JP2007097263A - 同期モータの磁極位置推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】、磁極位置の推定精度を向上しつつ、その磁極位置を求めるための演算量を軽減すること。
【解決手段】同期モータ１０の２相交流座標系における誘起電圧モデルに、モータ印加電圧の指令値及びモータ電流の検出値を入力することによって、当該同期モータ１０の誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを演算し、その演算した誘起電圧ｅ_α、ｅ_βから推定磁極位置を求める方法であって、誘起電圧モデルとして、モータ電流の波高値Ｉ_ａの時間微分を概ねゼロと仮定した近似誘起電圧モデルを用いる。このように、モータ電流の波高値Ｉ_ａの時間微分をゼロ、すなわち、モータ電流の波高値Ｉ_ａは一定であると仮定することにより、モータモデルに含まれる微分項を省略することができる。従って、微分項を省略した近似誘起電圧モデルにより誘起電圧を演算すると、推定磁極位置を求めるために必要な誘起電圧を演算するための演算量を低減できる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、永久磁石を回転子とする同期モータにおいて、回転子の位置（磁極位置）を推定する磁極位置推定方法に関する。

例えば、永久磁石を回転子とする同期モータ（ＳＰＭＳＭ，ＩＰＭＳＭ）を運転する場合、回転子の位置（磁極位置）に同期して固定子巻線への通電位相を制御するので、原則として、回転子の磁極位置を検出する位置検出器が必要である。この位置検出器としては、ホール素子、エンコーダ、レゾルバなどを用いることができる。ところが、このような位置検出器を用いた場合、モータの小型化を図ることが困難になるとともに、モータを制御する制御装置との接続配線を行う必要が生じる。

このため、近年では、回転子の磁極位置を検出する位置検出器を用いずに、モータの制御に必要な回転子の磁極位置を推定により求めることが検討されている。例えば特許文献１に記載の位置推定方法では、ｄq回転座標上で近似したモータモデルに対して、検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊、及び速度指令ωｒ＊を入力することにより、同期モータの軸ずれΔθを算出する。この算出した同期モータの軸ずれΔθから、回転子の磁極位置を求めている。

ただし、現実のモータは、交流電圧を印加することによって駆動され、検出される電流も３相交流であるため、ｄｑ回転座標上における直流検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃを得るには、推定磁極位置を基に、交流検出電流を回転座標上の直流電流に座標変換する必要がある。この場合、座標変換された検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃには推定磁極位置の誤差に応じた誤差が含まれる。従って、この誤差を含む検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃを基に、新たな磁極位置を推定するので、磁極位置の推定精度が低下するとともに、この推定磁極位置に基づいてモータ制御を行うと、モータ制御の安定性が低下する問題があった。

このような問題に対して、例えば非特許文献１に記載のように、αβ座標に代表される２相交流座標上の交流電圧、交流電流を、その２相交流座標上のモータモデルを基に構成した磁束オブザーバに入力して、回転子の磁極位置を直接的に推定することが提案されている。
特開２００１−２５１８８９号公報 「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御のための拡張誘起電圧オブザーバ」９９年電気学会全国大会 Ｎｏ．１０２６

上述した非特許文献１に提案されたように、２相交流座標上の交流電圧・電流を用いることにより、磁極位置の推定精度を向上することができる。ただし、非特許文献１に記載された方法では、微分項を含むモータモデルを用いているため、推定磁極位置を求めるための演算量が膨大になるとの問題がある。

本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、磁極位置の推定精度を向上しつつ、その磁極位置を求めるための演算量を軽減することが可能な同期モータの磁極位置推定方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、請求項１に記載の同期モータの磁極位置推定方法は、同期モータの２相交流座標系における誘起電圧モデルに、モータ印加電圧値及びモータ電流の検出値を入力することによって、当該同期モータの誘起電圧を演算し、その演算した誘起電圧から推定磁極位置を求めるものであって、
誘起電圧モデルとして、モータ電流の波高値の時間微分を概ねゼロと仮定した近似誘起電圧モデルを用いることを特徴とする。

このように、モータ電流の波高値の時間微分を概ねゼロ、すなわち、モータ電流の波高値は概ね一定であると仮定することにより、モータモデルに含まれる微分項を省略することができる。従って、微分項を省略した近似誘起電圧モデルにより誘起電圧を演算すると、推定磁極位置を求めるために必要な誘起電圧を演算するための演算量を低減することができる。

具体的には、請求項２に記載したように、２相交流座標系がα−β座標系である場合、近似誘起電圧モデルは、数式１によって示される。この数式１においては、モデルが、固定子抵抗Ｒ、回転速度ω、及びインダクタンスＬによって表されており、微分項による複雑な演算を行う必要がない。

請求項３に記載したように、近似誘起電圧モデルによって算出した誘起電圧に応じた交流成分を直流成分に変換し、当該直流成分に重畳する高周波成分を除去し、さらに、その高周波成分を除去した直流成分から、推定磁極位置を求めることが好ましい。

上述した微分項を省略した近似誘起電圧モデルを用いると、同期モータを駆動する際のデッドタイムや突極性に起因するインダクタンス変化により、高周波成分を含む誘起電圧が算出される。この高周波成分を含む誘起電圧をそのまま用いて推定磁極位置を求めると、推定精度が低下する場合がある。

そこで、請求項３では、一旦、誘起電圧に応じた交流成分を直流成分に変換した上で、フィルタ処理によって高周波成分を除去する。これにより、のこぎり波によって示される位置情報の始点及び終点の情報を欠落することなく、高周波成分を除去することができる。その結果、推定磁極位置の精度を向上できる。

交流成分から直流成分への変換は、例えば請求項４に記載したように、誘起電圧に基づいて第１の磁極位置を算出し、さらに、その第１の磁極位置を微分することによって行うことができる。この場合、推定磁極位置は、高周波成分を除去した直流成分を積分した積分結果から、第２の磁極位置を求めることで算出する。

また、請求項４に記載の方法で交流成分から直流成分への変換を行う場合、請求項５に記載したように、第１の磁極位置と第２の磁極位置との位置誤差を算出し、その位置誤差に所定の第１のゲインを乗じて、第２の磁極位置に加える位相同期処理を行うことが好ましい。これにより、高周波成分を除去するためのフィルタ処理による遅れが低減され、磁極位置の推定精度が向上できる。ただし、第１のゲインの過度に高めると、高周波成分の影響が強くなって磁極位置の推定精度が低下するので、第１のゲインの設定には注意を要する。

さらに、請求項４又は請求項５に記載の方法で交流成分から直流成分への変換を行う場合、請求項６に記載したように、第１の磁極位置と第２の磁極位置との位置誤差を算出し、その位置誤差が概ねゼロとなるように、当該位置誤差に所定の第２のゲインを乗じた補正係数により、直流成分を補正するようにしても良い。このようにしても、高周波成分を除去するためのフィルタ処理による遅れの低減を図ることができる。

また、交流成分から直流成分への変換は、請求項７に記載したように、２相交流座標系における誘起電圧モデルによって演算される、交流成分からなる誘起電圧を回転座標系に変換することによって行うこともできる。この場合、推定磁極位置は、高周波成分を除去した直流成分を２相交流座標系の交流成分に再変換し、その変換結果から求めれば良い。

請求項８に記載したように、誘起電圧は、近似誘起電圧モデルによって誘起電圧ベクトルとして求められ、２相交流座標において、モータ回転子の磁極位置に対応する位置ベクトルを設定し、当該位置ベクトルと誘起電圧ベクトルとの内積が概ねゼロとなるように、位置ベクトルを補正することによって、当該補正した位置ベクトルから推定磁極位置を求めるようにしても良い。

誘起電圧ベクトルは、モータ回転子の磁石磁束の微分に相当するため、磁石磁束から９０度進んだベクトルとなる。ここで、磁石磁束の位置はモータ回転子の磁極位置に相当するので、モータ回転子の磁極位置を示す位置ベクトルと誘起電圧ベクトルとの内積はゼロになる関係を持つ。従って、位置ベクトルと誘起電圧ベクトルとの内積が概ねゼロとなるように、位置ベクトルを補正することによって、当該補正した位置ベクトルから推定磁極位置を求めることが可能になる。

請求項９に記載したように、位置ベクトルは、モータ回転子の磁極の推定速度を積分することによって設定されるものであり、位置ベクトルと誘起電圧ベクトルとの内積に応じて補正した推定速度を求めることによって、結果的に、位置ベクトルを補正するようにしても良い。上記したように、位置ベクトルがモータ回転子の磁極の推定速度を積分することによって設定される場合には、推定速度を増減補正することによって、結果的に位置ベクトルを補正できるためである。

請求項１０に記載したように、モータ回転子の磁極の推定速度は、異なる時刻に算出された複数の誘起電圧ベクトルに基づいて算出される推定速度に対して低域通過フィルタ処理を施して第１の推定速度を求めるとともに、この第１の推定速度に対して、位置ベクトルと誘起電圧ベクトルとの内積に所定の第３のゲインを乗じることによって求められる第２の推定速度を加えることによって求めるようにしても良い。

上述したように、誘起電圧（ベクトル）には、種々の原因によってノイズである高周波成分が含まれるので、その誘起電圧ベクトルから算出される推定速度にも、その高周波成分の影響が残る。そのため、推定速度に対して低域通過フィルタ処理を施すことにより、ノイズが低減された第１の推定速度を得ることができる。ただし、フィルタ処理により、第１の推定速度には遅れが生じる。これに対して、第１の推定速度に、位置ベクトルと誘起電圧ベクトルとの内積に所定の第３のゲインを乗じて求めた第２の推定速度を加えることにより、その遅れを補償することができる。

請求項１１に記載したように、モータ回転子の磁極の推定速度を積分した値に対して、位置ベクトルと前記誘起電圧ベクトルとの内積に所定の第４のゲインを乗じた値を加えて、位置ベクトルを求めるようにしても良い。このように、モータ回転子の磁極の推定速度を積分した値、すなわち磁極位置に、位置ベクトルと前記誘起電圧ベクトルとの内積に所定の第４のゲインを乗じた値を加えても、請求項１０と同様に、フィルタ処理による遅れを補償することができる。

請求項１２に記載したように、内積を算出する際に、誘起電圧ベクトル及び位置ベクトルの大きさを正規化して一定とすることが好ましい。これにより、位置ベクトルと誘起電圧ベクトルとの内積が、両ベクトルの角度差（磁極位置誤差）のみに依存して変化するようにできる。

なお、上述した請求項８〜請求項１２に記載した発明における位置ベクトルと誘起電圧ベクトルとの内積に代えて、位置ベクトル±９０度と誘起電圧ベクトルとの外積を用いることも可能である。請求項１３〜１７に記載の発明は、位置ベクトル±９０度と誘起電圧ベクトルとの外積を用いた場合の磁極位置の推定方法に関するものであり、その作用効果は、請求項８〜請求項１２の発明の作用効果とほぼ同様であるため、説明を省略する。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図に基づいて説明する。図１は、本実施形態による同期モータ１０の制御装置の全体構成を示すブロック図である。なお、本実施形態における同期モータ１０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の固定子巻線、及び永久磁石からなる回転子を有する。

図１において、速度制御器２は、第１の偏差演算部１によって演算される速度指令値ω^＊と速度推定値ω_ｅｓとの偏差が入力され、その入力値に基づいて、速度推定値ω_ｅｓが速度指令値ω^＊に近づくように、ｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑを算出して出力する。

第２の偏差演算部３は、これらｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑと、後述するαβ／ｄｑ変換部１２からｄ軸電流値ｉ_ｄ及びｑ軸電流値ｉ_ｑが入力され、それらの入力値の偏差（ｄ軸電流偏差Δｉ_ｄ、ｑ軸電流偏差Δｉ_ｑ）をそれぞれ演算して出力する。そして、電流制御器４は、ｄ軸電流偏差Δｉ_ｄ及びｑ軸電流偏差Δｉ_ｑに基づいて、それぞれの偏差をゼロに近づけるように、ｄ軸電圧指令値Ｖ^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ _ｑを算出して出力する。電流制御器４が出力したｄ軸電圧指令値Ｖ^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ _ｑは、ｄｑ／αβ座標変換部５に出力される。

ここで、公知のように、ｄｑ座標は、例えば、回転子のＳ極からＮ極に向かう方向をｄ軸とし、そのｄ軸に垂直なｑ軸によって定義される回転座標であり、αβ座標は、回転子の回転軸を原点として、相互に直交するα軸及びβ軸によって定義される静止座標である。このαβ座標上では、電圧、電流とも交流信号によって表されるので、αβ座標は、２相交流座標として定義することもできる。

ｄｑ／αβ座標変換部５におけるｄｑ回転座標からαβ静止座標への座標変換は、後述する位置・速度推定部１３から出力される回転子の第２の推定磁極位置θ_ｅｓ２に基づいて実行される。回転子の磁極位置が推定できれば、ｄｑ回転座標とαβ静止座標との相対的な位相関係が特定できるので、座標変換を行うことができるためである。この座標変換によって、ｄｑ／αβ座標変換部５からは、α軸電圧指令値Ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値Ｖ^＊ _βが出力される。

ｄｑ／αβ座標変換部５からのα軸電圧指令値Ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値Ｖ^＊ _βは、２相−３相変換部であるαβ／ｕｖｗ変換部６及び位置・速度推定部１３の拡張誘起電圧演算部１４に与えられる。αβ／ｕｖｗ変換部６は、αβ静止座標におけるα軸電圧指令値Ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値Ｖ^＊ _βから、３相同期モータ８の各固定子巻線（Ｕ相、Ｖ相、W相）に出力すべきＵ相電圧指令値Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖ^＊ _Ｖ、W相電圧指令値Ｖ^＊ _wを生成する。

ＰＷＭ信号発生部５は、Ｕ相電圧指令値Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖ^＊ _Ｖ、W相電圧指令値Ｖ^＊ _wに基づいて、インバータ８の、各固定子巻線に対応するスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を発生する。このＰＷＭ信号によって、インバータ８を構成する各スイッチング素子を駆動することにより、Ｕ相電圧指令値Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖ^＊ _Ｖ及びW相電圧指令値Ｖ^＊ _wに相当する電圧を各固定子巻線に印加することができる。

電流センサ９は、各固定子巻線に流れる電流を検出する。電流センサ９によって検出された各固定子巻線の電流検出値は、ｕｖｗ／αβ変換部１１に入力され、αβ座標におけるα軸電流値ｉ_αとβ軸電流値ｉ_βに変換される。なお、電流センサ９は、３相すべての固定子巻線の電流を検出する必要はなく、２相の電流を検出して、残りの１相の電流は、その２相の電流から推定しても良い。ｕｖｗ／αβ変換部１１から出力されるα軸電流値ｉ_α及びβ軸電流値ｉ_βは、αβ／ｄｑ変換部１２及び位置・速度推定部１３の拡張誘起電圧演算部１４に入力される。αβ／ｄｑ変換部１２は、後述する位置・速度推定部１３から出力される回転子の第２の推定磁極位置θ_ｅｓ２に基づいて、α軸電流値ｉ_α及びβ軸電流値ｉ_βをｄ軸電流値ｉ_ｄ及びｑ軸電流値ｉ_ｑに変換して、第２の偏差演算部３に出力する。

次に、本実施形態のモータ制御装置の特徴部分に関する位置・速度推定部１３について詳しく説明する。この位置・速度推定部１３は、図１に示すように拡張誘起電圧演算部１４を有する。

拡張誘起電圧演算部１４は、ｄｑ／αβ座標変換部５から入力されるα軸及びβ軸の電圧指令値Ｖ^＊ _α、Ｖ^＊ _β及びｕｖｗ／αβ変換部１１から入力されるα軸及びβ軸の電流検出値ｉ_α、ｉ_βに基づいて、回転子の磁極位置を推定するものである。

ここで、従来の拡張誘起電圧の演算方法では、例えば上記した非特許文献１に記載されているように、αβ座標に代表される２相交流座標上の交流電圧、交流電流を、その２相交流座標上のモータモデルを基に構成したオブザーバに入力して、回転子の磁極位置を直接的に推定する。ここで、このオブザーバについて簡単に説明する。

αβ座標上の同期モータの拡張誘起電圧モデルは、以下の数式２のように示される。

この数式２において、右辺第２項が拡張誘起電圧として定義される。この拡張誘起電圧モデルは、永久磁石による誘起電圧に加え、リラクタンストルクを生じるインダクタンスの差を新たに磁束成分として扱うものである。そして、上記数式２に示されるモデルを基に、拡張誘起電圧オブザーバを構成することにより、拡張誘起電圧を直接求めることができる。この場合、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βは、以下の数式３によって表される。

しかしながら、上述した例では、微分項を含む詳細なモータモデルを基に誘起電圧を演算するため、その演算量が膨大になってしまう。この点を考慮し、本実施形態では、微分項を省略した近似モデルにより誘起電圧を演算する。これにより、第１の回転子磁極位置θ_ｅｓ１を求めるための演算量を低減することができる。

以下に、近似モデルを得るための考え方について説明する。本実施形態では、微分項を省略するために、図２に示すα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βの波高値Ｉ_ａは一定であり、その時間微分は概ねゼロであるとみなす。この仮定により、例えばα軸電流ｉ_αの微分項は以下の数式４のように近似できる。

同様にして、β軸電流ｉ_βの微分項の近似も行うことにより、上記した数式３は、以下の数式５のように簡略化できる。

上述した数式５においては、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを演算するためのモータモデルが、固定子抵抗Ｒ、回転速度ω_ｒｅ、及びｑ軸インダクタンスによって表されている。すなわち、モータ電流の波高値Ｉ_ａの時間微分を概ねゼロ、すなわち、モータ電流の波高値Ｉ_ａは概ね一定であると仮定することにより、モータモデルに含まれる微分項を省略することができる。微分項を省略した近似誘起電圧モデルにより拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを演算すると、推定磁極位置を求めるために必要な拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを演算するための演算量を低減することができる。

拡張誘起電圧演算部１４によって演算された拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βは、推定位置演算部１５に入力される。推定位置演算部１５は、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに対して、以下の数式６に示すように逆正接演算を行うことにより、回転子の第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１を求める。

この算出された第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１は、微分処理部１６及び第３の偏差演算部２１に与えられる。微分処理部１６は、推定位置演算部１５から出力された第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１に対して微分処理を施すことにより、回転子の回転速度である磁極の速度推定値ω_ｅｓを算出する。この微分処理は、以下の数式７によって表される。

ここで、第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１は、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに応じて周期的に変化する交流成分である。この第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１に対して微分処理を施すことにより、交流成分である第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１を直流成分である速度推定値ω_ｅｓに変換することができる。そして、低域通過フィルタ部（ＬＰＦ）１７において、速度推定値ω_ｅｓに対して低域通過フィルタ処理を施す。

上述した微分項を省略した近似誘起電圧モデルを用いると、同期モータ１０を駆動する際のデッドタイムや突極性に起因するインダクタンス変化により、高周波成分を含む拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βが算出される。この高周波成分を含む拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを用いて第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１を求めると、高周波成分の影響が第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１にも現れるため、磁極位置の推定精度を悪化させる要因となる。

そこで、本実施形態では、一旦、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βから求めた、交流成分である第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１を直流成分である速度推定値ω_ｅｓに変換した上で、低域通過フィルタ処理によって高周波成分を除去する。これにより、図２のように、のこぎり波によって示される位置情報の始点及び終点の情報を欠落することなく、高周波成分を除去することができる。その結果、推定磁極位置の精度を向上できる。

ＬＰＦ１７は、フィルタ処理後の速度推定値ω_ｅｓを第１の偏差演算部１及び積分処理部１８に出力する。積分処理部１８は、入力された速度推定値ω_ｅｓを積分して、推定磁極位置に再変換する。

加算部１９は、積分処理部１８からの推定磁極位置と、位相補償部２０からの推定磁極位置とを加算して、第２の推定磁極位置θ_ｅｓ２として出力する。この加算部１９によって算出された第２の推定磁極位置θ_ｅｓ２が、最終的な推定磁極位置として、上述したｄｑ／αβ変換部５、αβ／ｄｑ変換部１２及び第３の偏差演算部２１に出力される。

ここで、位相補償部２０には、第３の偏差演算部２１によって演算される、推定位置演算部１５からの第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１と上述した第２の推定磁極位置θ_ｅｓ２との偏差（位置誤差）が入力される。そして、位相補償部２０は、入力された位置誤差に、所定の第１のＰＩゲイン（Ｋｐ１+Ｋｉ１／ｓ）を乗じた値を、推定磁極位置として加算部１９に出力する。

このように、第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１と第２の磁極位置θ_ｅｓ２との位置誤差を算出し、その位置誤差に所定の第１のＰＩゲインを乗じて、積分処理部１８から出力された推定磁極位置に加えることにより、ＬＰＦ１７におけるフィルタ処理及び積分処理部１８による位相遅れを低減することができる。すなわち、加算部１９、位相補償部２０及び第３の偏差演算部２１によってフェーズロックループ（ＰＬＬ）が形成されるので、加算部１９から算出される第２の推定磁極位置θ_ｅｓ２の位相を第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１の位相に近づけることができる。これにより、高周波成分を除去するためのフィルタ処理による位相遅れが低減され、第２の推定磁極位置θ_ｅｓ２の精度を向上できる。ただし、位相補償部２０における第１のＰＩゲインを過度に高めると、高周波成分の影響が強くなって磁極位置の推定精度が低下するので、この第１のＰＩゲインの設定には注意を要する。

（第２実施形態）
上述した第１実施形態では、第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１と第２の磁極位置θ_ｅｓ２との位置誤差に所定の第１のＰＩゲインを乗じて、積分処理部１８から出力された推定磁極位置に加えることにより、第２の推定磁極位置θ_ｅｓ２の位相遅れを防止した。

しかしながら、図３に示すように、第３の偏差演算部２１によって演算される第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１と第２の磁極位置θ_ｅｓ２との位置誤差Δθ_ｅｓに、所定の第２のＰＩゲイン（Ｋｐ２+Ｋｉ２／ｓ）を乗じて、ＬＰＦ１７から出力される直流成分である速度推定値ω_ｅｓに加算するようにしても良い。このようにしても、ＬＰＦ１７における高周波成分を除去するためのフィルタ処理による遅れの低減を図ることができる。

さらに、第１の実施形態と第２の実施形態とを組み合わせて実施しても良い。すなわち、積分処理部１８から出力される推定磁極位置及びＬＰＦ１７から出力される速度推定値ω_ｅｓの両方に、第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１と第２の磁極位置θ_ｅｓ２との位置誤差に第１及び第２のＰＩゲインを乗じた値をそれぞれ加算しても良い。

（第３実施形態）
上述した第１の実施形態では、推定位置演算部１５から出力された第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１に対して微分処理を施すことにより、交流成分である第１の推定磁極位置θ_ｅｓ１を直流成分である速度推定値ω_ｅｓに変換した。しかしながら、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに応じた交流成分から直流成分への変換は、交流成分からなる拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βそのものを、直流成分に変換することによって行っても良い。以下、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを直流成分に変換する手法について説明する。

上述した拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βは、２相交流座標系における拡張誘起電圧モデルによって演算されるため、交流成分となる。この拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βには、図４（ａ）に示すように、ノイズとなる高周波成分が重畳している。

ここで、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βについて、２相交流座標であるαβ座標から回転座標であるｄｑ座標へと座標変換を行うことにより、図４（ｂ）に示すように、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを直流成分に変換することができる。このように直流成分に変換した拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに対して低域通過フィルタ処理を施すことにより、図４（ｃ）に示すように、高周波成分を除去することができる。そして、フィルタ処理後の拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを、再度、ｄｑ座標からαβ座標へと座標変換することにより、図４（ｄ）に示すように、高周波成分が除去された交流成分信号が得られる。

上述した２種の座標変換処理を、第１実施形態における、微分処理及び積分処理に代えて実施することによっても、第１実施形態と同様の効果を相することができる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態では、位置・速度推定部１３の構成のみが、上述した第１実施形態と異なるため、以下、本実施形態による位置・速度推定部３０について図５に基づいて説明する。

図５に示すように、拡張誘起電圧演算部１４によって演算された、ベクトルである拡張誘起電圧ｅは、内積演算部３１に入力される。さらに、この内積演算部３１には、後述する加算部３５から出力される推定磁極位置に対応する位置ベクトルθ_ｅｓが入力される。内積演算部３１では、以下の数式８に示す式によって、誘起電圧ベクトルｅと位置ベクトルθ_ｅｓとの内積を算出する。

ここで、図６に示すように、拡張誘起電圧ベクトルｅは、モータ回転子４０の磁石磁束の微分に相当するため、磁石磁束から９０度進んだベクトルとなる。一方、磁石磁束の位置はモータ回転子４０の磁極位置に相当する。従って、モータ回転子４０の磁極位置を示す位置ベクトルθ_ｅｓが、正しくモータ回転子４０の磁極位置に対応している場合、位置ベクトルθ_ｅｓと拡張誘起電圧ベクトルｅとの内積はゼロになる。逆に言えば、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積が概ねゼロとなるように、位置ベクトルθ_ｅｓを補正して求めることによって、当該補正した位置ベクトルθ_ｅｓが推定磁極位置を示すことになり、磁極位置を求めることが可能になる。

本実施形態では、内積演算部３１によって演算される、誘起電圧ベクトルｅと位置ベクトルθ_ｅｓとの内積に、速度変換部３２において所定の第３のＰＩゲイン（Ｋｐ３+Ｋｉ３／ｓ）を乗じて、速度推定値ω_ｅｓに相当する値を算出する。そして、積分処理部３４によって、速度推定値ω_ｅｓに対して積分処理を施すことによって、推定磁極位置を求めている。

位置ベクトルθ_ｅｓが、正しい磁極位置θからずれている場合、その位置誤差Δθに応じた内積が、上記の数式８によって算出される。この場合、位置ベクトルθ_ｅｓを正しい磁極位置θに一致させるには、位置誤差Δθに応じて速度推定値ω_ｅｓを増減すれば良い。例えば、図６に示すように、位置ベクトルθ_ｅｓが正しい磁極位置θに対して遅れている場合には、速度推定値ω_ｅｓが増加するように補正すると、この速度推定値ω_ｅｓから求められる位置ベクトルθ_ｅｓを正しい磁極位置θに近づけることができる。

このように、誘起電圧ベクトルｅと位置ベクトルθ_ｅｓとの内積と、算出すべき速度推定値ω_ｅｓとは相関関係を有するので、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積に所定の第３のＰＩゲインを乗じることによって、速度推定値ω_ｅｓに相当する値を求めることができる。そして、このように速度推定値ω_ｅｓを求めることによって、速度推定値ω_ｅｓは、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積に応じて増減補正される。このような速度推定値ω_ｅｓから位置ベクトルθ_ｅｓを求めることによって、結果的に、位置ベクトルθ_ｅｓは、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積に応じて補正されることになる。

なお、本実施形態では、積分処理部３４における積分処理によって、誘起電圧ベクトルｅに含まれる高周波成分がなまされるので、実質的にフィルタ処理が行われる。すなわち、積分処理部３４は、積分処理とフィルタ処理とを同時に実行する。

さらに、本実施形態では、図５に示すように、モータ回転子４０の速度推定値ω_ｅｓを積分して求めた推定磁極位置に対して、位相補償部３３によって算出される、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積に所定の第４のＰＩゲイン（Ｋｐ４+Ｋｉ４／ｓ）を乗じた値を加算部３５において加算することにより、最終的な推定磁極位置、すなわち位置ベクトルθ_ｅｓを求めている。このようにすると、積分処理部３４の積分処理によって発生する位相遅れを補償することができ、位置ベクトルθ_ｅｓを精度良く求めることができる。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態について説明する。本実施形態においても、位置・速度推定部１３の構成のみが、上述した第１実施形態と異なるため、以下、本実施形態による位置・速度推定部５０について図７に基づいて説明する。

図７に示すように、拡張誘起電圧演算部１４によって演算された、ベクトルである拡張誘起電圧ｅは、速度推定部５１に入力される。速度推定部５１は、この入力された拡張誘起電圧ｅを保持する機能を有する。そして、速度推定部５１は、異なる時刻ｔ１、ｔ２に算出された複数の拡張誘起電圧ｅ_ｔ１、ｅ_ｔ２に基づいて、第１の速度推定値ω_ｅｓを算出する。すなわち、時刻ｔ１、ｔ２間の経過時間と、拡張誘起電圧ベクトルｅ_ｔ１、ｅ_ｔ２間における位置誤差とから、第１の速度推定値ω_ｅｓを算出する。

なお、上述したように、拡張誘起電圧ベクトルｅ_ｔ１、ｅ_ｔ２には、種々の原因によってノイズである高周波成分が含まれるので、その拡張誘起電圧ベクトルｅ_ｔ１、ｅ_ｔ２から算出される第１の速度推定値ω_ｅｓにも、その高周波成分の影響が残る。そのため、本実施形態では、第１の速度推定値ω_ｅｓに対して低域通過フィルタ処理を施す低域通過フィルタ部（ＬＰＦ）５２を設けている。これにより、第１の速度推定値ω_ｅｓに含まれるノイズを低減することができる。

一方、上述した第４実施形態と同様に、誘起電圧ベクトルｅと位置ベクトルθ_ｅｓとの内積を演算する内積演算部５４、及びこの内積に所定の第３のＰＩゲインを乗じることにより速度推定値ω_ｅｓを出力する速度変換部５５が設けられている。すなわち、この内積演算部５４及び速度変換部５５によって、第２の速度推定値ω_ｅｓが出力される。

加算部５３は、ＬＰＦ５２から出力された第１の速度推定値ω_ｅｓと速度変換部５５から出力された第２の速度推定値ω_ｅｓとを加算して、その加算結果を最終的な速度推定値ω_ｅｓとして出力する。積分処理部５６は、加算部５３から出力された最終的な速度推定値ω_ｅｓに対して積分処理を施すことにより、回転子４０の磁極位置を示す位置ベクトルθ_ｅｓを算出する。

ＬＰＦ５２のフィルタ処理によって、第１の速度推定値ω_ｅｓには位相遅れが生じる。しかしながら、第１の速度推定値ω_ｅｓに、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積に所定の第３のＰＩゲインを乗じて求めた第２の速度推定値ω_ｅｓを加えることにより、その位相遅れを補償することができる。

なお、フィルタ処理による位相遅れを防止するためには、図８に示すように、積分処理部５６から出力された推定磁極位置に対して、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積に、位相補償部５７にて所定の第４のＰＩゲインを乗じて求めた推定磁極位置を加算部５８にて加算するようにしても良い。

さらに、ＬＰＦ５２から出力される第１の速度推定値ω_ｅｓ及び積分処理部５６から出力される推定磁極位置の両方に、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積に第３及び第４のＰＩゲインを乗じた値をそれぞれ加算するようにしても良い。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態になんら制限されることなく、種々変形して実施することができる。

例えば、上述した第４及び第５実施形態において、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積を算出する際に、位置ベクトルθ_ｅｓ及び誘起電圧ベクトルｅの大きさを正規化して一定としても良い。具体的には、内積を、位置ベクトルθ_ｅｓ及び誘起電圧ベクトルｅの大きさの絶対値で除算することで、それぞれの大きさを一定にする。これにより、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積が、両ベクトルの角度差（位置誤差）のみに依存して変化するようにできる。このため、内積から、速度推定値ω_ｅｓ等を精度良く算出することができる。

また、上述した第４及び第５実施形態では、速度推定値ω_ｅｓを求めること等を目的として、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとの内積を利用した。しかしながら、この内積に代えて、位置ベクトルθ_ｅｓ±９０度と誘起電圧ベクトルｅとの外積を用いることも可能である。すなわち、上述したように、位置ベクトルθ_ｅｓと誘起電圧ベクトルｅとは実質的に９０度の位相差をもっているので、位置ベクトルθ_ｅｓに±９０度の位相補正を行うと、位置ベクトルθ_ｅｓ±９０度と誘起電圧ベクトルｅとの位相関係は、実質的に０度もしくは１８０度となる。

従って、下記の数式９で表される外積を用いて、この外積が概ねゼロとなるように、位置ベクトルθ_ｅｓを速度推定値ω_ｅｓ等によって補正することにより、正しい磁極位置に対応した位置ベクトルθ_ｅｓを求めることができる。

なお、上述した外積を用いる場合には、位置ベクトルθ_ｅｓをそのまま外積演算部に入力するのではなく、その間に、位置ベクトルθ_ｅｓの位相を９０度ずらすための位相補正部を設ける必要がある。

第１実施形態による同期モータの制御装置の全体構成を示すブロック図である。 モータの近似モデルを得るための考え方を説明するための説明図である。 第２実施形態における、位置・速度推定部の構成を示すブロック図である。 （ａ）〜（ｄ）は、第３実施形態による、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに応じた交流成分から直流成分への変換方法を説明するための説明図である。 第４実施形態における、位置・速度推定部の構成を示すブロック図である。 拡張誘起電圧ベクトルｅと、位置ベクトルθ_ｅｓとの関係を説明するための説明図である。 第５実施形態における、位置・速度推定部の構成を示すブロック図である。 第５実施形態の変形例における、位置・速度推定部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

２…速度制御器
４…電流制御器
５…ｄｑ／αβ座標変換部
６…αβ／ｕｖｗ変換部
７…ＰＷＭ信号発生部
８…インバータ
９…電流センサ
１０…同期モータ
１１…ｕｖｗ／αβ変換部
１３…速度・位置推定部
１４…拡張誘起電圧演算部
１５…推定位置演算部
１６…微分処理部
１７…低域通過フィルタ部
１８…積分処理部
２０…位相補償部

Claims (17)

1. 同期モータの２相交流座標系における誘起電圧モデルに、モータ印加電圧値及びモータ電流の検出値を入力することによって、当該同期モータの誘起電圧を演算し、その演算した誘起電圧から推定磁極位置を求める同期モータの磁極位置推定方法において、
   前記誘起電圧モデルとして、モータ電流の波高値の時間微分を概ねゼロと仮定した近似誘起電圧モデルを用いることを特徴とする同期モータの磁極位置推定方法。
2. 前記２相交流座標系がα−β座標系である場合、以下の数式１によって示される近似誘起電圧モデルによって誘起電圧を演算することを特徴とする請求項１に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
   

   
3. 前記近似誘起電圧モデルによって算出した誘起電圧に応じた交流成分を直流成分に変換し、当該直流成分に重畳する高周波成分を除去し、さらに、その高周波成分を除去した直流成分から、前記推定磁極位置を求めることを特徴とする請求項１に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
4. 前記直流成分への変換は、前記誘起電圧に基づいて第１の磁極位置を算出し、さらに、その第１の磁極位置を微分することによって行われ、かつ、高周波成分を除去した直流成分を積分した積分結果から、第２の磁極位置を求め、当該第２の磁極位置を前記推定磁極位置とすることを特徴とする請求項３に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
5. 前記第１の磁極位置と前記第２の磁極位置との位置誤差を算出し、その位置誤差に所定の第１のゲインを乗じて、前記第２の磁極位置に加える位相同期処理を行うことを特徴とする請求項４に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
6. 前記第１の磁極位置と前記第２の磁極位置との位置誤差を算出し、その位置誤差が概ねゼロとなるように、前記位置誤差に所定の第２のゲインを乗じた補正係数により、前記直流成分を補正することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
7. ２相交流座標系における誘起電圧モデルによって演算される、交流成分からなる前記誘起電圧を回転座標系に変換することによって直流成分に変換し、かつ、高周波成分を除去した直流成分を前記２相交流座標系に変換し、その変換結果から前記推定磁極位置を求めることを特徴とする請求項３に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
8. 前記誘起電圧は、前記近似誘起電圧モデルによって誘起電圧ベクトルとして求められ、前記２相交流座標において、前記モータ回転子の磁極位置に対応する位置ベクトルを設定し、当該位置ベクトルと前記誘起電圧ベクトルとの内積が概ねゼロとなるように、前記位置ベクトルを補正することによって、当該補正した位置ベクトルから前記推定磁極位置を求めることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
9. 前記位置ベクトルは、前記モータ回転子の磁極の推定速度を積分することによって設定されるものであり、前記位置ベクトルと前記誘起電圧ベクトルとの内積に応じて補正した前記推定速度を求めることによって、結果的に、前記位置ベクトルを補正することを特徴とする請求項８に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
10. 前記モータ回転子の磁極の推定速度は、異なる時刻に算出された複数の誘起電圧ベクトルに基づいて算出される推定速度に対して低域通過フィルタ処理を施して第１の推定速度を求めるとともに、この第１の推定速度に対して、前記位置ベクトルと前記誘起電圧ベクトルとの内積に所定の第３のゲインを乗じることによって求められる第２の推定速度を加えることによって求められることを特徴とする請求項９に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
11. 前記モータ回転子の磁極の推定速度を積分した値に対して、前記位置ベクトルと前記誘起電圧ベクトルとの内積に所定の第４のゲインを乗じた値を加えて、前記位置ベクトルを求めることを特徴とする請求項９又は請求項１０に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
12. 前記内積を算出する際に、前記誘起電圧ベクトル及び前記位置ベクトルの大きさを正規化して一定としたことを特徴とする請求項８乃至請求項１１のいずれかに記載の同期モータの磁極位置推定方法。
13. 前記誘起電圧は、前記近似誘起電圧モデルによって誘起電圧ベクトルとして求められ、前記２相交流座標において、前記モータ回転子の磁極位置に対応する位置ベクトルを設定し、当該位置ベクトル±９０度と、前記誘起電圧ベクトルとの外積が概ねゼロとなるように、前記位置ベクトルを補正することによって、当該補正した位置ベクトルから前記推定磁極位置を求めることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
14. 前記位置ベクトルは、前記モータ回転子の磁極の推定速度を積分することによって設定されるものであり、前記位置ベクトル±９０度と前記誘起電圧ベクトルとの外積に応じて補正した前記推定速度を求めることによって、結果的に、前記位置ベクトルを補正することを特徴とする請求項１３に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
15. 前記モータ回転子の磁極の推定速度は、異なる時刻に算出された複数の誘起電圧ベクトルに基づいて算出される推定速度に対して低域通過フィルタ処理を施して第１の推定速度を求めるとともに、この第１の推定速度に対して、前記位置ベクトル±９０度と前記誘起電圧ベクトルとの外積に所定の第５のゲインを乗じることによって求められる第２の推定速度を加えることによって求められることを特徴とする請求項１４に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
16. 前記モータ回転子の磁極の推定速度を積分した値に対して、前記位置ベクトル±９０度と前記誘起電圧ベクトルとの外積に所定の第６のゲインを乗じた値を加えて、前記位置ベクトルを求めることを特徴とする請求項１４又は請求項１５に記載の同期モータの磁極位置推定方法。
17. 前記外積を算出する際に、前記誘起電圧ベクトル及び前記位置ベクトルの大きさを正規化して一定としたことを特徴とする請求項１３乃至請求項１６のいずれかに記載の同期モータの磁極位置推定方法。

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