあることがわかった。モータの構造および駆動状態によっては、８次ラジアル力が共振によってモータの振動および騒音を大きく増加させることがある。

　本開示の実施形態は、高調波電流の重畳によって生じ得る８次ラジアル力の増加を抑制し、かつ、６次ラジアル力を低減することのできるモータ制御装置およびモータ制御装置を提供する。また、本開示の実施形態は、当該モータ制御装置を備えるモータシステム、および、モータを制御するための集積回路装置を提供する。

　本開示のモータ制御装置は、例示的な実施形態において、ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータを制御するモータ制御装置であって、ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定する第１回路と、前記ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定する第２回路と、前記ｄ軸０次電流に前記ｄ軸６次高調波電流を重畳した値、および前記ｑ軸０次電流に前記ｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定する第３回路とを備える。前記ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6、ならびに前記ｑ軸６次高調波電流の振幅ｉ_q6および位相θ_q6は、前記振幅ｉ_d6および前記振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、前記振幅ｉ_d6、ｉ_q6および前記位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させる値を有している。

　本開示のモータシステムは、上記のモータ制御装置と、ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータとを備える。

　本開示のモータ制御方法は、例示的な実施形態において、ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータを制御するモータ制御方法であって、ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定するステップと、前記ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定するステップであって、前記振幅ｉ_d6および前記振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、前記振幅ｉ_d6、ｉ_q6および前記位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させるように、前記振幅ｉ_d6、ｉ_q6および前記位相θ_d6、θ_q6を決定するステップと、前記ｄ軸０次電流に前記ｄ軸６次高調波電流を重畳した値、および前記ｑ軸０次電流に前記ｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定するステップとを包含する。

　本開示の集積回路装置は、ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータを制御するための集積回路装置であって、信号処理プロセッサと、メモリとを備え、前記メモリは、前記信号処理プロセッサに、ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定すること、前記ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定すること、および前記ｄ軸０次電流に前記ｄ軸６次高調波電流を重畳した値、および前記ｑ軸０次電流に前記ｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定することを実行させるプログラムを格納している。前記ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6、ならびに前記ｑ軸６次高調波電流の振幅ｉ_q6および位相θ_q6は、前記振幅ｉ_d6および前記振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、前記振幅ｉ_d6、ｉ_q6および前記位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させる値を有している。

　本開示の実施形態によると、電気角６次の高調波電流の重畳によって生じ得る８次ラジアル力の増加を抑制しつつ、６次ラジアル力を低減することが可能になる。

図１は、本開示によるモータ制御システムの限定的ではない例示的な実施形態の構成を模式的に示す図である。図２は、本開示による集積回路装置の限定的ではない例示的な実施形態の構成を模式的に示す図である。図３は、本開示によるモータ制御方法の実施形態における手順を示すフローチャートである。図４Ａは、本開示による実施例におけるシミュレーションの結果を示すグラフである。図４Ｂは、本開示による実施例における実測結果を示すグラフである。

　ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータ内において、ロータとステータの各ティースとの間にあるエアギャップを通る磁束は、主に半径（ラジアル）方向と周方向に流れる。その結果、ステータとロータとの間には、周方向の力（トルク）だけではなく、ラジアル方向の力（ラジアル力）も発生する。これらの力は「電磁力」と称されている。電磁力を生成する磁束は、ロータ内の永久磁石による磁束成分と、ステータの巻線に通電して形成される磁束成分とを含む。各ティースを貫通する磁束成分の大きさは、空間的および時間的に変化するため、電磁力も空間的および時間的に変化する。これが電磁振動の原因になる。ステータの巻線を流れる電流に対して、特定条件を満足する振幅および位相を持つ高調波電流を重畳することにより、モータ駆動時のラジアル力に起因する振動および騒音を低減することが可能になる。

　前述した特開２０１６－２５８１０号公報に開示されている装置では、電気角６次のラジアル力を低減するために、通常のｄ軸およびｑ軸電流（０次電流）の少なくとも一方に電気角６次の高調波電流（以下、単に「６次高調波電流」と称する場合がある。）を重畳している。この装置では、６次高調波電流の振幅を補正しているが、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれにおける６次高調波電流の位相は、同一の値に設定することを前提にしている。これに対して、本開示の実施形態では、６次高調波電流の重畳によって生じ得る８次ラジアル力の増加を抑制するため、ｄ軸およびｑ軸における６次高調波電流の振幅および位相の両方が特定の条件（拘束条件）を満たすように決定する。

　本開示の実施形態を説明する前に、ラジアル力の発生原因を説明する。

　ステータの各ティースにおいて、磁束をφ、ティース先端の面積をＳ、鎖交磁束をΨ、巻線のターン数をＮ、とすると、各ティース内の磁束密度Ｂは、下記の数１の式で表される。

　磁束密度Ｂは、半径方向磁束密度Ｂ_rと周方向磁束密度Ｂ_θとから構成される。真空の透磁率をμ₀とすると、マックスウェルの応力式により、各ティースに働くラジアル力Ｆ_rは、下記の数２の式で表される大きさを持つ。

　一般に、半径方向磁束密度Ｂ_rと周方向磁束密度Ｂ_θの間には、Ｂ_r ²>> Ｂ_θ ²の関係がある。このため、磁束密度Ｂが積分面内で一様に分布していると仮定すると、ラジアル力Ｆ_rは、下記の数３に示すように近似できる。

　ラジアル力Ｆ_rの近似式は、更に以下のように変形される。

　数４の式から明らかなように、各ティースに働くラジアル力Ｆ_rは、ティースの鎖交磁束Ψの２乗に比例する。鎖交磁束Ψは、ロータの永久磁石が作る永久磁石成分Ψ_mと、ステータの巻線を流れる電流が作る電流成分Ψ_iとの線形結合によって表されるため、以下の数５の式が成立する。

　したがって、ＵＶＷ相の３相で駆動される永久磁石同期モータでは、ＵＶＷ相の各ティースのラジアル力Ｆ_rU、Ｆ_rV、Ｆ_rWは、以下の数６の式で表される。

ここで、Ψ_mU、Ψ_mV、Ψ_mWは、それぞれ、永久磁石によるＵ、Ｖ、Ｗ相の鎖交磁束である。Ψ_iU、Ψ_iV、Ψ_iWは、それぞれ、巻線電流によるＵ、Ｖ、Ｗ相の鎖交磁束である。定数Ａは、２μ₀Ｎ²Ｓの逆数である。

　上記の数６の式について、ｄｑ／ＵＶＷ変換を行うことにより、各ティースのラジアル力をｄ軸電流ｉ_d0およびｑ軸電流ｉ_q0の関数として記述することができる。ｄ軸およびｑ軸は、ロータとともに回転する同期回転座標である。ｄ軸の「ｄ」は「ｄｉｒｅｃｔ」の頭文字であり、ｄ軸はロータの永久磁石のＮ極方向を向く。ｑ軸の「ｑ」は「ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ」の頭文字であり、ｑ軸はｄ軸に対して電気角９０°で直交する方向を向く。

　Ｕ相のラジアル力Ｆ_rUは、ｄ軸磁束Ψ_dとｑ軸磁束Ψ_qを用いて以下の式で表される。

ここで、θはロータの回転位置を示す電気角である。ｄ軸磁束Ψ_dとｑ軸磁束Ψ_qは下記の式で表される。

ここで、Ψ_md0およびΨ_md6は、それぞれ、永久磁石によって生じるｄ軸鎖交磁束の０次成分および６次成分の振幅である。Ψ_mq6は、永久磁石によって生じるｑ軸鎖交磁束の６次成分の振幅である。また、Ｌ_d0およびＬ_q0は、それぞれ、ｄ軸自己インダクタンスの０次成分およびｑ軸自己インダクタンスの０次成分である。ｉ_d0およびｉ_q0は、それぞれ、高調波電流が重畳されない状態のｄ軸電流およびｑ軸電流（０次電流）である。

　巻線電流に６次高調波電流を重畳しないときでも、ｄｑ座標上では、ロータの回転位置θに応じて変化する６次高調波成分の鎖交磁束が発生する。数８の式における右辺第１項の６次の高調波成分は、ロータの永久磁石によって生じるＵ、Ｖ、Ｗ相の鎖交磁束Ψ_mU、Ψ_mV、Ψ_mWが、それぞれ、ロータの回転位置θに応じて変化する１次、５次、７次の高調波成分の和として近似的に展開されために発生する。この展開は、以下の式によって表現される。

　この数９の式に３次の高調波成分が無い理由は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の鎖交磁束Ψ_mU、Ψ_mV、Ψ_mWの総和がゼロであることによる。上記の数９の式に対してｄｑ／ＵＶＷ変換を行うと、数８の式の右辺第１項が得られる。数８の式の右辺第１項は、ロータの永久磁石による鎖交磁束成分を示し、右辺第２項は巻線電流による鎖交磁束成分を示している。右辺第２項の巻線電流による鎖交磁束成分では、インダクタンスの高調波とｄｑ軸電流ｉ_d0、ｉ_q0との干渉を無視している。

　本開示の実施形態では、巻線電流を制御して、数８の式における第２項の鎖交磁束成分を適切な値に調整する。具体的には、通常のｄ軸電流ｉ_d0およびｑ軸電流ｉ_q0に、それぞれ、ｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を重畳する。高調波電流を重畳する前の通常のｄ軸電流およびｑ軸電流（０次電流）を、それぞれ、ｉ_d0およびｉ_q0とすると、ｄ軸電流ｉ_d0およびｑ軸電流ｉ_q0は、例えば外部から与えられたトルク指令値および速度指令値に応じて、公知のベクトル制御演算によって決定され得る。このようにして決定された０次電流（ｄｑ軸電流ｉ_d0、ｉ_q0）に基づいてモータを制御すると、前述した６次ラジアル力が発生する。本開示の実施形態では、６次ラジアル力を低減するようにｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を重畳するが、そのとき、８次ラジアル力の増加を抑制するように６次高調波電流の振幅および位相に特定の関係（拘束条件）を与える。

　ｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を、それぞれ、ｉ_d0ｃｏｓ（６θ＋θ_d6）およびｉ_q0ｃｏｓ（６θ＋θ_q6）とすると、ｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qは、下記の式で表される。

　前述の数８の式におけるｄ軸電流ｉ_d0およびｑ軸電流ｉ_q0を、数１０の式におけるｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qで置き換えると、ｄ軸磁束Ψ_dおよびｑ軸磁束Ψ_qをｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流の振幅および位相の関数としてみることができる。その結果、数７におけるＵ相のラジアル力Ｆ_rUを、ｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流の振幅および位相によって調整することが可能になる。

　本開示の実施形態において、Ｌ_d0×ｉ_d6は、Ｌ_q0×ｉ_q6に等しく、かつ、ｄ軸６次高調波電流の位相θ_d6とｑ軸６次高調波電流の位相θ_q6との差はπに等しい。このように振幅および位相を定めることにより、８次ラジアル力の増加を抑制することができる。この条件は、８次ラジアル力の増加を抑制する拘束条件であると言ってよい。

　なお、本開示における「Ａは、Ｂに等しい」の表現は、ＡとＢとが完全に一致することに限定されず、｜Ａ－Ｂ｜／（Ａ＋Ｂ）が０以上０．１以下の範囲にあることを意味する。

＜８次ラジアル力の増加の抑制＞
　上記の拘束条件によって８次ラジアル力の増加が抑制される理由を説明する。

　数１０の式を数８の式に代入したものを用いて、数７の式からＵ相のラジアル力Ｆ_rUを求めると、Ｆ_rUは、０次、２次、４次、６次、８次、・・・のラジアル力の和によって表される。このうち、８次ラジアル力Ｆ’_r8は、以下の数１１の式で表される。

　数１１の第１行目の式において、右辺第１項は、高調波電流の重畳がないときにおける電気角８次のラジアル力である。これに対して、右辺第２項は、ｄ軸の６次高調波電流の重畳によって生じた電気角８次のラジアル力であり、右辺第３項は、ｑ軸の６次高調波電流の重畳によって生じた電気角８次のラジアル力である。なお、Ｆ_d8およびＦ_q8は、モータの駆動条件によって定まる定数である。

　本開示の好ましい実施形態では、高調波電流の重畳による８次ラジアル力Ｆ’_r8の増加を抑制するため、以下の数１２および数１３の関係が満たされる。

　上記の数１２および数１３の関係を満たすように６次高調波電流の振幅ｉ_d6、ｉ_q6および位相θ_d6、θ_q6が設定されていると、８次ラジアル力Ｆ’_r8を示す数１１の式における下記の２項が互いに相殺される。

　同様に、８次ラジアル力Ｆ’_r8を示す数１１の式における下記の２項も互いに相殺される。

　その結果として、６次高調波電流の重畳に起因する８次ラジアル力の増加量を零にすることが可能になる。なお、６次高調波電流の重畳に起因する８次ラジアル力の増加量は零である必要は無く、条件により、６次高調波電流を重畳しない場合に比べて８次ラジアル力が減少することもある。

　なお、前述したように、本開示の実施形態において、Ｌ_d0×ｉ_d6とＬ_q0×ｉ_q6とは完全に一致する必要はない。また、ｄ軸６次高調波電流の位相θ_d6とｑ軸６次高調波電流の位相θ_q6との位相差がπに完全に一致する必要もない。すなわち、｜Ｌ_d0×ｉ_d6－Ｌ_q0×ｉ_q6｜／（Ｌ_d0×ｉ_d6＋Ｌ_q0×ｉ_q6）が０以上０．１以下の範囲にあり、かつ、｜（θ_d6－θ_q6）－π｜／[（θ_d6－θ_q6）＋π]が０以上０．１以下の範囲にあれば、６次高調波電流の重畳に起因する８次ラジアル力の増加を抑制する効果が充分に得られる。

＜６次ラジアル力の低減＞
　本開示の実施形態では、上記の拘束条件のもとで、６次ラジアル力を減少させるように高調波電流の振幅および位相を更に調整する。以下、この点を説明する。

　本開示の実施形態において、６次ラジアル力Ｆ’_r6は以下の数１６の式で表現することができる。

　数１６の式の右辺は、高調波電流を重畳していないｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流がステータの巻線を流れたときにロータとステータとの間に発生する６次ラジアル力ｆ_r6・ｃｏｓ（６θ＋θ_r6）と、６次高調波電流によって生じる６次ラジアル力、すなわち、Ｆ_d6・ｉ_d6ｃｏｓ（６θ＋θ_d6）＋Ｆ_q6・ｉ_q6ｃｏｓ（６θ＋θ_q6）との和で表されている。なお、Ｆ_d6およびＦ_q6は、モータの駆動条件によって定まる定数である。

　数１６の第１行目の等式における右辺の第２項＋第３項が、右辺第１項の６次ラジアル力に対して逆位相の関係を持つことにより、合計６次ラジアル力Ｆ’_r6を６次ラジアル力Ｆ_r6よりも小さくすることができる。

　なお、数１２および数１３の拘束条件を無視して６次ラジアル力Ｆ’_r6を最小化するようにｉ_d6、ｉ_q6、θ_d6、およびθ_q6を決定した場合、そのようにして決定したｉ_d6、ｉ_q6、θ_d6、およびθ_q6を持つ６次高調波電流の重畳は、８次ラジアル力Ｆ’_r8を大きく増加させてしまう。具体的には、６次ラジアル力Ｆ’_r6を最小化するｉ_d6、ｉ_q6、θ_d6、およびθ_q6を数１１の式に代入すると、ｓｉｎ８θの項の振幅が２倍に増大してしまう。本開示の実施形態では、このような８次ラジアル力Ｆ’_r8の増大を抑制することが可能になる。

　ここで、上記の数１６の式に登場するｉ_d6、ｉ_q6、θ_d6、およびθ_q6は、数１２および数１３の関係（拘束条件）を満足するため、下記の数１７の式に変形することができる。

　数１７の式は、更に下記の数１８の式に変形することができる。

　上記の数１８の式における右辺第１項は０次電流による成分であり、第２項は６次高調波電流による成分である。下記の数１９および数２０の式を満足するようにｉ_d6およびθ_d6の値を決定すれば、６次ラジアル力Ｆ’_r6は零になる。

　数１９および数２０の式における等号の両辺の値が完全に一致しない場合でも、６次ラジアル力Ｆ’_r6を零に近づけることは可能である。すなわち、数１９および数２０の式において、「右辺の値は、左辺の値に等しい」という関係が成立すればよい。この関係は、前述したように、「Ａは、Ｂに等しい」の表現において、ＡとＢとが完全に一致することに限定されず、｜Ａ－Ｂ｜／（Ａ＋Ｂ）が０以上０．１以下の範囲にあればよい関係である。

＜モータ制御装置および制御システムの構成例＞
　図１を参照して、本開示によるモータ制御システムの限定的ではない例示的な実施形態を説明する。図示されている例において、本実施形態のモータ制御システム１０００は、ロータ１００Ｒおよびステータ１００Ｓを備える永久磁石同期モータ１００と、ロータ１００Ｒの位置を測定または推定するための位置センサ２００と、永久磁石同期モータ１００を制御するモータ制御装置３００とを備えている。

　永久磁石同期モータ１００の構成は、特に限定されない。永久磁石がロータ１００Ｒの表面に組み込まれた表面磁石型モータ（ＳＰＭ）であってもよいし、永久磁石がロータ１００Ｒの内部に組み込まれた埋込磁石型モータ（ＩＰＭ）であってもよい。また、ステータ１００Ｓの巻線は集中巻に限定されず、分布巻であってもよい。位置センサ２００の典型例は、ホール素子またはホールＩＣなどの磁気センサ、ロータリエンコーダ、レゾルバである。位置センサ２００は不可欠ではなく、センサレスでロータ１００Ｒの位置を推定する構成を採用し得る。

　モータ制御装置３００は、公知のベクトル制御によって０次電流（ｄ軸０次電流ｉ_d0およびｑ軸０次電流ｉ_q0）を決定する第１回路１０と、ロータ１００Ｒの位置に応じて高調波電流（ｄ軸６次高調波電流ｉ_dhおよびｑ軸６次高調波電流ｉ_qh）を決定する第２回路２０と、電流指令値を決定する第３回路３０とを備えている。

　なお、第３回路３０は、ｄ軸０次電流ｉ_d0にｄ軸６次高調波電流ｉ_dhを重畳した値、およびｑ軸０次電流ｉ_q0にｑ軸６次高調波電流ｉ_qhを重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値ｉ_dおよびｑ軸電流指令値ｉ_qとして決定する。図示されている例において、第３回路３０は、モータ制御装置３００が備えるベクトル制御回路４０に含まれている。ベクトル制御回路４０は、ｄ軸電流指令値ｉ_dおよびｑ軸電流指令値ｉ_qに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖ_dおよびｑ軸電圧指令値ｖ_qを決定する。

　モータ制御装置３００は、他に、ＵＶＷ／ｄｑ変換を行う第１変換回路５０、ｄｑ／ＵＶＷ変換を行う第２変換回路６０、インバータ７０、および、位置センサ２００の出力が示す機械角（θｍ）を電気角（θｅ）に変換する回路８０を備えている。第１変換回路５０は、ｄ軸電圧指令値ｖ_dおよびｑ軸電圧指令値ｖ_qからＵ相電圧指令値ｖｕ、Ｖ相電圧指令値ｖｖ、Ｗ相電圧指令値ｖｗを生成してインバータ７０に出力する。インバータ７０は、Ｕ相電圧ｕ、Ｖ相電圧ｖ、Ｗ相電圧ｗを、それぞれ、永久磁石同期モータ１００のＵ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線に印加して、所望の電流を各相の巻線に流す。インバータ７０の前段には、電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに基づいてＰＷＭ信号を生成する回路、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ７０内のトランジスタをスイッチングするゲート駆動信号を生成するゲートドライバが設けられ得る。これらの要素は公知であり、簡単のため、記載が省略されている。

　本開示のモータ制御装置３００では、ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6、ならびにｑ軸６次高調波電流の振幅ｉ_q6および位相θ_q6は、振幅ｉ_d6および振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、振幅ｉ_d6、ｉ_q6および位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させる値を有している。このような振幅ｉ_d6、ｉ_q6、および位相θ_d6、θ_q6を決定するための演算は、前述した計算式を用いて実行し得る。しかし、このような演算をリアルタイムで実行する代わりに、モータの電気的機械的特性によって定まる各種パラメータ、および、０次電流を決定するために用いられる指令値および検出値に応じて、前もって用意されたテーブルから数値を読み出すことにより、振幅ｉ_d6、ｉ_q6、および位相θ_d6、θ_q6を決定してもよい。

　第１回路１０、第２回路２０、第３回路３０、ベクトル制御回路４０、第１変換回路５０、および第２変換回路６０などの構成要素の一部または全部は、集積回路装置によって実現され得る。このような集積回路装置は、典型的には１個または複数個の半導体部品によって形成され得る。

＜集積回路装置の構成例＞
　図２を参照して、本開示による集積回路装置の限定的ではない例示的な実施形態を説明する。図２に例示されている集積回路装置５００は、信号処理プロセッサ５２０と、メモリ５４０とを備える。メモリ５４０は、信号処理プロセッサ５２０に、以下の処理を実行させるプログラムを格納している。
　・ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定する処理
　・ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定する処理
　・ｄ軸０次電流にｄ軸６次高調波電流を重畳した値、およびｑ軸０次電流にｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定する処理

　ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6、ならびにｑ軸６次高調波電流の振幅ｉ_q6および位相θ_q6は、振幅ｉ_d6および振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、振幅ｉ_d6、ｉ_q6および位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させる値を有している。

　この集積回路装置５００は、位置センサ２００からのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ５６０と、モータ１００の巻線を流れる電流を検出するセンサ（不図示）からのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ５８０とを備えている。

　この例における集積回路装置５００は、インバータ７０に与えるＰＷＭ信号を出力する。インバータ７０の少なくとも一部が集積回路装置５００に含まれていても良い。このような集積回路装置５００は、典型的には、１個また複数個の半導体チップを１個のパッケージ内で相互に接続することによって実現される。集積回路装置５００の一部または全部は、例えば汎用的なマイクロコントローラユニット（ＭＣＵ）に本開示に特有のプログラムを書き込むことによって実現され得る。

＜モータ制御方法の構成例＞
　図３を参照して、本開示によるモータ制御方法の実施形態を説明する。

　まず、ステップＳ１において、トルク指令値などの指令値およびセンサ検出値を受け取り、ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定する。決定に際しては、各種の指令値およびセンサ検出値と、ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流の指令値とを関係づけるテーブルを用いても良い。そのようなテーブルは、モータ制御装置が内蔵するメモリに記録され得る。ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流のそれぞれの大きさは、例えば、トルク指令値、モータ回転速度、モータ印加電圧などに基づいて決定することができる。また、不図示の速度制御器から出力される速度指令および実速度などに基づいて、ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流のそれぞれの大きさを決定しても良い。

　ステップＳ２において、ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定する。このステップＳ２では、高調波電流を重畳しないときよりも電気角６次ラジアル力が小さくなるように、かつ、振幅ｉ_d6、ｉ_q6および位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させるように、ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6、ならびにｑ軸６次高調波電流の振幅ｉ_q6および位相θ_q6を決定する。決定に際しては、ロータの位置などと高調波電流の振幅および位相とを関係づけるテーブルを用いても良い。そのようなテーブルは、モータ制御装置が内蔵するメモリに記録され得る。

　ステップＳ３では、ｄ軸０次電流にｄ軸６次高調波電流を重畳した値、およびｑ軸０次電流にｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定する。

　更に、ステップＳ４では、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に基づいて、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を決定する。

　ステップＳ５では、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値に基づいて、ＵＶＷ相のそれぞれの電圧指令値を決定する。

＜実施例＞
　本発明者らは、集中巻の８極１２スロットを有する表面永久磁石同期モータについて、シミュレーションおよび振動の実測を行った。シミュレーションについては、電磁界解析用ソフトウェアによる磁界解析の結果を用いて構造解析を行った。

　磁界解析と構造解析は、モータ回転数２０００［ｒｐｍ］で行い、ｄｑ軸６次電流の異なる指令値で振動低減の傾向を調べた。所定のトルクを出すためのｄｑ軸０次電流は、トルク－回転数（Ｔ－Ｎ）曲線に基づいて決定した値を解析に使用した。ｄｑ軸０次電流および６次高調波電流は、数１０の式によって与えられる。

　本シミュレーションでは、電気角８次のラジアル力を増大させないようにするため、前述した関係を全て満足するように６次高調波の振幅および位相の値を決定した。具体的には、以下の値を採用した。

　本実施例において、数１２の拘束条件に現れるｄ軸自己インダクタンスの０次成分Ｌ_d0、およびｑ軸自己インダクタンスの０次成分Ｌ_q0は、いずれも約４０マイクロヘンリ［μＨ］であったため、Ｌ_d0はＬ_q0に等しい。

　実験はモータベンチにモータを取り付け、モータハウジングに３軸加速度ピックアップを接着剤で固定し、振動測定を行った。ｄｑ軸における０次電流の指令値で行った０から３０００［ｒｐｍ］までの振動トラッキング解析を行ったところ、モータ回転数が１４００から２０００［ｒｐｍ］の範囲において、電気角６次の振動が５００から８００［Ｈｚ］で共振状態になった。本実施例では、この共振状態を念頭に、シミュレーションで見積もったｄｑ軸６次電流指令値を用い、振動の評価を行った。

　ｄｑ軸の０次電流の指令値は、下記の数２２に示される値である。

　また、ｄｑ軸の６次高調波電流の指令値は、下記の数２３に示される値である。

　まず、６次高調波電流の指令値を加えたことによる効果を評価するために、回転数が２０００［ｒｐｍ］の定速回転で実験を行った。

　図４Ａは、本実施例におけるシミュレーション結果を示すグラフである。このグラフの横軸は振動の電気角次数を示し、縦軸が振動加速度である。グラフにおいて「一定電流指令」のバーの高さは、電気角６次の高調波電流を重畳していないとき（ｄｑ軸０次電流のみ）におけるモータの振動の大きさ（計算結果）を示している。一方、「高調波電流指令」のバーの高さは、本実施例における電気角６次の高調波電流（数２３）をｄｑ軸０次電流に重畳したときにおけるモータの振動の大きさ（計算結果）を示している。図４Ａからわかるように、電気角４次、６次、８次のそれぞれの振動が低減する計算結果が得られた。これらの次数の振動が低減する理由は、対応する次数のラジアル力が小さくなるためである。

　図４Ｂは、本実施例における実測結果を示している。グラフの横軸および縦軸は、図４Ａのグラフにおける横軸および縦軸と同様である。縦軸の「振動加速度」は、モータに取り付けた加速度センサによって計測された値を示している。このグラフにおいて「一定電流指令」のバーの高さは、電気角６次の高調波電流を重畳していないとき（ｄｑ軸０次電流のみ）に測定されたモータの振動の大きさ（計測値）を示している。一方、「高調波電流指令」のバーの高さは、本実施例における電気角６次の高調波電流をｄｑ軸０次電流に重畳したときに測定されたモータの振動の大きさ（計測値）を示している。図４Ｂからわかるように、本実施例における電気角６次の高調波電流（数２３）をｄｑ軸０次電流に重畳すると、電気角４次および８次の振動を増加させることなく、電気角６次の振動を低減することができる。具体的には、電気角６次の振動について１０［ｄＢ］の低減を実現できることを確認した。なお、シミュレーションによって得られた電気角６次の振動に比べて、実測によって得られた電気角６次の振動が大きくなった原因は、モータベンチに固定された永久磁石同期モータが電気角６次の振動で共振したためである。

　本開示のモータ制御装置、モータ制御方法、モータシステム、および集積回路装置は、電流制御によってモータの低振動化を実現できるため、振動または騒音の低減が求められる各種の永久磁石同期モータ、および永久磁石モータを備える装置またはシステムに広く適用され得る。

　　１０・・・第１回路、２０・・・第２回路、３０・・・第３回路、４０・・・ベクトル制御回路、５０・・・第１変換回路、６０・・・第２変換回路、７０・・・インバータ、１００・・・永久磁石同期モータ、１００Ｓ・・・永久磁石同期モータのステータ、１００Ｒ・・・永久磁石同期モータのロータ、２００・・・位置センサ、３００・・・モータ制御装置、５００・・・集積回路装置、１０００・・・モータシステム

Claims

　ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータを制御するモータ制御装置であって、
　ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定する第１回路と、
　前記ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定する第２回路と、
　前記ｄ軸０次電流に前記ｄ軸６次高調波電流を重畳した値、および前記ｑ軸０次電流に前記ｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定する第３回路と、
を備え、
　前記ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6、ならびに前記ｑ軸６次高調波電流の振幅ｉ_q6および位相θ_q6は、
　前記振幅ｉ_d6および前記振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、
　前記振幅ｉ_d6、ｉ_q6および前記位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させる値を有している、モータ制御装置。
　ｄ軸自己インダクタンスの０次成分およびｑ軸自己インダクタンスの０次成分を、それぞれ、Ｌ_d0およびＬ_q0とするとき、
　Ｌ_d0×ｉ_d6は、Ｌ_q0×ｉ_q6に等しく
　前記ｄ軸６次高調波電流の位相θ_d6と前記ｑ軸６次高調波電流の位相θ_q6との差は、πに等しい、請求項１に記載のモータ制御装置。
　前記ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6は、それぞれ、
　前記ｄ軸０次電流および前記ｑ軸０次電流が前記ステータの巻線を流れたときに前記ロータと前記ステータとの間に発生する６次ラジアル力に対して逆位相を持つ電気角６次ラジアル力を形成する値を持つ、請求項２に記載のモータ制御装置。
　前記ｄ軸０次電流および前記ｑ軸０次電流が前記ステータの巻線を流れたときに前記ロータと前記ステータとの間に発生する電気角６次ラジアル力がｆ_r6・ｃｏｓ（６θ＋θ_r6）によって表現され、
　前記ｄ軸６次高調波電流および前記ｑ軸６次高調波電流の重畳によって前記ロータと前記ステータとの間に発生する前記逆位相を持つ電気角６次ラジアル力がＦ_d6・ｉ_d6ｃｏｓ（６θ＋θ_d6）＋Ｆ_q6・ｉ_q6ｃｏｓ（６θ＋θ_q6）で表現されるとき、
　Ｆ_d6およびＦ_q6はモータの駆動条件によって定まる定数であり、下記の式における左辺の値は、右辺の値に等しい、

請求項３に記載のモータ制御装置。
　請求項１から４のいずれかに記載のモータ制御装置と、
　ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータと、
を備えるモータシステム。
　ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータを制御するモータ制御方法であって、
　ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定するステップと、
　前記ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定するステップであって、前記振幅ｉ_d6および前記振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、前記振幅ｉ_d6、ｉ_q6および前記位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させるように、前記振幅ｉ_d6、ｉ_q6および前記位相θ_d6、θ_q6を決定するステップと、
　前記ｄ軸０次電流に前記ｄ軸６次高調波電流を重畳した値、および前記ｑ軸０次電流に前記ｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定するステップと、
を包含する、モータ制御方法。
　ロータおよびステータを備える永久磁石同期モータを制御するための集積回路装置であって、
　信号処理プロセッサと、メモリとを備え、
　前記メモリは、前記信号処理プロセッサに、
　ｄ軸０次電流およびｑ軸０次電流を決定すること、
　前記ロータの位置に応じてｄ軸６次高調波電流およびｑ軸６次高調波電流を決定すること、および
　前記ｄ軸０次電流に前記ｄ軸６次高調波電流を重畳した値、および前記ｑ軸０次電流に前記ｑ軸６次高調波電流を重畳した値を、それぞれ、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値として決定すること、
を実行させるプログラムを格納しており、
　前記ｄ軸６次高調波電流の振幅ｉ_d6および位相θ_d6、ならびに前記ｑ軸６次高調波電流の振幅ｉ_q6および位相θ_q6は、前記振幅ｉ_d6および前記振幅ｉ_q6の両方がゼロの場合に比べて電気角６次ラジアル力を低下させ、かつ、
　前記振幅ｉ_d6、ｉ_q6および前記位相θ_d6、θ_q6が電気角６次ラジアル力を最小化する値である場合に比べて電気角８次ラジアル力を低下させる値を有している、集積回路装置。