JP2009100544A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ロータの回転に追従して、より正確なロータ回転位置を求めることができ、これにより、モータ制御の最適化に寄与することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】位置推定部２０は、電流値演算部２６と、逆ノッチフィルタ２７と、電流ピークタイミング抽出部２８と、電流同期抽出部２９と、ロータ位置演算部３０と、位置補正部３１と、サンプリング期間設定部３２とを備えている。電流値演算部２６は電流の大きさＩを求める。電流ピークタイミング抽出部２８は、電流の大きさＩの極値タイミングを検出する。サンプリング期間設定部３２は、電流ピークタイミング抽出部２８によってピークホールド処理を行うべきサンプリング期間を可変設定する。電流同期抽出部２９は、極値タイミングにおける二相検出電流Ｉ_αβを出力する。これに基づいて、ロータ位置演算部３０は、ロータの回転位置θを求める。
【選択図】図３

Description

この発明は、ブラシレスモータをセンサレス駆動するためのモータ制御装置に関する。ブラシレスモータは、たとえば、電動パワーステアリング装置における操舵補助力の発生源として利用される。

ブラシレスＤＣモータを駆動制御するためのモータ制御装置は、一般に、ロータの回転位置を検出するための位置センサの出力に応じてモータ電流の供給を制御するように構成されている。しかし、位置センサの耐環境性が問題となるうえ、高価な位置センサおよびこれに関連する配線がコストの削減を阻害し、かつ、小型化を阻害している。そこで、位置センサを用いることなくブラシレスＤＣモータを駆動するセンサレス駆動方式が提案されている。センサレス駆動方式は、ロータの回転に伴う誘起電圧を推定することによって、磁極の位相（ロータの電気角）を推定する方式である。

ロータ停止時および極低速回転時には、誘起電圧を推定できないので、別の方式で磁極の位相が推定される。具体的には、図４(a)に示すように、ロータ５０の回転中心を原点とする二相固定座標であるαβ座標の原点まわりにロータ５０の回転方向に沿って回転する高周波電圧ベクトル（大きさは一定）が形成されるように、高周波探査電圧がＵ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線５１，５２，５３に印加される。高周波電圧ベクトルは、ロータ５０の回転速度に対して十分に高速に回転する電圧ベクトルである。この高周波電圧ベクトルの印加に伴って、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線５１，５２，５３に電流が流れる。この三相の電流の大きさおよび方向をαβ座標上で表した電流ベクトルは、原点まわりに回転することになる。

ロータ５０のインダクタンスは、磁束方向に沿う磁極軸であるｄ軸と、これに直交するｑ軸（トルク方向に沿う軸）とで異なる値をとる。そのため、電流ベクトルの大きさは、ｄ軸に近い方向の場合に大きく、ｑ軸に近い方向の場合に小さくなる。その結果、図４(b)に示すように、電流ベクトルの終点は、αβ座標上において、ロータ５０のｄ軸方向を長軸とする楕円形の軌跡５５を描く。

したがって、電流ベクトルの大きさは、ロータ５０のＮ極方向およびＳ極方向において極大値を有する。すなわち、図５(a)の曲線Ｌ２に示すように、電流ベクトルの１周期において、その大きさは、２つの極大値を有する。この場合、電圧ベクトルの大きさが十分に大きければ、ステータの磁気飽和の影響により、ロータ５０のＮ極側の方がＳ極側よりもインダクタンスが小さくなり、Ｎ極方向の電流ベクトルの大きさが最大値をとることになる（曲線Ｌ１参照）。

そこで、十分に大きな高周波電圧ベクトルを印加してＮ極に対応した電流ベクトルの極大を特定しておき、その後は、大きさを小さくした高周波電圧ベクトルを印加し、電流ベクトルの極大値に基づいて、ロータ５０の位相を推定することができる。より具体的には、大きさが極大値をとるときの電流ベクトルのα軸成分Ｉ_αおよびβ軸成分Ｉ_βにより、ロータ５０の位相角（電気角）θは、θ＝Ｔan^-1（Ｉ_β／Ｉ_α）として求められる。
特開２００４−３４３９６３号公報

しかし、前述のような構成では、高周波電圧ベクトルが電気角３６０度を一周する間に一度だけ電流値をホールド（ピークホールド）するに過ぎない。したがって、高周波電圧ベクトルが電気角３６０度を一周する間に、一度しかロータ５０の位相を求めることができるに過ぎない。そのため、ロータ５０の回転に正確に追従したロータ回転位置が必ずしも得られないという問題がある。

とくに、低速回転時には、ロータ５０の回転位置を高頻度で正確に検出し、それに応じて各相への電流供給を制御する必要がある。しかし、高周波電圧ベクトルの一周期中に１度しかロータ５０の位相を求めることができない前述の先行技術では、ロータ５０の回転位置が得られる時間間隔が長いので、ロータ５０の回転に正確に追従した制御を行うことができない。

そこで、この発明の目的は、ロータの回転に追従して、より正確なロータ回転位置を求めることができ、これにより、モータ制御の最適化に寄与することができるモータ制御装置を提供することである。

上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、界磁としてのロータ（５０）ならびにＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線（５１，５２，５３）を備えた電動モータ（３）を駆動するためのモータ制御装置（５）であって、前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線にそれぞれ印加される電圧により表される電圧ベクトルが、その大きさを一定に保持して所定周期で回転するように、前記ステータ巻線に探査電圧を印加する探査電圧印加手段（２１）と、この探査電圧印加手段によって探査電圧を印加している期間中に、前記電動モータに流れる電流を検出する電流検出手段（９）と、前記電圧ベクトルの１周期内に、前記電流検出手段が検出する電流が極値をとる極値タイミングを少なくとも２回検出することができる極値タイミング検出手段（２８）と、この極値タイミング検出手段によって検出される極値タイミングに基づいて、前記ロータの回転位置を演算する位置演算手段（２９，３０，３１）とを含むことを特徴とするモータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。

ロータの磁極軸方向（ｄ軸方向）のインダクタンスと、これに直交する方向（ｑ軸方向）のインダクタンスとの相異のために、大きさが一定の電圧ベクトルの回転に伴って、電動モータに流れる電流（電流ベクトルの大きさ）に変化が生じる。具体的には、電流ベクトルは、ロータの極位置（Ｎ極，Ｓ極）に沿う方向のときに、その大きさが極大値をとる。また、電流ベクトルがロータの極位置に対して電気角で９０度の方向であるとき、その大きさは極小値をとる。そこで、電流が極大値または極小値をとるときの電流ベクトルの位相に基づいて、ロータの回転位置を演算することができる。

この発明では、電圧ベクトルの一周期内に電流検出手段が検出する電流が極値（極大値および／または極小値）をとる極値タイミングを少なくとも２回以上検出することができるようになっている。これにより、電圧ベクトルの一周期に１回の電流値ホールドが行われるに過ぎない場合に比較して、短い時間間隔でロータの回転位置を演算できるようになる。その結果、ロータの回転に正確に追従して、より正確なロータ回転位置を求めることが可能になる。とくに、ロータの回転速度が低速である場合に、ロータの回転位置の演算頻度を高めることができ、正確なモータ制御に寄与することができる。

請求項２記載の発明は、ロータの角速度を演算する角速度演算手段（２５）と、この角速度演算手段によって演算される角速度に応じて、前記極値タイミング検出手段が極値を検出するサンプリング期間を可変設定するサンプリング期間設定手段（３２）とをさらに含むことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置である。
ロータが停止中か極低速回転中は、電圧ベクトルが電気角で３６０度回転する一周期中に、電流の大きさは２度の極大値と２度の極小値をとる。そこで、たとえば、サンプリング期間を電圧ベクトルの一周期の２分の１に定めると、各サンプリング期間中に極大値が表れる。これらの極大値のタイミングを検出することによって、電圧ベクトルの１周期間に２回の極値タイミングを検出でき、それに応じて、ロータの回転位置を２回演算することができる。また、サンプリング期間を電圧ベクトルの一周期の４分の１に定めると、各サンプリング期間中に極値（極大値または極小値）が表れる。これらの極値タイミングを検出することによって、電圧ベクトルの１周期間に４回の極値タイミングを検出でき、それに応じて、ロータの回転位置を４回演算することができる。

ロータが比較的速く回転していて、電圧ベクトルの１周期間に電流の大きさが２度の極大値と１度の極小値をとる状況では、たとえば、サンプリング期間を電圧ベクトルの１周期の３分の１に定めればよい。これにより、各サンプリング期間中に極値タイミングを検出できるので、電圧ベクトルの１周期間にロータの回転位置を３回演算できる。
さらに、ロータがより速く回転していて、電圧ベクトルの１周期間に電流の大きさが１度の極大値と１度の極小値をとる状況では、サンプリング期間を電圧ベクトルの１周期の２分の１に定めればよい。これにより、各サンプリング期間中に極値タイミングを検出できるので、電圧ベクトルの１周期間にロータの回転位置を２回演算できる。

ロータがさらに高速に回転していて、電圧ベクトルの１周期間に電流の大きさが１度の極値（極大値または極小値）をとるに過ぎない状況では、サンプリング期間を電圧ベクトルの１周期に等しく定めればよい。これにより、電圧ベクトルの１周期間に１回の極値タイミングを検出でき、それに応じて、ロータの回転位置を１回演算できる。ロータの角速度が高速になれば、ロータの回転位置の検出頻度が低くても電動モータの制御に支障が生じることはない。

このように、ロータの角速度に応じてサンプリング期間を可変設定することで、極値タイミングを確実に検出することができるから、確実にロータの回転位置を演算できる。そして、低速回転域では、高頻度でロータの回転位置を演算することができる。
サンプリング期間設定手段は、より具体的には、たとえば、電圧ベクトルの１周期の２分の１の期間をサンプリング期間とする第１状態と、電圧ベクトルの１周期に等しい期間をサンプリング期間とする第２状態とで切り換わるものであってもよい。この場合、たとえば、極値タイミング検出手段は、たとえば、極大値タイミングまたは極小値タイミングのいずれかのみを検出するものであってもよい。たとえば、サンプリング期間設定手段は、ロータの角速度が低速であって、電圧ベクトルの１周期中に電流ベクトルの極大が２回現れる状況では、前記第１状態となる。これにより、電圧ベクトルの１周期中に、ロータの回転位置を２回演算できる。ロータの角速度が高速であって、電圧ベクトルの１周期中に電流ベクトルの極大が１度しか現れない状況では、サンプリング期間設定手段は、前記第２状態となる。このとき、電圧ベクトルの１周期中にロータの回転位置が１回演算されることになる。

前記ロータの角速度演算手段は、ロータの位置演算手段によって演算されるロータの回転位置に基づいてロータの角速度を演算するものであってもよい。
請求項３記載の発明は、前記位置演算手段は、電圧ベクトルの１周期内における前記サンプリング期間の時間軸上の相対位置と、前記サンプリング期間中における前記極値タイミングとに基づいて、ロータの位置を演算するものであることを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置である。

たとえば、電圧ベクトルの１周期を２分の１ずつに分割してサンプリング期間を設定する場合、周期前半のサンプリング期間における極値タイミングはロータの位相に対応しているが、周期後半のサンプリング期間における極値タイミングはロータの位相に対して半周期分のずれがある。そこで、極値タイミングに対して、さらに、電圧ベクトルの１周期内におけるサンプリング期間の時間軸上の位置を加味することで、ロータの回転位置を正確に演算できる。たとえば、ロータの位相が３０度のとき（Ｎ極が３０度の位置のとき）、周期前半のサンプリング期間に検出される極値タイミング（Ｎ極に対応）は３０度の位相に対応し、周期後半のサンプリング期間に検出される極値タイミング（Ｓ極に対応）は２１０度の位相に対応する。そこで、周期後半のサンプリング期間に検出される極値タイミングを用いるときには、補正値として１８０度を加算または減算することで、ロータの正確な回転角（３０度）を演算できる。

請求項４記載の発明は、前記ステータは、その磁気特性がＢ−Ｈ曲線の非線型領域で駆動可能であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載のモータ制御装置である。
この構成によれば、Ｂ−Ｈ曲線の非線型領域でステータを駆動することで、一般に突極性がないと言われているＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータであっても、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとに差のある状況、すなわち、突極性を示す状況とすることができる。これにより、電流の大きさは、電圧ベクトルが電気角で３６０度一周する間に、確実に極値をとる。したがって、極値タイミングに基づくロータの回転位置演算を確実に行うことができる。

以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ１と、車両の舵取り機構２に操舵補助力を与える電動モータ３と、この電動モータ３を駆動制御するモータ制御装置５とを備えている。モータ制御装置５は、トルクセンサ１が検出する操舵トルクに応じて電動モータ３を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。

電動モータ３は、この実施形態では、三相ブラシレスＤＣモータであり、図２に図解的に示すように、界磁としてのロータ５０と、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線５１，５２，５３とを備えている。電動モータ３は、ロータの外部にステータを配置したインナーロータ型のものであってもよいし、筒状のロータの内部にステータを配置したアウターロータ型のものであってもよい。

モータ制御装置５は、マイクロコンピュータ７と、このマイクロコンピュータ７によって制御され、電動モータ３に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）８と、電動モータ３の各相のステータ巻線に流れる電流を検出する電流センサ９とを備えている。
マイクロコンピュータ７は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭおよびＲＡＭなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、電流指令値生成部１１と、ＰＩ（比例積分）制御部１２と、指示電圧生成部１３と、γδ／αβ座標変換部１４と、αβ／ＵＶＷ座標変換部１５と、ＰＷＭ制御部１６と、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７と、αβ／γδ座標変換部１８と、偏差演算部１９と、位置推定部２０と、センシング信号生成部２１と、加算部２２と、角速度演算部２５とを備えている。

電流指令値生成部１１は、電動モータ３のロータ磁極方向に沿うｄ軸電流成分の指令値Ｉ_d ^*と、ｄ軸に直交するｑ軸電流成分の指令値Ｉ_q ^*とを生成する。以下、これらをまとめて言うときには、「電流指令値Ｉ_dq」という。ただし、ｄｑ座標平面はロータ５０の回転方向に沿う平面であり、ｄ軸およびｑ軸は、ロータ５０とともに回転する二相回転座標系（ｄ−ｑ）を規定する（図２参照）。

電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に与えるべき電流（正弦波電流）の振幅を表す電流指令値Ｉ^*を用いると、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*は、次式(1)(2)のように表される。
Ｉ_d ^*＝０ ……(1)
Ｉ_q ^*＝−(3/2)^1/2・Ｉ^* ……(2)
したがって、電流指令値生成部１１は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*＝０を生成する一方で、トルクセンサ１によって検出される操舵トルクに応じたｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を生成する。より具体的には、操舵トルクに対応したｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を記憶したマップ（テーブル）を用いてｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が生成されるようになっていてもよい。電動モータ３が発生するトルクは、モータ電流に対応するから、電流指令値Ｉ_dqは、電動モータ３から発生させるべきトルクを指令するための「トルク指令値」と言い換えることもできる。

電流センサ９は、電動モータ３のＵ相電流Ｉ_U、Ｖ相電流Ｉ_VおよびＷ相電流Ｉ_wを検出する（以下、これらをまとめていうときには「三相検出電流Ｉ_UVW」という）。その検出値は、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７に与えられる。
ＵＶＷ／αβ座標変換部１７は、三相検出電流Ｉ_UVWを、二相固定座標系（α−β）上での電流Ｉ_αおよびＩ_β（以下、これらをまとめていうときには「二相検出電流Ｉ_αβ」という。）に座標変換する。二相固定座標系（α−β）とは、ロータ５０の回転中心を原点として、ロータ５０の回転平面内にα軸およびこれに直交するβ軸を定めた固定座標系である（図２参照）。座標変換された二相検出電流Ｉ_αβは、αβ／γδ座標変換部１８に与えられる。

αβ／γδ座標変換部１８は、二相検出電流Ｉ_αβを、位置推定部２０によって推定されるロータ回転位置θ^（以下、「推定回転位置θ^」という。）に従う二相回転座標系（γ−δ）上での電流Ｉ_γおよびＩ_δ（以下、これらをまとめていうときには「二相検出電流Ｉ_γδ」という。）に座標変換する。二相回転座標系（γ−δ）は、推定回転位置θ^にロータ５０がある場合に、ロータ磁極方向に沿うγ軸と、このγ軸に直交するδ軸とによって規定される回転座標系である（図２参照）。推定回転位置θ^に誤差がなく、実際のロータ回転位置と一致しているとき、二相回転座標系（ｄ−ｑ）と二相回転座標系（γ−δ）とは一致する。

二相検出電流Ｉ_γδは、偏差演算部１９に与えられるようになっている。この偏差演算部１９は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に対するγ軸電流Ｉ_γの偏差、およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に対するδ軸電流Ｉ_δの偏差を演算する。これらの偏差がＰＩ制御部１２に与えられてそれぞれＰＩ演算処理を受ける。そして、これらの演算結果に応じて、指示電圧生成部１３によって、γ軸指示電圧Ｖ_γ ^*およびδ軸指示電圧Ｖ_δ ^*（以下、これらをまとめていうときには「二相指示電圧Ｖ_γδ」という。）が生成されて、γδ／αβ座標変換部１４に与えられる。

γδ／αβ座標変換部１４は、γ軸指示電圧Ｖ_γ ^*およびδ軸指示電圧Ｖ_δ ^*を、二相固定座標系（α−β）の指示電圧であるα軸指示電圧Ｖ_α ^*およびβ軸指示電圧Ｖ_β ^*（以下、これらをまとめていうときには「二相指示電圧Ｖ_αβ」という。）に座標変換する。この二相指示電圧Ｖ_αβは、αβ／ＵＶＷ座標変換部１５に与えられる。
αβ／ＵＶＷ座標変換部１５は、α軸指示電圧Ｖ_α ^*およびβ軸指示電圧Ｖ_β ^*を三相固定座標系の指示電圧、すなわち、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*（以下、これらをまとめていうときには「三相指示電圧Ｖ_UVW」という。）に変換する。

ＰＷＭ制御部１６は、三相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*に応じて制御されたデューティ比の駆動信号を生成して駆動回路８に与える。これにより、電動モータ３の各相には、該当する相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*に応じたデューティ比で電圧が印加されることになる。
このような構成によって、舵取り機構２に結合された操作部材としてのステアリングホイール（図示せず）に操舵トルクが加えられると、これがトルクセンサ１によって検出される。そして、その検出された操舵トルクに応じた電流指令値Ｉ_dqが電流指令値生成部１１によって生成される。この電流指令値Ｉ_dqと二相検出電流Ｉ_γδとの偏差が偏差演算部１９によって求められ、この偏差を零に導くようにＰＩ制御部１２によるＰＩ演算が行われる。この演算結果に対応した二相指示電圧Ｖ_γδが指示電圧生成部１３によって生成され、これが、座標変換部１４，１５を経て三相指示電圧Ｖ_UVWに変換される。そして、ＰＷＭ制御部１６の働きによって、その三相指示電圧Ｖ_UVWに応じたデューティ比で駆動回路８が動作することによって、電動モータ３が駆動され、電流指令値Ｉ_dqに対応したアシストトルクが舵取り機構２に与えられることになる。こうして、操舵トルクに応じて操舵補助を行うことができる。電流センサ９によって検出される三相検出電流Ｉ_UVWは、座標変換部１７，１８を経て、電流指令値Ｉ_dqに対応するように二相回転座標系（γ−δ）で表された二相検出電流Ｉ_γδに変換された後に、偏差演算部１９に与えられる。

回転座標系と固定座標系との間での座標変換のためには、ロータ５０の回転位置を表す位相角（電気角）θが必要である。この位相角を表す推定回転位置θ^が位置推定部２０によって生成され、γδ／αβ座標変換部１４およびαβ／γδ座標変換部１８に与えられるようになっている。
センシング信号生成部２１は、ロータ５０の位相角θを推定するために、電動モータ３に探査電圧を印加する探査電圧印加手段として機能する。このセンシング信号生成部２１は、電動モータ３の定格周波数に比較して十分に高い周波数（たとえば、４００Hz）の高周波正弦電圧（図５(b)参照）を、探査電圧として、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線５１，５２，５３に印加するためのセンシング信号を生成する。より具体的には、ロータ５０の回転を引き起こすことのない程度のデューティ比の高周波電圧の印加によって、Ｖ−Ｗ相通電、Ｗ−Ｕ相通電およびＵ−Ｖ相通電を順次繰り返させることにより、ロータ５０の回転中心まわりで空間的に回転する高周波電圧ベクトルを印加することができるセンシング信号を生成する。この高周波電圧ベクトルは、ロータ５０の回転中心を原点とする固定座標であるαβ座標の原点まわりに定速回転する一定の大きさの電圧ベクトルである（図４(a)参照）。

センシング信号生成部２１は、この実施形態では、二相指示電圧Ｖ_αβに重畳すべきセンシング信号を生成する。このセンシング信号は、加算部２２によって、二相指示電圧Ｖ_αβに重畳されるようになっている。
位置推定部２０は、二相検出電流Ｉ_αβに基づいて、ロータ５０の回転位置を推定し、推定回転位置θ^を生成する。

そして、角速度演算部２５は、位置推定部２０が生成する推定回転位置θ^に基づいて、ロータ５０の角速度ωを演算する。すなわち、制御周期毎に推定回転位置θ^が生成されると、前制御周期と今制御周期とにおける推定回転位置θ^の差に基づいて、角速度ωが演算される。この角速度ωは、位置推定部２０における位置推定演算のために用いられる。

図３は、位置推定部２０の構成を説明するためのブロック図である。位置推定部２０は、電流値演算部２６と、逆ノッチフィルタ２７と、電流ピークタイミング抽出部２８と、電流同期抽出部２９と、ロータ位置演算部３０と、位置補正部３１と、サンプリング期間設定部３２とを備えている。
電流値演算部２６は、電流ベクトルの大きさ、すなわち、電流の大きさＩを求める。より具体的には、電流値演算部２６は、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７から与えられる二相検出電流Ｉ_αβに基づいて、電流の大きさＩを演算する。たとえば、次式(3)に従って、電流の大きさｉが演算される。

Ｉ＝｛Ｉ_α ²＋Ｉ_β ²｝^1/2 …… (3)
逆ノッチフィルタ２７は、電流値演算部２６の出力からノイズ成分を除去する。電流の大きさＩには、高周波電圧ベクトルの１周期中に２回の極大値が生じる。したがって、電流値演算部２６の出力のうち、有意な信号成分の周波数は、センシング信号生成部２１が生成するセンシング信号の周波数の２倍程度の周波数を有する。そこで、逆ノッチフィルタ２７は、センシング信号の周波数の２倍の周波数を中心周波数ｆｃとし、角速度演算部２５によって演算される角速度ωに対応する周波数α（＝ω／２π）の２倍の範囲ｆｃ±αの信号を通過させ、この範囲外の信号を除去する特性（逆ノッチフィルタ特性）を有している。

電流ピークタイミング抽出部２８は、逆ノッチフィルタ２７の出力に基づき、電流値演算部２６によって求められた電流の大きさＩが極大値（ピーク値）をとるタイミング（極大値タイミング）を検出する。より具体的には、電流ピークタイミング抽出部２８は、サンプリング期間設定部３２によって設定されるサンプリング期間毎にピークホールド処理を行い、そのサンプリング期間中に電流の大きさＩが極大値をとる極大値タイミングを抽出する。この極大値タイミングは、ロータ５０の回転位置（位相）に対応する。この電流ピークタイミング抽出部２８による処理の詳細は、後述する。

サンプリング期間設定部３２は、電流ピークタイミング抽出部２８によってピークホールド処理を行うべきサンプリング期間を可変設定する。具体的には、サンプリング期間設定部３２は、角速度演算部２５によって求められる角速度ωに基づいて、サンプリング期間を可変設定する。
この実施形態では、サンプリング期間設定部３２は、高周波電圧ベクトルの１周期（電気角で３６０度）をＴとして、この１周期Ｔの２分の１をサンプリング期間として設定する第１状態と、１周期Ｔに等しいサンプリング期間を設定する第２状態とに切り換わるようになっている。ただし、１周期Ｔの３分の１をサンプリング期間とする状態や、１周期Ｔの４分の１をサンプリング期間とする状態など、サンプリング期間を１周期Ｔのｋ分の１（ｋは自然数）に定める別の状態を設けてもよい。

電流同期抽出部２９は、電流ピークタイミング抽出部２８が極値タイミングｔを生成すると、これに応答して、そのタイミングｔにおける二相検出電流Ｉ_αβ(t)をＵＶＷ／αβ座標変換部１７から取り込んで出力する。
ロータ位置演算部３０は、電流同期抽出部２９から与えられる極値タイミング二相検出電流Ｉ_αβ(t)を用いて、次式(4)に従って、ロータの回転位置（回転角）θを求める。

θ＝Ｔan^-1（Ｉ_β／Ｉ_α） ……(4)
位置補正部３１は、ロータ位置演算部３０によって求められるロータ回転位置θを、サンプリング期間設定部３２によるサンプリング周期の設定状態に応じて補正する。たとえば、サンプリング周期が高周波電圧ベクトルの１周期の２分の１に設定されている場合に、前半のサンプリング周期の極値タイミングに基づいて求められたロータ回転位置θは、ロータ５０の回転角に対応しているので、そのまま推定回転位置θ^として出力される。これに対して、後半のサンプリング周期の極値タイミングに基づいて求められたロータ回転位置θに対しては、１８０度の補正（加算または減算）が施される。この補正によって、ロータ５０の回転角に対応した推定回転位置θ^が得られる。

図４(a)は、センシング信号生成部２１によって生成されてステータ巻線５１，５２，５３に印加される回転探査電圧に対応する高周波電圧ベクトルを示し、図４(b)は、高周波電圧ベクトルに対する電流ベクトルの応答を示す。回転探査電圧の印加により形成される高周波電圧ベクトルは、一定の大きさを有し、αβ座標の原点まわりに定速で回転する。このとき、ロータ５０の極位置に応じて電流ベクトルの大きさが変化する。より具体的には、ロータ５０のＮ極およびＳ極に対応する位置で電流ベクトルの大きさ、すなわち電流の大きさＩが極大値をとり、それらに対して電気角で９０度だけ異なる２つの位置で電流の大きさＩが極小値をとる。その結果、電流ベクトルの終点は、αβ座標の原点のまわりに楕円形の軌跡５５を形成することになる。その楕円形は、ロータ５０のＮ極およびＳ極に対応する長軸方向を有する。

図５(a)は、電流波形の一例を示す波形図である。すなわち、電流の大きさＩの時間変化の一例が示されている。電流波形には、電流ベクトルの終点が形成する楕円形の軌跡５５（図４(b)参照）の２つの長軸方向に対応した極大点Ｐ１，Ｐ２が現れる。また、これらの極大値Ｐ１，Ｐ２の間に極小点Ｑ１，Ｑ２が現れる。
ロータ５０の角速度ωが高周波電圧ベクトルの回転速度に対して十分に小さいときには、高周波電圧ベクトルの１周期中に、電流の大きさＩは、２度の極大点Ｐ１，Ｐ２および２度の極小点Ｑ１，Ｑ２をとる。この状態が図５(a)の曲線Ｌ２に示されている。

ロータ５０の角速度ωが速いときには、高周波電圧ベクトルの１周期中に、電流の大きさＩは、１度の極大値Ｐ１１をとる。この状態が図５(a)の曲線Ｌ３に示されている。
サンプリング期間設定部３２は、ロータ５０の角速度ωが所定の閾値ω_th未満であり、電流波形が図５(a)の曲線Ｌ２のような状態となるときには、サンプリング期間を高周波電圧ベクトルの１周期Ｔの２分の１に設定する。これにより、高周波電圧ベクトルの１周期中に、ロータ５０のＮ極に対応した極大点Ｐ１の極大値タイミングと、ロータ５０のＳ極に対応した極大点Ｐ２の極大値タイミングとが抽出されることになる。

前記閾値ω_thは、たとえば、ロータ５０が一回転する時間の２分の１が、高周波電圧ベクトルが一回転する時間よりも長くなるように定めればよい。電圧の周波数をｆ_vとすれば、電圧ベクトルが一回転する時間は、１／ｆ_vである。また、ロータ５０が一回転する時間は、２π／ωである。したがって、次の不等式が成り立てばよい。

これをωについて解くと、次のとおりである。

ω＜πｆ_v
したがって、ω_th＝πｆ_vとすればよい。
一方、ロータ５０の角速度ωが前記閾値を超えていて、図５(a)の曲線Ｌ３のような状態となるときには、サンプリング期間設定部３２は、サンプリング期間を高周波電圧ベクトルの１周期Ｔに等しく設定する。これにより、高周波電圧ベクトルの１周期中に、ロータ５０のＮ極に対応した極大点Ｐ１１の極大値タイミングが抽出されることになる。

図６は、ロータ５０の推定回転位置θ^を求めるために所定の制御周期毎に繰り返し実行される処理の流れを説明するためのフローチャートである。
まず、高周波電圧ベクトルの１周期中に２回現れる電流信号の極大のうちロータ５０のＮ極に対応する極大を特定するための処理（Ｎ極判定処理）が行われる（ステップＳ１）。Ｎ極判定処理には、公知の方法を適用することができる。たとえば、充分に大きな高周波電圧ベクトルを印加すると、ステータの磁気飽和の影響により、ロータ５０のＮ極側の方がＳ極側よりもインダクタンスが小さくなり、Ｎ極方向の電流ベクトルの大きさが最大値をとることになる（図５(a)の曲線Ｌ１参照）。これを利用して、電流波形の２つの極大点のうちの一方をＮ極に対応する極大点として特定できる。

次に、センシング信号生成部２１からセンシング信号が印加される（ステップＳ２）。これにより、電流センサ９の出力から、図４(b)および図５(a)に示すような電流応答が得られる。
サンプリング期間設定部３２は、前制御周期に求められた角速度ωに基づいて、電流ピークタイミング抽出部２８がピークホールド動作が行うためのサンプリング期間を設定する（ステップＳ３）。

電流ピークタイミング抽出部２８は、設定されたサンプリング期間中の極大値に対応する極値タイミングｔを出力する（ステップＳ４）。この極値タイミングｔにおける二相検出電流Ｉ_αβに基づいて、電流同期抽出部２９およびロータ位置演算部３０などの働きにより、ロータ回転位置θが求められる（ステップＳ５）。この求められたロータ回転位置θに対して、位置補正部３１による補正処理が加えられることにより（ステップＳ６）、推定回転位置θ^が求められる。

角速度演算部２５は、求められた推定回転位置θ^に基づいて、角速度ωを求める（ステップＳ７）。この角速度ωは、次制御周期におけるサンプリング期間の設定（ステップＳ３）のために用いられる。
以上のように、この実施形態によれば、ロータ５０の角速度ωが小さいときには、高周波電圧ベクトルの１周期中に、極値タイミング（極大値タイミング）が２回検出され、それに応じて推定回転位置θ^が２回求められる。これにより、推定回転位置θ^の演算頻度が従来技術の２倍になる。その結果、低速域において、詳細な位置情報を得ることができるので、より詳細かつ正確に電動モータ３を制御することができるようになる。これにより、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングを向上することができる。

また、ロータ５０の角速度ωが大きくなると、高周波電圧ベクトルの１周期中に１回の極値タイミング（極大値）が抽出される動作となるので、サンプリング期間中に確実に１回の極大値を検出することができる。
なお、電動モータ３は、一般に突極性がないと言われているＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータであってもよい。この場合でも、充分に大きな回転探査電圧をステータ巻線５１，５２，５３に印加して、ステータをその磁気特性がＢ−Ｈ曲線の非線型領域で駆動することにより、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとに差のある状況、すなわち、突極性を示す状況とすることができる。これにより、電流の大きさＩは、電圧ベクトルが電気角で３６０度一周する間に、確実に極値をとる。したがって、極値タイミングに基づくロータ５０の回転位置演算を行うことができる。

以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明は、さらに他の形態で実施することもできる。
たとえば、前述の実施形態では、各サンプリング期間中の極大値のタイミングを抽出するようにしているが、極小値のタイミングをも抽出するようにすれば、推定回転位置θ^をより短時間の間隔で求めることができる。すなわち、図５に示すように、高周波電圧ベクトルの１周期Ｔの４分の１のサンプリング周期を設定し、各サンプリング周期中で極大点Ｐ１，Ｐ２または極小点Ｑ１，Ｑ２のタイミングを極値タイミングとして抽出する。この場合、位置補正部３１は、第１サンプリング期間Δ１に対応するロータ位置演算部３０の出力に対しては補正値「０」を加え（補正なし）、第２サンプリング期間Δ２に対応するロータ位置演算部３０の出力に対しては補正値「９０度」を加え、第３サンプリング期間Δ３に対応するロータ位置演算部３０の出力に対しては補正値「１８０度」を加え、第４サンプリング期間Δ４に対応するロータ位置演算部３０の出力に対しては補正値「２７０度」を加えるように動作する。これにより、各サンプリング期間Δ１〜Δ４において、妥当な推定回転位置θ^を得ることができる。このようにすれば、従来技術の４倍の頻度で推定回転位置θ^を求めることができるから、電動モータ３をより一層適切に制御することができる。

また、前述の実施形態では、電流の大きさＩが極値をとるときの二相検出電流Ｉ_αβを用いてロータ５０の回転位置θを求めているが、電流の大きさＩが極値をとるときの二相指示電圧Ｖ_α，Ｖ_βを用いて（図１のライン２３参照）、次式(5)に従って、推定回転位置θ^を求めるようにしてもよい。
θ^＝Ｔan^-1（Ｖ_β／Ｖ_α） …(5)
電圧ベクトルは大きさが一定であるので、歪みの生じている電流ベクトルに比較して、その位相の計算が容易である。したがって、式(5)の適用により、演算処理を簡素化できる。

電流の大きさＩが極値をとるときの電圧ベクトルの位相を求めるには、前記の式(5)に従う演算を行う代わりに、回転探査電圧の印加と同期して計数動作を行うカウンタを用いるようにしてもよい。具体的には、高周波電圧ベクトルがα軸（Ｕ相方向に一致）に沿うとき（すなわち、高周波電圧ベクトルの位相が零のとき）に初期化されて計数動作を開始するように繰り返し動作するカウンタを設ける。このカウンタは、たとえば、高周波電圧ベクトルの周期Ｔをｎ等分（ｎは１周期当たりのサンプリング数。たとえばｎ＝３６０）した周期Ｔ／ｎ毎にカウントアップするもので、その出力は、高周波電圧ベクトルの位相を表す。そこで、図５(c)に示すように、電流の大きさＩの極値が検出された時点でカウンタの計数値を参照すれば、この計数値はロータ５０の磁極位置（電流ベクトルの大きさが最大のときの高周波電圧ベクトルの位相角）を表す。

また、前述の実施形態では、電動パワーステアリング装置の駆動源としての電動モータ３に本発明が適用された例について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外の用途の電動モータの制御に対しても適用が可能である。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。 電動モータの構成を説明するための図解図である。 位置推定部の構成を説明するためのブロック図である。 図４(a)は回転探査電圧に対応する高周波電圧ベクトルを示し、図４(b)は高周波電圧ベクトルに対する電流ベクトルの応答を示す。 図５(a)は電流波形の例を示し、図５(b)は電圧波形の例を示し、図５(c)は電圧ベクトルの位相を検出するためのカウンタの計数値の変化を表す。 ロータ回転位置推定演算の流れを説明するためのフローチャートである。

符号の説明

５…モータ制御装置、７…マイクロコンピュータ、９…電流センサ、５０…ロータ、５１，５２，５３…ステータ巻線

Claims (4)

1. 界磁としてのロータならびにＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線を備えた電動モータを駆動するためのモータ制御装置であって、
   前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線にそれぞれ印加される電圧により表される電圧ベクトルが、その大きさを一定に保持して所定周期で回転するように、前記ステータ巻線に探査電圧を印加する探査電圧印加手段と、
   この探査電圧印加手段によって探査電圧を印加している期間中に、前記電動モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電圧ベクトルの１周期内に、前記電流検出手段が検出する電流が極値をとる極値タイミングを少なくとも２回検出することができる極値タイミング検出手段と、
   この極値タイミング検出手段によって検出される極値タイミングに基づいて、前記ロータの回転位置を演算する位置演算手段とを含むことを特徴とするモータ制御装置。
2. ロータの角速度を演算する角速度演算手段と、
   この角速度演算手段によって演算される角速度に応じて、前記極値タイミング検出手段が極値を検出するサンプリング期間を可変設定するサンプリング期間設定手段とをさらに含むことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記位置演算手段は、電圧ベクトルの１周期内における前記サンプリング期間の時間軸上の相対位置と、前記サンプリング期間中における前記極値タイミングとに基づいて、ロータの位置を演算するものであることを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
4. 前記ステータは、その磁気特性がＢ−Ｈ曲線の非線型領域で駆動可能であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

Images