JP4631672B2 - 磁極位置推定方法、モータ速度推定方法及びモータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期モータの磁極位置を推定する磁極位置推定方法、同期モータのモータ速度を推定するモータ速度推定方法、及びそれら推定磁極位置や推定モータ速度に基づいて同期モータを制御する同期モータ制御装置に関する。

例えば、永久磁石を回転子とする同期モータ（ＳＰＭＳＭ，ＩＰＭＳＭ）を運転する場合、回転子の位置（磁極位置）に同期して固定子巻線への通電位相を制御するので、原則として、回転子の磁極位置を検出する位置検出器が必要である。この位置検出器としては、ホール素子、エンコーダ、レゾルバなどを用いることができる。ところが、このような位置検出器を用いた場合、モータの小型化を図ることが困難になるとともに、モータを制御する制御装置との接続配線を行う必要が生じる。

このため、近年では、回転子の磁極位置を検出する位置検出器を用いずに、モータの制御に必要な回転子の磁極位置を推定により求めることが検討されている。例えば非特許文献１に記載のように、αβ座標に代表される２相交流座標上の交流電圧、交流電流を、その２相交流座標上のモータモデルである拡張誘起電圧モデルを基に構成した拡張誘起電圧オブザーバに入力して、回転子の磁極位置を直接的に推定することが提案されている。

しかしながら、実際の電圧、電流には、様々な原因によって発生する高調波成分が含まれている。例えば、インバータのデッドタイム、同期モータの巻線の不平衡、さらには同期モータの構造に起因する誘起電圧によっても高調波成分が発生する。それに対して、拡張誘起電圧モデルを含め多くのモータモデルは、理想的な正弦波磁束分布を前提に構成されているので、電圧や電流に含まれる高調波成分は、推定磁極位置に誤差が生ずる原因となってしまう。

そのため、非特許文献２では、繰返し制御とフーリエ変換を用いて、電流高次調波を除去するようにしている。この結果、モータ電流を、理想とする正弦波に近づけることができるため、推定磁極位置に含まれる誤差を低減することができる。
「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御のための拡張誘起電圧オブザーバ」９９年電気学会全国大会 Ｎｏ．１０２６ 「フーリエ変換と繰返し制御を用いた高調波電流抑制によるＩＰＭＳＭセンサレス制御系の特性改善」IEEJ Trans. IA, Vol.123, No.10, 2003

ここで、非特許文献２に記載される手法について、具体的に説明すると、まず、フーリエ変換処理により抽出した高調波成分の信号を繰返し制御部の繰返し補償器に分割平均化して保存する。繰返し補償器は、入力の繰り返し制御の制御周期だけ遅れた出力に入力を足し合わせる。繰返し補償器に保存された高調波成分は、制御系を安定化するために、繰返し制御部の時間進み補償器によって位相調整される。

このようにして、高調波成分に対する補償信号が生成されて補償信号生成器に保存されると、この補償信号により電流制御系の高調波成分が減少する。さらに、減少した高調波成分に対してフーリエ変換処理による抽出及び繰返し制御による学習が行われ続ける。このような一連の過程が、高調波成分が設定値以下になるまで繰り返される。

上述したように、非特許文献２では、高調波成分に対する補償信号を学習するために、フーリエ変換による高調波成分の抽出及び記憶を繰返し行う必要がある。このため、その演算負荷が多大になるという問題がある。

本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、従来に比較して、演算負荷を抑制しつつ、高調波成分に基づく推定磁極位置誤差やモータ速度誤差を低減することが可能な磁極位置推定方法、モータ速度推定方法、及びそれら推定磁極位置や推定モータ速度に基づいて同期モータを制御する同期モータ制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、請求項１に記載の磁極位置推定方法は、同期モータの磁極位置を推定するものであって、
モータ印加電圧及びモータ電流と、同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
モータ電流の高調波成分を抽出する抽出ステップと、
モータ電流の高調波成分に基づいて、推定磁極位置に対する補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、推定ステップにおいて求めた推定磁極位置を補正する補正ステップとを備えることを特徴とする。

このように、請求項１に記載の磁極位置推定方法では、モータ電流の高調波成分を抽出し、抽出したモータ電流高調波成分から、直接的に、推定磁極位置に対する補正量を算出する。つまり、モータ電流の高調波成分が、推定磁極位置を求める際の誤差要因となることに鑑み、その高調波成分による推定磁極位置誤差に対応する補正量を、高調波成分から直接的に求めるのである。従って、補正量を求めるための演算負荷を従来に比較して抑えることができる。

請求項２に記載したように、推定ステップにおいて、まず、同期モータのモデル式に基づいて誘起電圧を算出し、その後、当該誘起電圧に基づいて推定磁極位置を求める場合、補正ステップでは、推定ステップにおいて算出された誘起電圧を補正することにより、その結果として、推定磁極位置を補正するようにしても良い。

ここで、推定磁極位置の変化に基づいて推定モータ速度を求める場合、その推定磁極位置の高調波成分に基づく誤差が、上述した請求項１に記載のようにして低減されていれば、結果的に、推定モータ速度の誤差も低減される。しかしながら、特に、推定モータ速度に関して、誤差を取り除くことが必要である場合には、請求項３に記載の方法を採用することができる。

すなわち、請求項３に記載の、同期モータのモータ速度を推定するモータ速度推定方法は、
モータ印加電圧及びモータ電流と、同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
推定磁極位置の変化に基づいて推定モータ速度を求める推定モータ速度算出ステップと、
モータ電流の高調波成分を抽出する抽出ステップと、
モータ電流の高調波成分に基づいて補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、推定モータ速度を補正するモータ速度補正ステップとを備えることを特徴とする。

これにより、高調波成分に基づく誤差が低減された推定モータ速度を得ることができる。

請求項４及び５に記載の同期モータの制御装置は、請求項１及び２に記載の磁極位置推定方法によって磁極位置を求めるための構成、及び求めた推定磁極位置に基づいて同期モータを制御するための構成を備えるものである。従って、その作用効果については、請求項１に関するものと類似するので説明を省略する。

上述した同期モータの制御装置において、請求項６に記載のように、
制御手段は、
推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧を生成する生成手段と、
生成手段によって生成された各相印加電圧を、３相変調方式に従ってパルス幅変調して、３相パルス幅変調信号を発生させる３相変調手段と、
生成手段によって生成された各相印加電圧を、２相変調方式に従ってパルス幅変調して、２相パルス幅変調信号を発生させる２相変調手段と、
同期モータのモータ速度に基づいて、インバータに供給するスイッチング制御信号を、３相パルス幅変調信号と２相パルス幅変調信号とのいずれかに切り替える切替手段とを備えることが好ましい。

公知のように、３相変調方式においては、各相印加電圧が、三角波等の搬送波と比較されて、その比較結果に応じて、各相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する。その結果、同期モータの線間電圧は、正弦波に近似するようになる。一方、２相変調方式では、例えば、電気角にて約６０°の期間、各相印加電圧の値が搬送波のピーク値に設定されることで、３相の内の１相のスイッチングを停止し、残りの２相においてのみスイッチングが行われるようにＰＷＭ信号を生成する。この２相変調方式では、同期モータの線間電圧を３相変調方式よりも高めることができ、電圧有効率を向上できる。さらに、スイッチング回数を減少できるので、スイッチング損失の低減を図ることができる。なお、２相変調方式については、特開昭５９−２１６４７６号公報や特開平７−４６８５５号公報に開示されている。

ただし、２相変調方式によって同期モータを駆動するためのＰＷＭ信号を生成した場合、モータ電流には、３相変調方式によってＰＷＭ信号を生成した場合に比較して、より多くの高調波成分が含まれることになる。

モータ速度が高い場合には、低い場合に比較して、同期モータの磁極位置に相関のある誘起電圧が大きくなり、それにより、モータ電流も大きくなるので、高調波成分が多少増加しても、正しい推定磁極位置を求めることは可能である。しかし、モータ速度が低い場合に、モータ電流の高調波成分が増加すると、いわゆるＳ／Ｎ比が低下した状態となり、磁極位置の推定精度が低下する。

そのため、請求項６に記載の同期モータの制御装置では、モータ速度に応じて、インバータに供給するスイッチング制御信号を、３相パルス幅変調信号と２相パルス幅変調信号とのいずれかに切り替えるようにしているのである。

具体的には、請求項７に記載したように、切替手段は、モータ速度が第１の所定速度よりも大きい場合に、インバータに供給するスイッチング制御信号を、２相パルス幅変調信号に切り替えるとともに、第２の所定速度よりも小さい場合に、３相パルス幅変調信号に切り替える。このようにすれば、モータ速度が低下したとき、モータ電流に高調波成分が生じにくい変調方式である３相変調方式によるＰＷＭ信号によって、同期モータを駆動することができる。一方、モータ速度が増加して、モータ電流の高調波成分の影響度が低下する場合には、同期モータを高効率にて駆動可能な２相変調方式によるＰＷＭ信号によって、同期モータを駆動することができる。

なお、第２の所定速度は、第１の所定速度以下に設定されるものであり、好ましくは、第１の所定速度よりも小さい値に設定される。これにより、頻繁に変調方式が切り替わってしまうことを防止できる。

また、請求項８に記載のように、
制御手段は、
推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧の基本波を生成する基本波生成手段と、
基本波生成手段によって生成された各相印加電圧の基本波の３次高調波を生成する３次高調波生成手段と、
同期モータのモータ速度に基づいて、各相のモータ印加電圧を、基本波と３次高調波とを合成した合成波と基本波とのいずれかに切り替える切替手段とを備えるように構成しても良い。

上述した請求項６では、モータ速度に応じて、ＰＷＭ信号を生成するための変調方式を切り替えるものであったが、請求項８に記載のように、モータ速度に応じて、各相のモータ印加電圧の基本波に３次高調波を合成したり、その合成を中止することによっても、同等の効果を得ることができる。すなわち、３次高調波を基本波に合成して、各相の印加電圧を正弦波からピーク値付近に長く留まるように歪ませることで、電圧有効率を向上できる。ただし、この場合、モータ電流における高調波成分が増加する。そのため、請求項８の場合には、モータ速度に応じて、基本波に対する３次高調波の合成、及びその合成の中止を切り替えるのである。

具体的には、請求項９に記載するように、切替手段は、モータ速度が第１の所定速度よりも大きい場合に、各相のモータ印加電圧を、基本波と３次高調波を合成した合成波に切り替えるとともに、第２の所定速度よりも小さい場合に、基本波に切り替えるようにすれば良い。なお、第２の所定速度は第１の所定速度以下に設定される。

請求項１０に記載したように、切替手段は、推定磁極位置の変化に基づいてモータ速度を算出することが好ましい。これにより、モータ速度を検出するために、センサ等を設ける必要がなくなる。なお、切替手段は、推定磁極位置の変化から算出されたモータ速度の他に、例えばモータ速度の指令値を、切替制御を行うためのモータ速度として用いても良いし、センサ等によって検出したモータ速度を用いても良い。

請求項１１に記載の同期モータの制御装置は、請求項３に記載のモータ速度推定方法によって推定モータ速度を求めるための構成、及び求めた推定モータ速度に基づいて同期モータを制御するための構成を備えるものである。従って、その作用効果については、請求項３に関するものと類似するので説明を省略する。

以下、本発明の実施形態による同期モータの制御装置について、図に基づいて説明する。図１は、本実施形態による同期モータ１０の制御装置の全体構成を示すブロック図である。なお、本実施形態による制御装置によって駆動状態が制御される同期モータ１０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の固定子巻線、及び永久磁石からなる回転子を有する。

図１において、速度制御部２は、第１の偏差演算部１にて演算された速度指令値ω^＊と推定モータ速度ω_ｒｅとの偏差に基づいて、γ軸電流指令値ｉ^＊ _γ及びδ軸電流指令値ｉ^＊ _δを算出して出力する。第２の偏差演算部３ａ，３ｂは、これらγ軸電流指令値ｉ^＊ _γ及びδ軸電流指令値ｉ^＊ _δと、後述するαβ／ｄｑ変換部１３からγ軸電流値ｉ_γ及びδ軸電流値ｉ_δが入力され、それらの入力値の偏差（γ軸電流偏差Δｉ_γ、δ軸電流偏差Δｉ_δ）をそれぞれ演算して出力する。そして、電流制御部４は、γ軸電流偏差Δｉ_γ及びδ軸電流偏差Δｉ_δに基づいて、それぞれの偏差をゼロに近づけるように、γ軸電圧指令値ｖ^＊ _γ及びδ軸電圧指令値ｖ^＊ _δを算出して出力する。電流制御部４が出力したγ軸電圧指令値ｖ^＊ _γ及びδ軸電圧指令値ｖ^＊ _δは、ｄｑ／αβ座標変換部５に出力される。

ここで、公知のように、ｄｑ座標は、例えば、回転子のＳ極からＮ極に向かう方向をｄ軸とし、そのｄ軸に垂直なｑ軸によって定義される回転座標である。そして、γδ座標は、回転子のＳ極からＮ極に向かう推定された方向（推定磁極位置）をγ軸とし、そのγ軸に垂直なδ軸によって定義される回転座標である。従って、推定磁極位置が誤差を含まない場合には、ｄｑ座標とγδ座標とは一致する。また、αβ座標は、回転子の回転軸を原点として、相互に直交するα軸及びβ軸によって定義される静止座標である。

ｄｑ／αβ座標変換部５におけるγδ回転座標からαβ静止座標への座標変換は、後述する加算部１６から出力される回転子の補正推定磁極位置θ_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}に基づいて実行される。回転子の磁極位置が推定できれば、γδ回転座標とαβ静止座標との相対的な位相関係が特定できるので、座標変換を行うことができるためである。この座標変換によって、ｄｑ／αβ座標変換部５からは、α軸電圧指令値ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値ｖ^＊ _βが出力される。

ｄｑ／αβ座標変換部５からのα軸電圧指令値ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値ｖ^＊ _βは、２相−３相変換部であるαβ／ｕｖｗ変換部６に与えられる。αβ／ｕｖｗ変換部６は、αβ静止座標におけるα軸電圧指令値ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値ｖ^＊ _βから、３相同期モータ１０の各固定子巻線（Ｕ相、V相、W相）に出力すべきＵ相電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、V相電圧指令値ｖ^＊ _ｖ、W相電圧指令値ｖ^＊ _wを生成する。また、α軸電圧指令値ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値ｖ^＊ _βは、推定磁極位置算出のため磁極位置推定部１４にも与えられる。

ＰＷＭ信号発生部７は、Ｕ相電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、V相電圧指令値ｖ^＊ _ｖ、W相電圧指令値ｖ^＊ _wに基づいて、インバータ８の、各固定子巻線に対応するスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を発生する。

ここで、本実施形態においては、図２に示すように、ＰＷＭ信号発生部７が、２相変調方式に従って２相ＰＷＭ信号を出力する２相変調部２１と、３相変調方式に従って３相ＰＷＭ信号を出力する３相変調部２２とを有するように構成される。ＰＷＭ信号発生部７は、さらに、モータ速度ω_ｒｅに応じて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _wを、２相変調部２１と３相変調部２２とのどちらに入力するかを切り替える切替スイッチ部２０を有する。なお、モータ速度として、後述する速度推定部１７から出力される推定モータ速度ω_ｒｅが用いられる。

ここで、２相変調部２１における２相変調方式においては、例えば、各相の電圧指令値がピークとなる位置を含む電気角にて約６０°の期間、その電圧指令値に対応する１相のスイッチングを停止し、残りの２相においてのみスイッチングが行われるようにＰＷＭ信号を生成する。これにより、同期モータ１０の線間電圧を高めて電圧有効率の向上をさせたり、スイッチング損失の低減を図ることができる。一方、３相変調部２２における３相変調方式においては、各相の電圧指令値が例えば正弦波状に形成され、三角波等の搬送波と比較されて、その比較結果に応じて、３相の各相においてスイッチングが行われるようにＰＷＭ信号を生成する。その結果、同期モータ１０の線間電圧は、正弦波に近似するようになる。

インバータ８は、同期モータ１０の各固定子巻線に対応するスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子は、ＰＷＭ信号発生部７から出力されるＰＷＭ信号に応じてオン・オフ駆動される。その結果、Ｕ相電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、V相電圧指令値ｖ^＊ _ｖ及びW相電圧指令値ｖ^＊ _wに対応する電圧を各固定子巻線に印加することができる。９は、直流電源であり、インバータ８の各スイッチング素子をオン・オフ駆動したときに、この直流電源９から同期モータ１０に電流が流れて、同期モータ１０が回転駆動される。

電流検出部１１は、各固定子巻線に流れるモータ電流を検出するセンサを有し、このセンサを用いて各固定子巻線に通電される電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出する。電流検出部１１から出力される電流検出値は、ｕｖｗ／αβ変換部１２に入力され、αβ座標におけるα軸電流値ｉ_αとβ軸電流値ｉ_βに変換される。なお、電流検出部１１は、３相すべての固定子巻線の電流値を検出する必要はなく、２相の電流値を検出して、残りの１相の電流値は、その２相の電流値から推定しても良い。

ｕｖｗ／αβ変換部１２から出力されるα軸電流値ｉ_α及びβ軸電流値ｉ_βは、αβ／ｄｑ変換部１３及び磁極位置推定部１４に入力される。αβ／ｄｑ変換部１３は、後述する加算部１６から出力される回転子の補正推定磁極位置θ_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}に基づいて、α軸電流値ｉ_α及びβ軸電流値ｉ_βをγ軸電流値ｉ_γ及びδ軸電流値ｉ_δに変換して、第２の偏差演算部３ａ，３ｂに出力する。また、γ軸電流値ｉ_γは、モータ電流の高調波成分に基づいて、推定磁極位置に含まれるであろう誤差を低減するための補正量を生成する補正量生成部１５にも入力される。

ここで、磁極位置推定部１４及び補正量生成部１５に関して詳細に説明する。まず、磁極位置推定部１４は、ｄｑ／αβ座標変換部５から入力されるα軸及びβ軸の電圧指令値ｖ^＊ _α、ｖ^＊ _β及びｕｖｗ／αβ変換部１２から入力されるα軸及びβ軸の電流値ｉ_α、ｉ_βに基づいて、所定のモデル式を用いて回転子の磁極位置を推定する。この磁極位置推定器１４として、例えば「拡張誘起電圧外乱オブザーバを用いたＩＰＭＳＭの位置・速度センサレス制御」市川、陳、富田、道木、大熊、平成１２年電気学会産業応用部門大会講演論文集に記載された外乱オブザーバを適用できる。ここで、この外乱オブザーバについて簡単に説明する。

まず、同期モータのモデルとして、以下の数式１に示す拡張誘起電圧モデルを用いることができる。

上記の数式１において、右辺第２項が拡張誘起電圧として定義される。この拡張誘起電圧モデルは、永久磁石による誘起電圧に加え、リラクタンストルクを生じるインダクタンスの差を新たに磁束成分として扱うものである。このような拡張誘起電圧モデルを用いると、磁極位置の推定演算を容易にするメリットがある。そして、上記数式１に示されるモデルに対して、拡張誘起電圧を外乱とみなした外乱オブザーバを構成することにより、拡張誘起電圧を求めることができる。この場合、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βは、以下の数式２によって表される。

上記の数式２によって得られた拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに対して、以下の数式３に示すように逆正接演算を行うことにより、回転子の推定磁極位置θ_ｒｅを求めることができる。

上述した例では、詳細なモータモデルを基に誘起電圧を演算するため、その誘起電圧から演算される推定磁極位置θ_ｒｅについて、速度応答性や負荷変動応答性を良好に保つことができる。ただし、この場合、モータモデルには微分項が含まれるので、演算量が増加する。この点を考慮し、微分項を省略した近似モデルにより誘起電圧を演算するようにしても良い。これにより、推定磁極位置θ_ｒｅを求めるための演算量を低減することができる。微分項を省略する場合、電流の波高値Ｉ_ａは一定であり、その時間微分はゼロであるとみなす。この仮定により、例えばα軸電流ｉ_αの微分項は以下の数式４のように近似できる。

同様にして、β軸電流ｉ_βの微分項の近似も行うことにより、上記した数式１は、以下の数式５のように簡略化できる。

上述したようにして、磁極位置推定部１４において、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_β及び回転子の推定磁極位置θ_ｒｅが算出される。この算出された推定磁極位置θ_ｒｅは、加算部１６に与えられる。

一方、補正量生成部１５は、γ軸電流値ｉ_γに基づいて、モータ電流に含まれる高調波成分に基づく推定磁極位置誤差を低減するための補正量を生成する。具体的には、γ軸電流値ｉ_γからハイパスフィルタによってモータ電流の高調波成分ｉ_ｒ＿ｈを抽出し、以下の数式６に示すように、抽出した高調波成分ｉ_ｒ＿ｈに対して所定のゲインを乗じることによって補正量ｉ_ｃｏｍｐを算出する。

なお、モータ電流の高調波成分は、δ軸電流値ｉ_δに対してハイパスフィルタ処理を施すことにより求めても良い。さらに、モータ電流の高調波成分は、高調波成分を含まないγ軸電流指令値ｉ^＊ _γと高調波成分を含むγ軸電流値ｉ_γとの差から求めることもできるし、δ軸電流指令値ｉ^＊ _δとδ軸電流値ｉ_δとの差から求めることもできる。

ここで、推定磁極位置誤差とモータ電流の高調波成分として求めたγ軸電流値ｉ_γの高調波成分との関係の一例を図３のグラフに示す。図３に示されるように、γ軸電流値ｉ_γの高調波成分は、推定磁極位置誤差と同期している。これは、例えば、インバータ８のデッドタイム、同期モータ１０の巻線の不平衡、さらには同期モータ１０の構造に起因する誘起電圧などによって高調波成分が発生し、それがモータ電流、ひいてはγ軸電流値ｉ_γに含まれることになり、かつ、推定磁極位置θ_ｒｅは、その高調波成分を含んだモータ電流（α軸電流値ｉ_α、β軸電流値ｉ_β）を用いて算出されるためである。

図３に示すように、推定磁極位置誤差とγ軸電流値ｉ_γの高調波成分ｉ_ｒ＿ｈとは同期しているので、数式６のように、その高調波成分ｉ_ｒ＿ｈに所定のゲインを乗じることによって、推定磁極位置誤差を低減するための補正量ｉ_ｃｏｍｐを算出することができる。なお、この場合、ゲインＫには、補正量ｉ_ｃｏｍｐを加算部１６にて推定磁極位置θ_ｒｅと加算することにより、推定磁極位置θ_ｒｅに含まれる誤差を低減可能な符号が与えられている。このため、加算部１６からは、誤差が低減された補正推定磁極位置θ_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}が出力される。この補正推定磁極位置θ_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}は、ｄｑ／αβ座標変換部５、αβ／ｄｑ変換部１３、及び速度推定部１７に与えられる。

速度推定部１７は、加算部１７から出力された補正推定磁極位置θ_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}の変化に基づいて、同期モータ１０の回転子の回転速度であるモータ速度ω_ｒｅを算出し、第１の偏差演算部１に出力する。例えば、速度推定部１７において、数式７に示すように、補正推定磁極位置θ_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}に対して微分演算を施すことにより、モータ速度ω_ｒｅを求めることができる。

上述したように、本実施形態では、モータ電流の高調波成分ｉ_γ＿ｈを抽出し、抽出したモータ電流高調波成分ｉ_γ＿ｈから、直接的に、推定磁極位置θ_ｒｅに対する補正量ｉ_ｃｏｍｐを算出する。つまり、モータ電流の高調波成分ｉ_γ＿ｈが、推定磁極位置θ_ｒｅを求める際の誤差要因となることに鑑み、その高調波成分ｉ_γ＿ｈによる推定磁極位置誤差に対応する補正量ｉ_ｃｏｍｐを、高調波成分ｉ_γ＿ｈから直接的に求めるのである。従って、補正量ｉ_ｃｏｍｐを求めるための演算負荷を従来に比較して減少させることができる。

さらに、本実施形態では、上述したように、ＰＷＭ信号発生部７が、２相変調部２１と３相変調部２２とを有し、モータ速度ω_ｒｅに応じて、ＰＷＭ信号を生成するために、いずれの変調方式を採用するかを切り替える。具体的には、図４に示すように、モータ速度ω_ｒｅが第１の所定速度Ｎ１（例えば８００ｒｐｍ）よりも大きい場合には、２相変調方式に従ってＰＷＭ信号を生成し、第２の所定速度Ｎ２（例えば５００ｒｐｍ）よりも小さい場合には、３相変調方式に従ってＰＷＭ信号を生成するように、採用すべき変調方式を切り替える。このように、モータ速度ω_ｒｅに応じて変調方式を切り替える理由は以下の通りである。

上述したように、２相変調方式は、電圧有効率を向上できたり、スイッチング損失を低減できたりと、３相変調方式に比較して有利な点がある。しかしながら、２相変調方式によってＰＷＭ信号を生成した場合、モータ電流には、３相変調方式によってＰＷＭ信号を生成した場合に比較して、より多くの高調波成分が含まれることになる。

モータ速度ω_ｒｅが高い場合には、低い場合に比較して、同期モータ１０の磁極位置に相関のある誘起電圧が大きくなり、それにより、モータ電流も大きくなるので、高調波成分が多少増加しても、正しい推定磁極位置を求めることは可能である。しかし、モータ速度が低い場合に、モータ電流の高調波成分が増加すると、いわゆるＳ／Ｎ比が低下した状態となり、磁極位置の推定精度が低下する。

そのため、本実施形態では、上述したように、モータ速度ω_ｒｅに応じて、インバータ８に供給するスイッチング制御信号を、３相ＰＷＭ信号と２相ＰＷＭ信号とのいずれかに切り替えるようにしているのである。この変調方式の切り替えによる効果の一例を、図５のグラフを用いて説明する。

図５は、モータ速度５００ｒｐｍで同期モータ１０が回転している状態で、変調方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替えた場合の、推定磁極位置及び変調率の変化を示すものである。図５に示すように、２相変調方式から３相変調方式に切り替えることで、推定磁極位置を示す波形に重畳していた高調波ノイズが減少する。併せて、変調率が適正なレベルに変化している。

さらに、本実施形態による効果を、図６（ａ），（ｂ）及び図７（ａ），（ｂ）のグラフに基づいて説明する。なお、図６（ａ）及び図７（ａ）は、モータ電流の高調波成分に基づく補正量によって推定磁極位置の誤差を低減することなく、かつ上述した変調方式の切り替えも実施しない場合の、推定磁極位置θ_ｒｅに含まれる高調波成分のＦＦＴ解析結果及び同期モータ１０の安定駆動が可能な領域を示すものである。また、図６（ｂ）及び図７（ｂ）は、本実施形態による制御装置によって同期モータ１０の駆動を制御した場合の、推定磁極位置θ_ｒｅに含まれる高調波成分のＦＦＴ解析結果及び同期モータ１０の安定駆動が可能な領域を示すものである。

図６（ａ）、（ｂ）を対比すれば明らかなように、本実施形態による制御装置を用いた場合、推定磁極位置θ_ｒｅに含まれる高調波成分（３ｆ、６ｆ、９ｆ、１２ｆ、…）が大きく減少している。さらに、図７（ａ）、（ｂ）から、本実施形態による制御装置により、同期モータ１０の安定駆動域を、低速及び高負荷領域に拡大できることがわかる。

なお、同期モータ１０を高負荷状態で駆動すると、モータ印加電圧が大きくなって空間インダクタンスが増加するため、高調波成分が大きくなる。そのため、推定磁極位置θ_ｒｅ等の誤差も大きくなるので、低負荷状態に比較して、安定駆動が困難になるのである。

上述したように、本実施形態では、モータ速度ω_ｒｅに応じて、インバータ８に供給するスイッチング制御信号を、３相ＰＷＭ信号と２相ＰＷＭ信号とのいずれかに切り替える。このため、モータ速度ω_ｒｅが低下したとき、モータ電流に高調波成分が生じにくい変調方式である３相変調方式による３相ＰＷＭ信号によって、同期モータ１０を安定的に駆動することができる。一方、モータ速度ω_ｒｅが増加して、モータ電流の高調波成分の影響度が低下する場合には、同期モータ１０を高効率に駆動可能な２相変調方式による２相ＰＷＭ信号によって、同期モータ１０を駆動することができる。

なお、本実施形態では、図４に示すように、２相変調方式への切替速度である第１の所定速度Ｎ１と３相変調方式への切替速度である第２の所定速度Ｎ２との間にヒステリシスを設けている。このため、頻繁に変調方式が切り替わってしまうことを防止できる。

以上、本発明の好ましい実施形態による同期モータ制御装置について説明したが、本発明は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。

（変形例１）
例えば、上述した実施形態では、モータ電流の高調波成分ｉ_γ＿ｈから、推定磁極位置θ_ｒｅの誤差を低減するための補正量_{ｉｃｏｍｐ}を算出して、補正推定磁極位置θ_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}を求めることと、モータ速度ω_ｒｅに応じた変調方式の切り替えを同時に実施するものであった。このように、高調波成分の発生に対する２つの対策を同時に実施することにより、効果的に高調波成分に基づく推定磁極位置θ_ｒｅの誤差を低減することができる。しかしながら、上述した２つの対策は必ずしも同時に実施する必要はなく、それぞれ単独で使用しても、高調波成分に基づく推定磁極位置θ_ｒｅの誤差の低減に寄与できるものである。

（変形例２）
また、上述した実施形態では、磁極位置推定部１４が算出した推定磁極位置θ_ｒｅに対して、加算部１６において、補正量生成部１５が生成した補正量ｉ_ｃｏｍｐを加算することにより、推定磁極位置θ_ｒｅの補正値である補正推定磁極位置θ_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}を算出した。しかしながら、推定磁極位置θ_ｒｅの補正方法は、このような例に限られるものではない。

例えば、図８に示すように、補正量生成部１５ａが、γ軸電流値ｉ_γ等の高周波成分に基づいて、α軸及びβ軸における補正量ｉ_{ｃｏｍｐ＿α}、ｉ_{ｃｏｍｐ＿β}を算出し、磁極位置推定部１４ａに与える。磁極位置推定部１４ａでは、数式８に示すように、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを入力された補正量ｉ_{ｃｏｍｐ＿α}、ｉ_{ｃｏｍｐ＿β}で補正した補正拡張誘起電圧ｅ_{α＿ｃｏｍｐ}、ｅ_{β＿ｃｏｍｐ}を算出する。

そして、この補正拡張誘起電圧ｅ_{α＿ｃｏｍｐ}、ｅ_{β＿ｃｏｍｐ}を用いて、逆正接演算を行うことによって補正推定磁極位置θ_{ｅｓ＿ｃｏｍｐ}を求める。このようにしても、上述した実施形態と実質的に同じ補正推定磁極位置θ_{ｅｓ＿ｃｏｍｐ}を求めることができる。

（変形例３）
上述した実施形態及び変形例２では、補正推定磁極位置θ_{ｅｓ＿ｃｏｍｐ}を求め、この補正推定磁極位置θ_{ｅｓ＿ｃｏｍｐ}の変化に基づいて推定モータ速度ω_ｒｅを求めていた。この場合、推定磁極位置θ_ｅｓの高調波成分に基づく誤差が低減された補正推定磁極位置θ_{ｅｓ＿ｃｏｍｐ}から推定モータ速度ω_ｒｅを求めているので、結果的に、推定モータ速度ω_ｒｅの誤差も低減される。しかしながら、特に、推定モータ速度ω_ｒｅに関して、誤差を取り除くことが必要である場合には、この推定モータ速度ω_ｒｅを直接補正するようにしても良い。

具体的には、図９に示すように、補正量演算部１５ｂが、推定モータ速度ω_ｒｅの高調波成分に基づく誤差を低減するための補正量ｉ_ｃｏｍｐを算出し、この補正量ｉ_ｃｏｍｐと推定モータ速度ω_ｒｅとを加算部１８にて加算するように構成しても良い。これにより、高調波成分に基づく誤差が低減された補正推定モータ速度ω_{ｒｅ＿ｃｏｍｐ}を得ることができる。

（変形例４）
上述した実施形態では、ＰＷＭ信号発生部７において、モータ速度ω_ｒｅに応じて変調方式を切り替えるものであった。これにより、特に、同期モータ１０の駆動安定性が問題となる低速領域及び高負荷領域においても、同期モータ１０の駆動安定性を確保することができる。

しかしながら、変調方式を切り替える以外の手法によっても、同等の効果を奏することが可能である。すなわち、ＰＷＭ信号発生部７において、図１０に示すように、αβ／ＵＶＷ変換部６から入力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _wに基づいて、正弦波状の基本波と、周波数を基本波の３倍に高めた３次高調波を生成する。そして、モータ速度ω_ｒｅに応じて、インバータ８に出力するＰＷＭ信号を生成するために、搬送波（三角波）と比較される電圧指令値を、基本波と３次高調波とを合成した合成波と基本波のいずれかに切り替える。

ここで、図１０の波形図を見ると、基本波と３次高調波を合成した合成波は、ピーク値付近に長く留まるように歪んだ波形形状となる。従って、基本波と３次高調波を合成した合成波を各相の電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _wとして採用して、搬送波との比較の下にＰＷＭ信号を生成することにより、２相変調方式を採用した場合と同様に、電圧有効率の向上やスイッチング損失の低減を図ることができる。

ただし、各相の電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _wとして合成波を採用した場合には、２相変調方式の場合と同様に、モータ電流における高調波成分が増加する。そのため、合成波を採用するのはモータ速度ω_ｒｅが第１の所定速度よりも大きいときとし、モータ速度ω_ｒｅが第２の所定速度を下回った場合には、基本波を各相の電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _wとして採用するのである。

（変形例５）
上述した実施形態では、磁極位置推定部１４が、αβ静止座標系において、推定磁極位置θ_ｅｓを算出して、補正量生成部１５及び加算部１６によって補正するものであった。

しかしながら、推定磁極位置θ_ｅｓの算出及び補正は、ｄｑ（γδ）回転座標系において行っても良い。ただし、この場合、算出されるのは、実際の磁極位置ではなく、実際の磁極位置に対する推定誤差であり、その推定誤差に対して、モータ電流の高調波成分から算出した補正量を用いて補正を行うことになる。これは、拡張誘起電圧やモータ電圧に対して補正を行う場合も同様である。
（変形例６）
上述した実施形態では、推定磁極位置θ_ｅｓの変化から算出されたモータ速度ω_ｒｅに基づいて、２相ＰＷＭ信号と３相ＰＷＭ信号との切り替えを行っていた。しかしながら、例えばモータ速度の指令値ω^＊を、切替制御を行うためのモータ速度として用いても良いし、センサ等によって検出したモータ速度を用いても良い。

実施形態による同期モータの制御装置の全体構成を示すブロック図である。 図１におけるＰＷＭ信号発生部の構成を示すブロック図である。 推定磁極位置誤差とモータ電流の高調波成分として求めたγ軸電流値ｉ_γの高調波成分との関係の一例を示すグラフである。 ＰＷＭ信号発生部における変調方式の切り替えロジックを説明するための説明図である。 変調方式の切り替えによる効果の一例を説明するためのグラフである。 （ａ）は、モータ電流の高調波成分に基づく補正量によって推定磁極位置の誤差を低減することなく、かつ上述した変調方式の切り替えも実施しない場合の、推定磁極位置θ_ｒｅに含まれる高調波成分のＦＦＴ解析結果を示すグラフであり、（ｂ）は、本実施形態による制御装置によって同期モータ１０の駆動を制御した場合の、推定磁極位置θ_ｒｅに含まれる高調波成分のＦＦＴ解析結果を示すグラフである。 （ａ）は、モータ電流の高調波成分に基づく補正量によって推定磁極位置の誤差を低減することなく、かつ上述した変調方式の切り替えも実施しない場合の、同期モータ１０の安定駆動が可能な領域を示すグラフであり、（ｂ）は、本実施形態による制御装置によって同期モータ１０の駆動を制御した場合の、同期モータ１０の安定駆動が可能な領域を示すグラフである。 実施形態の変形例２による同期モータ制御装置の構成を示すブロック図である。 実施形態の変形例３による同期モータ制御装置の構成を示すブロック図である。 実施形態の変形例４による同期モータ制御装置について説明するための波形図である。

符号の説明

２…速度制御部
４…電流制御器
５…ｄｑ／αβ座標変換部
６…αβ／ｕｖｗ変換部
７…ＰＷＭ信号発生部
８…インバータ
１０…同期モータ
１１…電流検出部
１２…ｕｖｗ／αβ変換部
１３…αβ／ｄｑ変換部
１４…磁極位置推定部
１５…補正量生成部
１６…加算部
１７…速度推定部

Claims (11)

1. 同期モータの磁極位置を推定する磁極位置推定方法であって、
   モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
   前記モータ電流の高調波成分を抽出する抽出ステップと、
   前記モータ電流の高調波成分に基づいて推定磁極位置に対する補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、前記推定ステップにおいて求めた推定磁極位置を補正する補正ステップとを備えることを特徴とする磁極位置推定方法。
2. 前記推定ステップでは、まず、前記同期モータのモデル式に基づいて誘起電圧を算出し、その後、当該誘起電圧に基づいて推定磁極位置を求め、
   前記補正ステップでは、前記推定ステップにおいて算出された誘起電圧を補正することにより、その結果として、前記推定磁極位置を補正することを特徴とする請求項１に記載の磁極位置推定方法。
3. 同期モータのモータ速度を推定するモータ速度推定方法であって、
   モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
   前記推定磁極位置の変化に基づいて推定モータ速度を求める推定モータ速度算出ステップと、
   前記モータ電流の高調波成分を抽出する抽出ステップと、
   前記モータ電流の高調波成分に基づいて、モータ速度に対する補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、前記推定モータ速度を補正するモータ速度補正ステップとを備えることを特徴とするモータ速度推定方法。
4. 同期モータの制御装置であって、
   モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める磁極位置推定手段と、
   前記モータ電流の高調波成分を抽出する抽出手段と、
   前記モータ電流の高調波成分に基づいて補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、前記磁極位置推定手段において求めた推定磁極位置を補正する補正手段と、
   前記補正手段によって補正された推定磁極位置に基づいて、前記モータ印加電圧を生成して前記同期モータに印加する制御手段とを備えることを特徴とする同期モータ制御装置。
5. 前記磁極位置推定手段は、前記同期モータのモデル式に基づいて誘起電圧を算出し、当該誘起電圧に基づいて推定磁極位置を求めるものであって、
   前記補正手段は、前記推定ステップにおいて算出された誘起電圧を補正することにより、その結果として、前記推定磁極位置を補正することを特徴とする請求項４に記載の同期モータ制御装置。
6. 前記制御手段は、
   前記推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧を生成する生成手段と、
   前記生成手段によって生成された各相印加電圧を、３相変調方式に従ってパルス幅変調して、３相パルス幅変調信号を発生させる３相変調手段と、
   前記生成手段によって生成された各相印加電圧を、２相変調方式に従ってパルス幅変調して、２相パルス幅変調信号を発生させる２相変調手段と、
   前記同期モータのモータ速度に基づいて、インバータに供給するスイッチング制御信号を、前記３相パルス幅変調信号と２相パルス幅変調信号とのいずれかに切り替える切替手段とを備えることを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の同期モータ制御装置。
7. 前記切替手段は、前記モータ速度が第１の所定速度よりも大きい場合に、インバータに供給するスイッチング制御信号を、前記２相パルス幅変調信号に切り替えるとともに、第２の所定速度よりも小さい場合に、前記３相パルス幅変調信号に切り替えることを特徴とする請求項６に記載の同期モータ制御装置。
8. 前記制御手段は、
   前記推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧の基本波を生成する基本波生成手段と、
   前記基本波生成手段によって生成された各相印加電圧の基本波の３次高調波を生成する３次高調波生成手段と、
   前記同期モータのモータ速度に基づいて、前記各相のモータ印加電圧を、前記基本波と前記３次高調波とを合成した合成波と前記基本波とのいずれかに切り替える切替手段とを備えることを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の同期モータ制御装置。
9. 前記切替手段は、前記モータ速度が第１の所定速度よりも大きい場合に、前記各相のモータ印加電圧を、前記基本波と前記３次高調波を合成した合成波に切り替えるとともに、第２の所定速度よりも小さい場合に、前記基本波に切り替えることを特徴とする請求項８に記載の同期モータ制御装置。
10. 前記切替手段は、前記推定磁極位置の変化に基づいてモータ速度を算出することを特徴とする請求項６乃至請求項９のいずれかに記載の同期モータ制御装置。
11. 同期モータの制御装置であって、
    モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める磁極位置推定手段と、
    前記推定磁極位置の変化に基づいて推定モータ速度を求める推定モータ速度算出手段と、
    前記モータ電流の高調波成分を抽出する抽出手段と、
    前記モータ電流の高調波成分に基づいて補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、前記推定モータ速度を補正するモータ速度補正手段と、
    前記補正手段によって補正された推定モータ速度に基づいて、前記モータ印加電圧を生成して前記同期モータに印加する制御手段とを備えることを特徴とする同期モータ制御装置。

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